4.4 混合轉送模式(Hybrid-and-Forward Mode, HF)
4.4.3 混合轉送模式的目的地終端接收機設計
不管中繼終端是否完全正確解碼時，混合轉送模式的目的地終端接收機都可 以在兩個時間槽分別收到來自於原始終端及中繼終端的信號。接收機同樣將兩個 時間槽收到的信號做最大比的組合以獲得最佳的分集增益，接收機的架構如圖 4-4 所示，而接收機的最大比組合的方法如節 4.2.3 及 4.3.3 所述。最後再將不同 模式所估計的符元X k( )
∧ 及所計算的等效 CSI 帶入外部接收機做接收及做符元的 解調及解碼。
圖 4-4 混合轉送模式的目的地終端接收機架構
4.5 模擬與分析
在本節中，我們分成三部份模擬，首先模擬在目的地終端通道HSD
( )
k 、( )
HSR k 及HRD
( )
k 已知的情況下，其接收機分別利用三種合作模式的最大比組合 方法所得的封包錯誤率(Packet Error Rates, PER)及位元錯誤率(Bit Error Rates, BER)，藉此以比較三種合作模式與直接傳送模式的效能優劣。我們假設中繼終 端和目的地終端接收機的同步是完美的，而為了讓合作式通訊模型有最佳化功率 分配，我們假設原始終端和中繼終端都已知通道h 及通道SR h 。接著我們模擬在RD 解碼轉送模式做頻域的最佳化功率分配，以比較時域的功率分配與頻域的功率分 配的效能差異。最後，我們模擬三種合作模式在目的地終端通道HSD( )
k 及( )
HRD k 未知，而放大轉送模式及混合轉送模式在目的地終端通道HSR
( )
k 已知的 情況，並且利用在節 3.1.4 所介紹的通道估計方法來估計通道，藉此比較在目的 地終端通道HSD( )
k 及HRD( )
k 已知或未知對合作式通訊的效能影響。模擬的通道部份，如同在節 4.1 所提到的，模型中的三個通道各自獨立，原 始終端到目的地終端通道(h )、原始終端到中繼終端通道(SD h )及中繼終端到目SR
的地終端通道(hRD)都定義如同在第 2 章所介紹的 IEEE 802.11a/g Channel Model A ，其中TS =50ns ，TRMS =50ns 。我們將分別以一個 tap 的平坦衰落通道(Flat Fading Channel)及三個 tap 的多重路徑衰落通道(Multi-path Fading Channel)做模 擬。通道雜訊部份，我們以兩個時間槽的平均信號功率總和為 P 定義功率訊號雜 訊比(P N )來對每一個 IEEE 802.11a/g 封包加入雜訊。另外，我們縮小封包的0 PSDU 為 70Bytes，所以當模擬的調變設定為 16-QAM 時，一個封包內只有 5 個 OFDM 符元，而當調變設定為 64-QAM 時，一個封包內則只有 3 個 OFDM 符元。
同時我們讓模擬的封包為 2000 個，如此代表通道變化 2000 次，期望在通道的隨 機變化下可以反應出合作式通訊模型的特性。
模擬主要分成三個部份。
¾ 第一部份
第一部份的模擬所設定的調變為 64-QAM 或 16-QAM。當調變設定為 64-QAM 時，這部份的模擬結果如圖 4-5 到 4-8 所示。圖 4-5 顯示在平坦衰落通 道，PER=10 時，放大轉送模式獲得 4.5dB 增益，解碼轉送模式則獲得 5.5dB 增-2 益，而混合轉送模式也獲得 5.5dB 增益。圖 4-6 顯示在平坦衰落通道，BER=10 時，-3 放大轉送模式獲得 8dB 增益，解碼轉送模式獲得 8dB 增益，而混合轉送模式則 獲得 8.5dB 增益。圖 4-7 顯示在多重路徑衰落通道，PER=10 時，放大轉送模式-2 獲得 3dB 增益，解碼轉送模式獲得 3.5dB 增益，而混合轉送模式則獲得 4dB 增 益。