結果與討論

圖2.61 量測用的裝備

2.4.6 結果與討論

由圖2.51可以看到轉換增益對射頻頻率掃頻的圖形，因此可以看 到，當本地振盪訊號為0dBm 時，需要訊號(5.2GHz)與第一、二鏡像 訊號(3.072GHz、5.14GHz)經過威福-哈特利降頻器系統降頻成中頻頻 率後，通過多相位濾波器的結果。需要訊號經過兩次降頻後，為一正 頻訊號，所以其通過多相位濾波器的轉換增益約為10dB。第一鏡像訊 號因為是由威福鏡像消除架構消除，不是由多相位濾波器消除的，所 以該訊號的轉換增益皆約為-43dB。第二鏡像訊號經過兩次降頻後，

為一負頻訊號，會被多相位濾波器消除，所以該訊號在多相位濾波器 的極點頻率15MHz~35MHz 時，其轉換增益約為-40 dB，當中頻頻率 離多相位濾波器極點頻率愈遠時，其轉換增益增加愈快，也就是訊號 消除的效果愈差。

第一、二鏡像消除比值，為需要訊號中頻頻率轉換增益除以第 一、二鏡像訊號中頻頻率轉換增益。因此，若以dB 表示，就是將圖 2.51的需要訊號中頻頻率轉換增益減去第一、二鏡像訊號中頻頻率轉 換增益，即為圖2.52的第一、二鏡像消除比值。由圖2.52可以發現，

第一鏡像消除比值對中頻頻率皆大於50dB，第二鏡像消除比值在 15MHz~35MHz 的中頻頻段皆大於50dB。從圖2.52的量測曲線，我們 可以確定第一鏡像訊號，是由frequency shifting (威福鏡像消除架構) 所消除，第二鏡像訊號是由complex filter(哈特利鏡像消除架構)。

由圖2.53可以發現，當本地振盪訊號功率從-5dBm 增加到5dBm 時，轉換增益仍維持在10dB 左右。因此，對於威福-哈特利降頻器系 統而言，吉伯特混頻器所需要的本地振盪訊號功率不大，並且對於整 體系統而言，其本地振盪訊號源可以有10dB 左右的變化範圍。

由圖2.54與圖2.55可以觀察到當 LO Power 為0dBm 時，LO-IF 的 隔絕度與 LO-RF 的隔絕度圖形。當 LO 頻率在1.034GHz 時，威福-哈特利鏡像消除降頻系統 LO-IF 的隔絕度約高於40dB，LO-RF 的隔 絕度約高於50dB。由圖2.56為 RF-IF 的隔絕度圖形，當 RF 頻率在 5.2GHz 時，威福-哈特利鏡像消除降頻系統 RF-IF 的隔絕度約高於 59dB。

-tone)功率量測，可以發現該系統的 IP1dB 為-8dBm。由雙調(two-tone) 功率量測，可以發現該系統的IIP3為9dBm。因此，對於該系統而言，

有不錯的線性度表現。

由於射頻埠為輸入5.2GHz 的需要訊號，其操作頻率較高，所以 需要考慮輸入端的匹配反射問題。由圖2.58可以發現，該系統的射頻 埠輸入反射損耗，在5.2GHz 時為9.36dB。因為該系統的射頻埠輸入 端，為一個三階RC-CR 正交相位產生器，所以其輸入反射損耗的表 現不會很好，但仍在10dB 可以接受的範圍左右。

由圖2.59可以發現，該系統的輸出中頻 I-通道與 Q-通道的弦波 訊號，這兩個通道訊號的相位相差90.55，phase mismatch 為 ，gain mismatch 為 ∆=0.022dB(0.254%)，所以該系統的兩個輸出通道訊號的 確互相正交。同時，由於第一鏡像訊號消除，對於 I-通道與 Q-通道 的相位是否正交很敏感。因為這兩個通道相差90.55 ，互相正交，因 此我們才可以量測到53.4dB 的第一鏡像消除比值。

0.55

表2.4 Weaver-Hartley Image Rejection Down-Converter 模擬與量測結果

Weaver-Hartley Image Rejection Down-Converter (TSMC 0.35µm SiGe BiCMOS)

