此次所設計具有主動式終端匹配之雷射二極體驅動器的架構如圖 3-7 所示，共包含 主動式終端匹配電路、輸出級以及由前級驅動器與輸入級組成之前置放大器，設計的目 標主要為電路頻寬 10-Gb/s、輸出端反射損失 10dB 與最大輸出驅動電流 60mA，電路實 現所使用的製程為 TSMC 0.18μm CMOS，電路供應電壓則是 1.8V，有關電路設計的細節
與流程我們將在以下章節詳細說明。
圖 3-7 雷射二極體驅動器架構圖
3-4-1 輸出級與主動式終端匹配電路
主動式終端匹配電路部份可由圖3-8 交流小信號模型與公式 3-9 推導公式得知主動 式終端匹配阻抗Zin隨頻率變化的特性，由於Rg遠大於1/gm導致主動式終端匹配高頻特性 有如主動電感，其零點頻率低於極點頻率，Cgs則為電晶體Ma之閘極與源極端寄生電容，
高頻阻抗在超過其零點(1/CgsRg)時便開始增加而超過我們所設定之阻抗值，所以為了保 證其阻抗與反射損失在我們應用的頻率之下都能滿足我們所設定的規範之內，Rg的值、
電晶體大小、以及偏壓電流的取捨就相當重要。我們設計主動式終端匹配電路的流程如 下:為了匹配傳輸線阻抗 25 歐姆，我們必須使電晶體Ma直流偏壓在電導gm=1/25S，調整 其偏壓電流會有其對應的寬長比值，其尺寸越大則寄生電容Cgs越大將導致高頻時匹配能 力不佳，同時，設計上會讓k值大於 10 來得到較好的輸出電流效益，Rg越大則輸出信號 損失越小以及保持V1電壓點恆定直流偏壓所需的驅動電流可以越小，但其高頻反射損失 將會隨著零點的前移而變差。
為了滿足設計目標反射損失 10dB，因此我們設計上作了一些取捨，首先將主動式 終端匹配電路偏壓電流設定在30%最大輸出調變電流以得到足夠的反射吸收能力，因此 Ma之偏壓電流設計為 20mA，Rg則設定為 400 歐姆，而V1設定在 1.1V電壓並且保持恆 定，使得最後完整電路設計完之後反射損失在10GHz之前能夠保持在 10dB以上。
→∞ +
= + o
gs g gs
in r
sC gm
R Z 1 sC ,
(公式 3-9)
另外，主動式終端匹配偏壓驅動電路的目的在於保持Vg點電壓的恆定，因此與輸出 調變電流反相之偏壓驅動電流我們使用一個輸入信號與輸出級相同的差動對來產生，大 小則隨電流比值與輸出級成一個比例，並且採用源極退化技巧(Source Degeneration)增加 偏壓驅動電流信號的線性度以及降低溫度製程變異的影響，讓Vg點電壓更加穩定。
圖 3-8 主動式終端匹配之交流小信號模型
雷射二極體驅動器輸出級的設計首先須考慮輸出調變電流的範圍，我們將輸出點 Vo直流電壓定在 1.8V，主動式終端匹配電路透過偏壓驅動電路和電阻Rg產生壓降使Vg
保持在1.1V左右，因此設計時除了必須確保主動式終端匹配電路在輸出信號範圍內皆保 持正常工作而不至於進入線性區偏移所需匹配的阻抗之外，輸出調變電流的限制也在於 輸出級差動對若過度進入線性區將導致電路頻寬下降，同時為了完全切換調變電流，大 輸出調變電流需要輸出級差動對過大的切換電壓與大小會讓前置放大器難以設計，在電 路頻寬、電路回授損失、前置放大器這些條件取捨之下，我們設計此驅動器輸出級最大 輸出調變電流為60mA，所需之切換電壓擺幅為單端 600mVpp，驅動雷射二極體負載25 歐姆時會產生1.5V的輸出擺幅，這樣子的設計可以保持電路操作在 10-Gb/s同時不讓主 動式終端匹配電路離開工作區。