PER=10 時則顯示放大轉送模式獲得 4dB 增益，解碼轉送模式獲得 6dB 增-3 益，而混合轉送模式則獲得 6.5dB 增益。圖 4-8 顯示在多重路徑衰落通道，BER=10-3 時，放大轉送模式獲得 3.5dB 增益，解碼轉送模式也獲得 3.5dB 增益，而混合轉 送模式則獲得 4dB 增益，若觀察BER=10 時，可以發現三種合作模式所獲得的增-4 益更多。由圖 4-5 到 4-8，顯示在較高的功率訊號雜訊比時，解碼轉送模式的 PER 比放大轉送模式多獲得 0.5dB 到 1dB 增益，而混合轉送模式在多重路徑衰落通道 下，其 PER 又比解碼轉送模式多獲得 0.5dB 增益。若比較 BER，可以發現解碼 轉送模式在多重路徑衰落通道下，BER=10 時，其 BER 比放大轉送模式多獲得-4
1dB 增益，而BER=10 時，混合轉送模式的 BER 則比其它兩種模式多獲得 0.5dB-3 增益。但是在較低的功率訊號雜訊比時，解碼轉送模式的 PER 及 BER 則比放大 轉送模式稍差，在圖 4-12 中更可以明顯的看出解碼轉送模式的 BER 較差。而在 較低的功率訊號雜訊比也同時顯示混合轉送模式可以獲得與放大轉送模式相同 甚至更好的增益，所以可以彌補解碼轉送模式在較低的功率訊號雜訊比時的缺 點。整體而言，混合轉送模式結合其它兩種模式在不同的功率訊號雜訊比各自的 優點，因此不管在較低或較高的功率訊號雜訊比時，混合轉送模式的效能都比放 大轉送模式或解碼轉送模式好。這部份的模擬，符合在節 4.3 及 4.4 所做的預期。
當調變設定為 16-QAM 時，這部份的模擬結果如圖 4-9 到 4-12 所示。圖 4-9 顯示在平坦衰落通道，PER=10 時，放大轉送模式獲得 4.5dB 增益，解碼轉送模-2 式則獲得 5.5dB 增益，而混合轉送模式也獲得 5.5dB 增益。圖 4-10 顯示在平坦 衰落通道，BER=10 時，三種合作模式都可以獲得 9dB 增益。圖 4-11 顯示在多-3 重路徑衰落通道，PER=10 時，放大轉送模式獲得 5dB 增益，解碼轉送模式獲得-2 6.5dB 增益，而混合轉送模式則獲得 7.5dB 增益。圖 4-12 顯示在多重路徑衰落通 道，BER=10 時，放大轉送模式獲得 6dB 增益，解碼轉送模式獲得 5.5dB 增益，-3 而混合轉送模式則獲得 7dB 增益。此部份模擬的結果，大致上與調變為 64-QAM 時所做的分析相同
¾ 第二部份
我們模擬在解碼轉送模式做頻域的最佳化功率分配，以此比較時域的功率分 配與頻域的功率分配的效能差異。第二部份的模擬所設定的調變為 64-QAM 或 16-QAM，而通道則設定為多重路徑衰落通道。當調變設定為 64-QAM 時，模擬 結果如圖 4-13 到 4-14 所示，結果顯示在解碼轉送模式利用頻域的最佳化功率分 配沒有比時域的最佳化功率分配獲得明顯的增益。而當調變設定為 16-QAM 時，
模擬結果則如圖 4-15 到 4-16 所示，圖 4-15 顯示在PER=10 時，利用頻域的最佳-2
BER=10 時，頻域的最佳化功率分配可以多獲得 0.5dB 增益。 -3
¾ 第三部份
這部份的模擬所設定的調變為 64-QAM，模擬結果如圖 4-17 到 4-20 所示。
圖 4-17 顯示在平坦衰落通道，PER=10 時，放大轉送模式獲得 5dB 增益，解碼-2 轉送模式則獲得 6dB 增益，而混合轉送模式也獲得 6dB 增益。圖 4-18 顯示在平 坦衰落通道，BER=10 時，放大轉送模式獲得 7.5dB 增益，解碼轉送模式獲得 8dB-3 增益，而混合轉送模式則獲得 8.5dB 增益。圖 4-19 顯示在多重路徑衰落通道，
PER=10 時，放大轉送模式獲得 1.5dB 增益，解碼轉送模式獲得 2.5dB 增益，而-2