Item Simulation Measurement

Conversion Gain 15 dB 10 dB@LO:0dBm Image Rejection for

the First Image 60 dB 53.4 dB Image Rejection for

the Second Image 56 dB 51 dB

IP1dB -1 dBm -8 dBm

IIP3 15 dBm 9 dBm

Noise Figure N/A 23 dB

LO-to-IF Isolation N/A 42.21 dB LO-to-RF Isolation N/A 50.67 dB RF-to-IF Isolation N/A 59.27 dB

RF Input Return

Loss -13.762 dB 9.36 dB

Supply Current 150 mA 138.8 mA

Supply Voltage 3.3 V 3.3 V

第三章

電晶體雜訊參數分析

3.1 前言

無線通訊系統，是目前最重要的通訊系統。在無線通訊系統中，

接收機的雜訊指數(Noise Figure)是非常重要的規格。接收機的靈敏度

(Sensitivity) 為 ， 動 態 範 圍

(Dynamic Range)為

in,min min

P = −174dBm / Hz NF 10 log B SNR+ + +

(

IIP3

)

min

2 P 174dBm NF 10log B

SFDR SNR

3

+ − −

= − ，所以

從式子可以發現當雜訊指數增加時，接收機的靈敏度與動態範圍都會 變差。然而雜訊指數，是雜訊參數(Noise Parameters)的函數，因此為 了要得到較低的雜訊指數，得分析電晶體的雜訊參數。所以本章節，

將分析目前最主要應用在射頻前端電路設計中，兩種電晶體的雜訊參 數，分別為異質接面雙載子電晶體(HBT)，與金氧半場效電晶體(MOS) 的雜訊參數，並展示實作結果。

3.2 異質接面雙載子電晶體雜訊參數原理

3.2.1 異質接面雙載子電晶體之雜訊模型

探討異質接面雙載子電晶體的雜訊參數之前，我們得先了解其 雜 訊 模 型(Noise Model) ， 才 能 分 析 電 晶 體 的 雜 訊 網 路 (Noise Network)，以便推得雜訊參數。圖 3.1 是異質接面雙載子電晶體的雜 訊模型，可以看到電晶體的雜訊來源是由兩個熱雜訊源(Thermal Noise Sources) 、 ，和兩個散彈雜訊源(Shot Noise Sources) 、 所組成。

VnB V_nE I_nB I_nC

C_π V_be

依據圖 3.1 的雜訊模型可以推得輸入相關雜訊源(Input Referred Noise Source)。 輸入相關雜訊源，可以分為輸入相關雜訊電壓源(Input Referred Noise Voltage Source)和輸入相關雜訊電流源(Input Referred Noise Current Source)兩種雜訊源。首先探討輸入相關雜訊電壓源，圖 3.2 為V_nB、V_nE產生的輸入相關雜訊電壓源：V_n =V_nB+V_nE (3.1)

圖3.2 寄生電阻熱雜訊電壓源

圖 3.4 I_nB產生的輸入相關雜訊電流源

Noiseless

( )

opt opt opt

2

A12 A12

A22

A11 A11 A11

Y G jB

(

opt opt opt

2 2 2

C_π V_be

Noise-Free Y Parameter Block

−

{ } { }

A11 A11 A11

C Im C

圖3.8 Emitter width 對R_n、F_min

3.3 實作，High Frequency Active Device Testkey (SiGe 0.35µm HBT)

3.3.1 異質接面雙載子電晶體雜訊參數分析

(1)Rn

依據 3.27 式，可以發現 是偏壓電流( )、基極電阻( )、以及 射極電阻( )的函數，並且 與頻率無關。對於一個給定的電晶體而 言，它的基極電阻、射極電阻為一定值，而偏壓電流是可變動的。所 以我們將偏壓電流，分為低電流(low current)與高電流(high current)來 分析：

Rn I_C r_B

rE R_n

(a) _C ^T

E B c

I V (low current) R

2(r r ) → =2I

 + _n V^T (3.31) (b) _C ^T

E B

I V (high current) R r r

2(r r ) → = +

 + _{n E B} (3.32)

依據式子 3.31、3.32，圖 3.9 為 在低電流與高電流下對頻率的 圖形。從圖3.9，我們發現在低電流下 與偏壓電流成反比。在高電 流下 是基極電阻與射極電阻之和，為一定值，並與偏壓電流無關。

所以如果要得到電晶體的基極電阻與射極電阻之和，只要將其操作在 高電流下，此時得到的雜訊參數 便是。

Rn

Rn

Rn

Rn

Freq

Frequency)，此轉折頻率為 ^T

I V (low current) 2(r +r )

