表格結果討論

(1)、在表格 5.1-2 中，以厚度 H = 20mil、介電常數 ε = 3.5 的基板為 例，若低阻抗Z₂的傳輸線其寬度 W_L為113mil，則對於傳統的微 帶線結構而言，其特性阻抗值 Z₂為25.8Ω；但若使用加入接地細 帶的方式 (表格 5.1-3)，則可以將 Z2的值降為 19.3Ω，在高阻抗 部份 Z₁保持不變的情形下，可以更為降低阻抗比值 R；同時從 表格 5.1-2、5.1-3 可以看出，對於相同的整體寬度 W_L來說，當 基板厚度 H 越大時，則傳統的微帶線特性阻抗和改良後加入接 地細帶的微帶線其特性阻抗值差距越大，其它介電常數 (ε = 6.8 及10.2) 均有相同的現象，這是因為我們增加了傳輸線的等效電 容值，以此來降低特性阻抗。

(2)、以介電常數 ε = 3.5 為例說明，比較表格 5.1-2 及 5.1-3，在相同 的整體寬度 WL狀況下，諧振腔中加入接地細帶後的微帶線其低 阻抗值 Z₂隨基板厚度 H 的變化程度遠小於傳統微帶線結構，這 是由於等效電容因為所加入接地細帶的原因，所以有很大一部份 是分佈在微帶線的表面，因而低阻抗 Z2 主要是受到內部間隔距 離 W_g、金屬線的寬度W_S、和整體傳輸線寬度 W_L (隨著加入接地 細帶的個數而有所不同) 所影響，所以可以大幅減少特性阻抗 Z₂ 與基板厚度 H 之間的關係，也因此減少了板材介質對電路的影 響，同時了解到當所加入的接地細帶越多時 (即 W_L的值越大)，

則特性阻抗值 Z₂隨基板厚度 H 的變化量越小 (比較 W_L = 59、

113、167 mil )，同樣的特性結果當介電常數 ε = 6.8 及 10.2 時均

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有顯現出來。

(3)、以之後所要設計的濾波器其低阻抗微帶線的寬度 WL = 113mil 為 例，觀察對於不同的介電常數ε 及不同的基板厚度 H，其二次諧 振頻率發生的位置，因為由上述表格可以發現，阻抗比值 R 與 介質厚度H 和介電常數 ε 幾乎無關，所以第二次諧振頻率發生的 位置幾乎相同 (約在6.9GHz 左右)，諧振腔電路及諧振頻率模擬 結果如圖5.4-1-(1)及 5.4-1-(2)所示。

(1) (2)

圖5.4-1 (1)模擬諧振腔其諧振頻率的電路圖 (2)對於不同介質 ε 及 不同厚度 H 的基板其二次諧振頻率發生位置模擬圖

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(4)、同傳統的微帶線結構，在相同的基板厚度 H 下，當寬度 W_L越 寬時，則低阻抗值 Z₂更為下降，所以當要求更小的低阻抗值 Z₂

時，可以加入更多的平行接地細帶來達成；因為我們使步階阻抗

諧振腔中高阻抗部份Z₁的線寬W_H固定，所以儘管對於不同的基 板厚度 H 及介電常數 ε，其高阻抗值 Z₁均甚大；由表格中也可 以發現，使用加入接地細帶的方式，可以將諧振腔中低阻抗值 Z₂快速下降，然而因為高阻抗部份 Z₁我們使其盡可能的大，所 以從表格5.1-4、5.2-4、5.3-4 中顯示，當阻抗比值 R 分子的部份 越小，而分母的部份越大時，整個阻抗比值R 幾乎跟基板厚度 H 和介電常數 ε 無關，這是因為經由加入接地細帶的方式，可以使 得低阻抗值 Z₂隨著基板厚度 H 的變化幅度大為下降，在高阻抗 部份Z1的寬度WH固定之情況下，透過此種方式，可以使得高阻 抗值Z₁隨基板厚度 H 變化的幅度與低阻抗值 Z₂約略相近，因而 造成阻抗比值 R 幾乎跟基板厚度 H 無關，同時當阻抗比值 R 越 小時，此種關係越顯著，而且濾波器也會擁有較寬的截止帶；圖 5.4-2 為將有加入接地細帶後 (圖 5.0-3) 的阻抗比值 R 對於不同 的寬度 W_L、介電常數 ε 及基板厚度 H 所做之圖。

(5)、以表格 5.1-4，介電常數 ε = 3.5、W_L = 113mil 為例，對於五個不 同厚度 H 的基板 (20、25、40、50、60 mil)，在其它條件均相 同的狀況下，其阻抗比值幾乎都在 0.143，所以在一般製程上，

可以使用較薄或較便宜的基板，來降低成本、減少表面波的發 生，但是電路整體的結構大小幾乎不受影響；相反的，從表格 5.1-4，可以看出傳統的微帶線結構其阻抗比值 R 與基板厚度 H

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卻有很大的關係；而加入接地細帶的結構也可以達到阻抗比值 R 與介電常數 ε 幾乎無關，所以當我們要求的濾波器其尺寸更小 時，可以使用介電常數 ε 較大的基板，來減少其電路面積而不影 響濾波器將二次頻率推遠的表現。

圖 5.4-2 Z₂有加入接地細帶後的阻抗比值 R 與 W_L、ε、H 之關係

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