混合轉送模式則獲得 3dB 增益。圖 4-20 顯示在多重路徑衰落通道，BER=10 時，-3 放大轉送模式獲得 2dB 增益，解碼轉送模式也獲得 2dB 增益，而混合轉送模式 則獲得 2.5dB 增益。比較圖 4-5 到 4-8 與圖 4-17 到 4-20，我們可以發現在目的地 終端通道HSD
( )
k 及HRD( )
k 未知的情況下，在平坦衰落通道，三種合作模式的 PER 沒有比通道已知時差，BER 則最多差 0.5dB 增益。而在多重路徑衰落通道，三種合作模式的 PER 比通道已知時差 1dB 到 1.5dB 增益，BER 則差 1dB 增益。
藉此比較，我們可以發現在平坦衰落通道，目的地終端通道HSD
( )
k 及HRD( )
k 已 知或未知對合作式通訊的效能並無顯著的影響，但是在多重路徑衰落通道則顯示 通道估計的準確度對合作式通訊的效能是有影響的，因此本論文所用的通道估計 方法值得再做改善，這點與在章節 3.3.2 所做的模擬結果分析相同。圖 4-5 平坦衰落通道下，目的地終端已知通道之 PER 比較(64-QAM)
圖 4-7 多重路徑衰落通道下，目的地終端已知通道之 PER 比較(64-QAM)
圖 4-8 多重路徑衰落通道下，目的地終端已知通道之 BER 比較(64-QAM)
圖 4-9 平坦衰落通道下，目的地終端已知通道之 PER 比較(16-QAM)
圖 4-11 多重路徑衰落通道下，目的地終端已知通道之 PER 比較(16-QAM)
圖 4-12 多重路徑衰落通道下，目的地終端已知通道之 BER 比較(16-QAM)
圖 4-13 多重路徑衰落通道下，時域及頻域功率分配之 PER 比較(64-QAM)
圖 4-15 多重路徑衰落通道下，時域及頻域功率分配之 PER 比較(16-QAM)
圖 4-16 多重路徑衰落通道下，時域及頻域功率分配之 BER 比較(16-QAM)
圖 4-17 平坦衰落通道下，目的地終端未知通道之 PER 比較(64-QAM)
圖 4-19 多重路徑衰落通道下，目的地終端未知通道之 PER 比較(64-QAM)
圖 4-20 多重路徑衰落通道下，目的地終端未知通道之 BER 比較(64-QAM)
第 5 章 結論
本論文的主要目的即是研究合作式通訊在 IEEE802.11a/g 系統中的應用並作 效能之評估。在本論文中，我們首先在第二章介紹了 IEEE 802.11a/g 系統規格，
其中包括實體層標準、碼框格式、系統參數、BICM OFDM 架構及通道模型。
在第三章則介紹了 IEEE 802.11a/g 的接收機設計，包括內部接收機與外部接 收機的各個模組及其演算法，並逐一予以模擬分析。內部接收機的模擬包含封包 偵測、粗略頻率偏移估計、符元時序估計、細微頻率偏移估計及通道估計。在封 包偵測部份，模擬結果發現在訊雜比大於等於 10 之後，設定門檻為 0.75 且 Searching Window 的搜尋長度為 8 點，會有比較好的效能。而粗略頻率偏移估計 的模擬結果則顯示隨著累加長度 L 加大，粗略頻率偏移估計的效能變得更好，
同時也可以發現，訊雜比越大時，估計的精確度越高，而且不同的通道特性對粗 略頻率偏移估計的效能沒有顯著的影響。在符元時序估計部份，模擬的結果顯示 在不同的通道特性下，沒有 CFO 或有 CFO 且做補嘗的情況，利用本論文所介紹 的符元時序估計演算法都可以有非常好的效能。最後，在細微頻率偏移估計的模 擬結果則顯示細微頻率偏移估計的確比粗略頻率偏移估計更加精確。另外，在第 三章，我們也針對整個 IEEE 802.11a/g 系統的效能做模擬分析，從模擬結果發現，
利用較高的 QAM 調變資料位元時，系統必須要有更好的訊雜比，否則系統效能
利用較高的 QAM 調變資料位元時，系統必須要有更好的訊雜比，否則系統效能