3-4-2 直流偏壓電路
(1)恆定電導偏壓電路(Constant-gm Biasing Circuit):
因應主動式終端匹配電路中的電晶體Ma之電導會隨溫度製程變異而影響其阻抗匹 配特性，我們提出一解決方法如圖 3-9，將主動式終端匹配架構改為堆疊形式，藉由讓 阻抗Zin變為電晶體Ma1 與恆定電阻Rds之串聯來穩定主動式終端匹配電路的阻抗，恆定 電阻則由一操作狀態為深度線性區(Deep Triode Region)之電晶體Ma2 與恆定偏壓電路 [16]來實現，假設I1=I2，可推導出電晶體Ma2 從汲極端看進去的通道電阻如公式 3-10 所 示為一個與溫度製程無關，只由外接電阻R以及電晶體大小比例所決定，由於外接電阻 R相對於製程溫度變異而言穩定許多，當Rds佔有一定比例時，主動式終端匹配電路輸入 阻抗Zin受到溫度製程變異的影響就會改善許多，除此之外，也因為堆疊結構，使得通道 調變效應(Channel Length Modulation Effect)對Zin的影響小很多，當雷射二極體驅動器輸 出端電壓變化時，所造成的阻抗變化也比原先的小。
圖 3-9 恆定主動式終端匹配與恆定偏壓電路的實現
圖 3-10 主動式終端匹配阻抗隨溫度製程變異變化圖
(2)直流穩壓電路:
雷射二極體的直流跨壓會隨著通過電流而變化，因此當我們採用直流耦合驅動介面 時，驅動器輸出級輸出點直流電壓也會隨著我們調整調變電流而變化，假設輸出調變電 流Io變小時，輸出點Vo電壓隨著上升，接著主動式終端匹配電路之電晶體Ma1 閘極直流 偏壓也透過電阻Rg跨壓減小而上升，結果就是Ma1 電導隨著變化並且因此偏離我們所設 計的阻抗匹配狀態。為了要保持主動式終端匹配的狀態不隨調變電流而變，可以透過一 個補償的機制，使其變化量降低。
在此我們提供兩種補償機制並且做個比較，第一種的補償機制為直接提供一個補償 直流電流源Ic於Vg電壓點，如圖3-11(a)，目的在於補償主動式終端匹配電路之偏壓驅動 電流Io/k的變化繼而保持通過Rg之直流電流不變，補償電流Ic之值可由分析算出(公式
3-12)。
圖 3-12 加入直流穩壓電路對於阻抗匹配的影響
3-4-3 高速電路頻寬擴增技巧
在傳輸資料速率超過10-Gb/s 的金氧半製程雷射二極體驅動器設計上，通常會使用 頻寬擴增技巧(Bandwidth Enhanced Technique)來補償電路中寄生電容造成的極點，以期 可以增加電路頻寬與降低電路的功率消耗，特別是前級驅動電路的設計，為了能夠保持 大輸出擺幅去切換輸出級，利用頻寬擴增技巧來降低所需的偏壓電流是目前很常見的設 計技巧。近幾年來高速電路常用的頻寬擴增技巧如表 3-1 所示，共有基本的 shunt peaking[17]、負電容、採用雙埠電感網路來做頻寬擴增的 TRA[18]以及使用互感的 T-coil[19]與 Shunt and double series peaking[20]等。在這次的電路設計中，我們只採用 shunt peaking 來做頻寬擴增，雖然 shunt peaking 並非具有最好的擴增係數(Enhanced Factor)，但以我們目前所用的 0.18μm 製程與 10-Gb/s 設計目標來考量，shunt peaking 為一個最易實現且足夠用的技巧，同時設計上對於電路輸出端反射損失的影響也最小。