到目為止已經探討了圍繞不同內半徑與寬度之圓環形寄生金屬對摺疊偶極天線降 頻效應的影響與機制，且由上一節中的分析知道，縮減環內徑會產生較高之電感性電 抗，正好能夠補償愈往低頻愈強的電容性摺疊偶極天線，而得到更大幅度的降頻結果，
然而共振頻率降低的同時卻犧牲了反射損耗特性。因此，在輻射特性須兼顧的情況下圓 環形寄生金屬所能提供之降頻效果將有限，而最佳化之設計已於上一章中提出。若希望 達到更進一步之摺疊偶極天線縮小化，所結合之寄生金屬型態結構勢必要作調整，本節 將以環繞適當大小之方形環狀寄生金屬取代圓環形寄生金屬，在不影響反射損耗特性下 嘗試讓共振頻率有更大幅度的下降。
120
6. 3. 1 天線設計原理
方形環狀寄生金屬具有與圓形環狀寄生金屬相似的對稱形狀，以及同樣能夠以等效 單波長環天線來作分析的結構特性。且當環中心到環上的距離固定，方形環具有較圓形 環要長的周長，因為8r > 2πr，如圖 6-6 所示。由於圍繞之環形寄生金屬愈靠近摺疊偶 極天線等效環形天線輻射路徑愈短，共振頻率愈高，在低頻輸入電阻愈小，造成降頻後 的阻抗不匹配，因此，若以方環形取代，其較長之周長應可改善此問題。
圖6-6 結合互為等效結構之圓形環與方形環之印刷摺疊偶極天線
接下來同樣先使用HFSS 模擬結合不同寬度方形環之摺疊偶極天線的反射損耗，寬 度從 0.3mm 到 100mm，其中固定方形環之內半邊長為 34.5mm，由摺疊偶極天線饋入 100 歐姆之平衡訊號，結構與圖 5-7 相似，僅是將圓環改為方形環。模擬結果如圖 6-7 所示，圖中反射損耗的變化趨勢與圖5-8 相同，共振頻率會隨著環寬度的減少而下降，
且由圖中寬度0.3mm 與 1.3mm 具有相近之共振頻率可以說明在固定環內半邊長之情況 下，改變其寬度，會與圓環一樣存在一個降頻極限值。而值得注意的是，與圖5-8 相比，
方形環所造成的共振頻率下降幅度明顯超過圓形環，代表方形環似乎能提供優於圓形環 之降頻效果。由於方形環與圓形環具有類似的結構，接下來的分析，將圖6-6 環中心到 環上距離相同且等寬之方形環與圓形環定義為相互等效的結構，也就是方形環之內半邊 會與其等效圓形環之內半徑等長，反之亦然。由於互為等效之兩結構到摺疊偶極天線的 距離相同，所以其上所感應之電流強度相近，並產生強度相仿之磁場與等數量級之串聯 電感，因此兩者會具有接近之降頻效果，可以由圖6-1(a)結合內半徑 34mm 圓形環與圖 6-7 結合寬度 1.9mm 方形環之兩結構具有相近的共振頻率加以說明。
回到圖 6-7，由於方形環內半邊長較圖 5-8 中模擬所選取之圓形環內半徑要小，所 以所能提供的降頻效果較佳，再深入觀察其反射損耗值，在共振頻率點幾乎都可以達到 -10dB 以下，確實改善了圖 6-1(a)結合較小圓環在共振頻率降低的同時匹配也變差的缺 點。方形環的優勢在於其視為環形天線共振時，比起其等效圓形環具有較長之輻射路 徑，自身之共振頻率較低，相對在低頻之電阻較大，當環內徑縮減造成共振頻率下降的 同時能夠提供較其等效圓環更多之串聯電阻，以彌補摺疊偶極天線在低頻較低之電阻
121
值，而達到較佳之反射損耗特性。
0.8 0.825 0.85 0.875 0.9 0.925 0.95 0.975 1 1.025 1.05 -35
Frequency [GHz]
Return Loss [dB]
w=0.3mm 振頻率為0.87GHz，比起上一章結合圓環形寄生金屬最佳化設計之共振頻率 0.995GHz，
又大幅下降了125MHz，縮小化指數 MF 也提升到 1.609，且在共振頻率時依然維持絕佳 之阻抗匹配，反射損耗值為-31dB。代表結合方形環狀寄生金屬確實能夠改良之因為內 半徑較小所造成天線阻抗不匹配的問題。圖 6-10 為天線在共振頻率 0.87GHz 之三維增 益輻射場型模擬圖，增益值約為 2dBi，圖 6-11(a)為該頻率電流向量模擬圖，場型與電 流分佈與結合圓環形寄生金屬之摺疊偶極天線完全相同，表示以方環形取代並不會影響
122