I V (high current) 2(r +r )

頻率低於轉折頻率時， 皆與頻率無關。頻率大於轉折頻率時，

(4)Fmin

I V (low current) 2(r +r )

(a.3.1) _min

I V (high current) 2(r +r )

Freq 電流一次微分為零，便可以得到最小雜訊偏壓電流(Minimum Noise Bias Current)。

fT

依據 3.48 式為 對偏壓電流一次微分為零，可以推得3.49 式為 最小雜訊偏壓電流，並且可以發現最小雜訊偏壓電流與頻率成正比。

Fmin

3.3.2 矽鍺異質接面雙載子電晶體雜訊參數模擬

使用上述雜訊參數(Rn、Fmin、Yopt)的式子(式 3.20~3.22)，來模擬 TSMC SiGe 0.35µm HBT的雜訊參數特性。

(1)

三種

type

電晶體

Fmin

、

Rn

模擬

根據式 3.30，可以發現Fmin是 的函數。因此分析三種 的電晶 體(high voltage、normal、high speed)對F

fT f_T

1:High voltage 2:Normal 3:High speed

Rn2.4GHz

1:High voltage 2:Normal 3:High speed

Fmin2.4GHz Fmin5.2GHz

圖3.13 hn155C2、ln155C2、dn155C2 電晶體Fmin、Rn模擬

(2) Emitter length

對

Fmin

、

Rn

、

Ropt

模擬

從模擬結果可以發現，當Emitter length增加時，對Fmin沒有顯著 的影響，但Rn、Ropt皆會變小。

Fmin,Rn(normalized 50), Ropt(normalized 50)

Emitter Length(um)

從模擬結果可以發現，當Emitter width增加時，對Rn沒有顯著的 影響，但F_min會變大。

Fmin,Rn(Normalized to 50 ohm)

Emitter width(um)

Fmin Rn

圖3.15 電晶體dn155C2-Emitter width對F 、R 模擬

使用dn155C2 電晶體，固定一個頻率，改變其偏壓電流(IC)，觀 察偏壓電流對Fmin的變化。從模擬可知，會找到一個偏壓電流IC使Fmin

在該頻率下最小，此電流便是最小偏壓電流。並且可以發現 5.2GHz 的最小偏壓電流比 3.4GHz大，如同式 3.77，最小偏壓電流與頻率成 正比的關係。

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18

0.5 1.0 1.5 2.0 2.5

Fmin(dB)

Ic(mA)

Fmin_2.4GHz Fmin_5.2GHz

圖 3.16 電晶體dn155C2-I_C對F_min模擬

3.3.3 晶片量測結果

13 14 15 16 17 18 19 20 21

Noise Factor (linear)

Emitter Length(um) VBE=1.0V V

CE=1.2V Freq=2.5GHz

圖 3.17 dn122、dn155C2 電晶體-Emitter length 對 Noise Factor

13 14 15 16 17 18 19 20 21

圖3.18 dn122、dn155C2 電晶體-Emitter length 對R_n

0.0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1.0 1.0

1.5 2.0 2.5 3.0

Noise Factor (linear)

Emitter Width (um)

VBE=0.95V V_CE=1.20V Freq=2.5GHz

圖 3.19 dn155C2、dw155C2 電晶體-Emitter width 對 Noise Factor

0 5 10 15 20

0 10 20 30 40 50 60

Rn (ohm)

Frequency (GHz)

JC=0.071 mA/um² JC=0.272 mA/um² JC=0.659 mA/um² JC=1.177 mA/um² JC=1.766 mA/um²

圖3.20 電晶體 dn155C2-偏壓電流對R_n

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 0.00

0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06

Gopt (ohm)

Frequency (GHz)

JC=0.272 mA/um² JC=0.659 mA/um² J_C=1.177 mA/um² JC=1.766 mA/um²

圖3.21 電晶體 dn155C2-偏壓電流對G _opt

0 2 4 6 8 10 12 14 16

-0.05 -0.04 -0.03 -0.02 -0.01 0.00

J_C=0.272 mA/um² JC=0.659 mA/um² JC=1.177 mA/um² JC=1.766 mA/um²

Bopt (ohm)

Frequency (GHz)