原輻射特性。整體而言，結合方形環狀寄生金屬之改良設計成功達到進一步將摺疊偶極 天線縮小化的目標。
圖6-8 結合方形環狀寄生金屬之縮小化印刷摺疊偶極天線最佳化設計結構圖
0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 1.1 1.2 1.3 1.4 1.5
-35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0
Frequency [GHz]
Return Loss [dB]
S11
圖6-9 結合方形環狀寄生金屬之縮小化印刷摺疊偶極天線反射損耗模擬圖
123
圖6-10 結合方形環狀寄生金屬之縮小化印刷摺疊偶極天線三維輻射場型模擬圖
(a) (b)
圖6-11 結合方形環狀寄生金屬之印刷摺疊偶極天線與方形環狀寄生金屬之等效環形天 線電流向量模擬圖
為了瞭解方形環狀寄生金屬與摺疊偶極天線之間的關係，將圖6-8 中方形環狀寄生 金屬拆解成等效單波長環形天線來分析。由上一章中的研究知道，當縮小化摺疊偶極天 線共振時，其輸入電阻為摺疊偶極天線的輸入電阻再串聯環形寄生金屬本身的電阻。接 下來以相同的方式作驗證，將環狀寄生金屬之等效環形天線輸入電阻值與摺疊偶極天線 輸入電阻值作相加，然後再將相加後的曲線與結合方形環狀寄生金屬之摺疊偶極天線輸 入電阻曲線繪於同一圖中，如圖 6-12 所示。圖中第一個交點 0.87GHz 即為降頻後縮小 化摺疊偶極天線的共振頻率，證明以方形環狀寄生金屬圍繞的仍具有輸入電阻串聯的特 性。圖 6-13 為方形環狀寄生金屬之等效環形天線之反射損耗模擬圖，圖中可以看出共
124
振頻率為1.06GHz，方形環結構較上一章之圓環緊縮，但因周長較長共振頻率較低，因 此，在與摺疊偶極天線整合後會產生較強的降頻效應，且能夠在更低的共振頻率提供較 大的串聯電阻來維持天線較佳之反射損耗特性。由此可知，改良後的設計是透過改變環 狀寄生金屬結構來提升輸入電阻值，以在環壓縮後更低之共振頻率達到阻抗匹配。
0.8 0.9 1 1.1 1.2 1.3 1.4 1.51.5
0 200 400 600 800 1000 1200
Frequency [GHz]
Re(Z11) [Ω]
X: 0.87 Y: 108.5
Z11 of square loop antenna + Z11 of folded dipole antenna Z11 of folded dipole antenna with square ring
圖6-12 縮小化印刷摺疊偶極天線輸入電阻與拆解之兩天線輸入電阻疊加模擬圖
0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 1.1 1.2 1.3 1.4 1.5
-20 -15 -10 -5 0
Frequency [GHz]
Return Loss [dB]
S11
圖6-13 方形環狀寄生金屬等效環形天線之反射損耗模擬圖
由理論分析與模擬結果可以證實以方形環狀結構取代圓環形結構能夠在反射損耗 特性兼顧下使摺疊偶極天線之共振頻率降到更低，接著繼續以模擬的方式比較兩結構之 電流與磁場強度，如圖 6-14 所示。圖中可以看到結合方形環狀寄生金屬之摺疊偶極天 線其電流與磁場強度都較結合圓環形結構要強，降頻效果直接反應在電流與磁場的強 度，完全符合之前所提出的理論分析。最後，將此兩天線各重要模擬數據值整理於表6-2。
125
圖6-14 結合方形與圓形環狀寄生金屬之印刷摺疊偶極天線電流磁場強度模擬圖
表6-2 結合方形與圓形環狀寄生金屬之印刷摺疊偶極天線各重要模擬數據值 圓環結構天線 方形環結構天線 等效環形天線共振頻率 1.16 GHz 1.06 GHz
環內半徑/環內半邊長 38.5 mm 34.5 mm 環寬度 1.7 mm 2.2 mm 共振頻率 0.995 GHz 0.87 GHz 縮小化指數(MF) 1.404 1.609
共振頻串聯電感 52.389 nH 96.659 nH 共振頻串聯電阻 66.74 Ω 59.443 Ω
126