圖 3.22 電晶體 dn155C2-偏壓電流對B

0 5 10 15 20

圖3.25 Die Photo (1.5mm X 1.3mm)

dn155C2

量測時我們使用on-wafer的高頻量測環境，並且電晶體雜訊參數 的量測，需使用Source Pull雜訊參數量測系統。晶片的大小為1.5 X 1.3mm²，圖3.25為晶片實作照片，圖中可以看到，此晶片為TSMC SiGe 0.35µm的電晶體測試元件，此測試元件皆為High Speed的電晶體，而 此實作量測的電晶體dn155C2在晶片的左下方。

3.3.4 結果與討論

圖 3.17 與圖 3.18 為 Emitter length 對 noise factor 與 的量測結 果，由該圖可以發現，當Emitter length 增加時，noise factor 與 會 變小。因此，該結果驗證了上述的Emitter length 與 noise factor、 的 關係。

Rn

Rn

Rn

發現，當Emitter width 增加時，noise factor 也會隨之增加。因此，該

圖 3.22 為電晶體 dn155C2，其直流偏壓電流對 的量測結果，

我們取四個直流偏壓電流來量測 。由該圖可以發現， 的確為 一負電納，其量測曲線為一過原點隨頻率增加的直線，並且當直流偏 壓電流增加時， 的值會隨著變小，因此該結果可以驗證上述對 的分析。

Bopt

Bopt B_opt

Bopt B_opt

圖 3.24 為電晶體 dn155C2，其最小雜訊偏壓電流的量測結果，

我們取三個固定的頻率(3.5GHz、5GHz、13.5GHz)來量測。由該圖可 以發現，當頻率分別為3.5GHz、5GHz、13.5GHz 時，其最小雜訊偏 壓電流分別約為 5mA、10mA、17mA。由該結果可以發現當頻率增 加時，其最小雜訊偏壓電流也會隨著增加，驗證了上述對最小雜訊偏 壓電流的分析。

第四章

低雜訊放大器設計

4.1 前言

對於接收機而言，從天線接收訊號，其射頻前端最前級的電路就 是一個低雜訊放大器(Low Noise Amplifier)。對於無線通訊而言，訊 號在空氣中傳遞，會有許多的雜訊干擾，並且對於訊號的功率會造成 大量的衰減，到達接收端時，訊號會變的相當小，且與雜訊混在一起。

對於接收機整體的雜訊指數為 _{total 1} ^{2 3}

1 1 2

NF 1

NF NF NF 1 ...

G G G

−

= + − + + ，從式子

可以發現，第一級的低雜訊放大器，如果能提供足夠的增益，則後面 幾級的電路所造成的雜訊貢獻(noise contribution)，將可被低雜訊放大 器的增益消除掉，接收機的雜訊指數只剩下低雜訊放大器本身的雜訊 指數。因此對於一個低雜訊放大器而言，必須要有足夠的增益，與夠 低的雜訊指數，接收機才可以有好的雜訊指數效能。本章節，將分析 如何設計一個低雜訊放大器，因為目前無線通訊網路，是一重要的通 訊系統，所以針對無線通訊網路(2.4GHz、5.2GHz)的使用頻率，來設 計低雜訊放大器，並展示實作結果。

4.2 低雜訊放大器設計原理

根據上一章電晶體雜訊參數的分析，要設計一個好的低雜訊放 大器，需先將該製程所提供的電晶體，依照其所有的種類、Emitter length、width，選出該製程對於雜訊指數最好的電晶體。依照該電晶 體的最小雜訊電流，決定直流偏壓的設計。最後再依照該電晶體以及 其直流偏壓，去設計電路架構，以得到最好的電路效能。因為該章節 的低雜訊放大器，主要是以TSMC SiGe 0.35µm 製程，來設計和實現

根據上一章電晶體雜訊參數的分析，要設計一個好的低雜訊放 大器，需先將該製程所提供的電晶體，依照其所有的種類、Emitter length、width，選出該製程對於雜訊指數最好的電晶體。依照該電晶 體的最小雜訊電流，決定直流偏壓的設計。最後再依照該電晶體以及 其直流偏壓，去設計電路架構，以得到最好的電路效能。因為該章節 的低雜訊放大器，主要是以TSMC SiGe 0.35µm 製程，來設計和實現

在文檔中 威福-哈特利鏡像消除降頻器與雙頻道低雜訊放大器 (頁 75-0)