圖 5.6 CMOS 製程之 Dangling Bonds 示意圖
閃爍雜訊(Flicker Noise)一直以來是 CMOS 製程中相較於其他製程較劣勢的 部分，相較於 SiGe、GaAs 等製程其閃爍雜訊轉角頻率(Flicker Noise Corner)小於 1 kHz 的情形而言，CMOS 的單一電晶體轉角頻率數百 kHz，整個混頻器，尤其 是次諧波混頻器，由數顆電晶體組成，其過高的閃爍雜訊轉角頻率往往是低中頻 接收機的最大隱憂。如上圖 5.6 所示，閃爍雜訊的成因之一為電子在矽基板中傳 遞時，被二氧化矽(SiO2)與矽(Si)之間隨機形成的懸吊鍵(Dangling Bonds)限制住 [1]，之後再被隨機的釋放出來，而這限制與釋放的行為造成電流流動的雜訊，
又此行為的頻率不高，在低頻或直接降頻應用時被相當重視。
5.4 文獻回顧
5.4.1 閃爍雜訊與混頻器
閃爍雜訊與混頻器之間的轉換關係一直以來被認為是神祕的機制。2000 年 Hooman Darabi 打破了這樣的迷思，認為閃爍雜訊可以被等效為在 MOS 電晶體 的閘極端的一低頻雜訊電壓源[18]。
在雙平衡式吉伯特混頻器電路型態的應用下，假設開關級的電晶體為理想開 關，故輸入於開關閘極之本地振盪源，可以使得開關級電晶體轉換時為理想的方
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波形式，進而達到與轉導電流相乘混頻的功能。此時等效在開關級電晶體閘極的 閃爍雜訊源的存在，將會使得方波開關的時間隨機具有些許的提早或延遲。如此 一來，考慮閃爍雜訊的開關轉換方程可以等效成理想的方波，加上閃爍雜訊所貢 獻的雜訊脈衝。如圖 5.7 所示
圖 5.7 包含閃爍雜訊與本地振盪源的開關轉換方程
閃爍雜訊即藉由這些不理想的脈衝，直接且強烈的進入到混頻器的轉換頻率 行為中，其脈衝可以等效成平均的雜訊電流，如(5.1)所示。其中 Vn為閃爍雜訊 電壓源，為頻率的函數；I 為開關級於轉換交界時的電流，亦即為開關級為開狀 態時的電流大小；T 為一個方波的週期，S 為本地振盪源在零交點(Zero Crossing) 附近的斜率，
t
為在閃爍雜訊源的影響下，方波延遲或提早轉換的時間。,
2 4
2
no n
i I t I V
T T S
(5.1)由於此雜訊電流正比於 Vn，故貢獻至混頻器的雜訊指數(Noise Figure)中，
會使雜訊指數在低過某一特定低頻頻率時，會與頻率成反比地增長，則此一特定 低頻頻率即定義為閃爍雜訊轉角頻率(Flicker Noise Corner)，理論上為熱雜訊大 小與閃爍雜訊大小相等時的頻率點。
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5.4.2 閃爍雜訊轉角頻率 5 MHz 的接收機
圖 5.8 [19]中接收機以及其次諧波混頻器架構
[19]中所提出的接收機架構為使用次諧波混頻器之直接降頻接收機，其次諧 波混頻器的架構為水平式次諧波混頻器，以變壓器電路(Transformer)將射頻訊號 輸入至次諧波混頻器中，如圖 5.8 所示。
圖 5.9 為此接收機量測的雜訊指數，可以看出此接收機的雜訊指數轉角頻率 大約為 5 MHz。與 5.3 節所述之次諧波混頻器具有相當高的閃爍雜訊轉角頻率相 符合。故若接收的訊號為較低頻訊號時，則閃爍雜訊將會對接收的訊雜比有非常 強烈的影響。
圖 5.9 [19]接收機之雜訊指數
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5.4.3 靜態電流補償
LON
LOP LOP
VRF+ V
RF-VIF- VIF+
M1 M1
M2 M2 M2 M2 VDD
RL RL
VG
M3 M3
圖 5.10 靜態電流補償混頻器
如 5.4.1 小節所述，閃爍雜訊會在吉伯特混頻器之開關級切換過程中直接影 響電路的雜訊指數，倘若開關級 M2的直流電流越大，則如(5.1)所示，進入到電 路中的閃爍雜訊電流就會越大。相反地，若能將開關級的直流電流降低，則可以 有效抑制閃爍雜訊進入。但是如果直流電流直接降低的話，將會縮小轉導級 M1
電晶體的轉導能力，降低整體得電路增益。
若混頻器電路架構如上圖 5.10 所示[20]，引入靜態電流補償(Static Current Bleeding)的概念，則可以克服開關級需要小直流電流與轉導級需要大直流電流之 間的矛盾。其工作原理可以視為轉導級電晶體 M1的直流電流來源可以有兩路，
一路為傳統的開關級提供電流，另一路為新增的靜態電流補償電晶體 M3提供的 電流。如此可以維持原有的轉換增益，又有效降低閃爍雜訊的轉角頻率。
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5.4.4 動態電流補償
然而，上一小節之靜態電流補償有其缺點，它讓開關級的偏壓電流變小，同 時意味著在開關級的共源極處電壓易受影響，使整體混頻器的線性度下降。若此 處改採用動態電流補償(Dynamic Current Bleeding)[21]，其機制能保留靜態電流 補償的優點，同時讓開關級維持良好線性度。如圖 5.11 所示。
LON
LOP LOP
VRF+ V
RF-VIF- VIF+
M1 M1
M2 M2 M2 M2
VDD
RL VG RL
M3 M3
M4
圖 5.11 動態電流補償混頻器
此電路之工作原理即是利用開關極的共源點，在開關切換時會有兩倍本地振 盪源頻率的電壓擺幅，且此電壓擺幅在開關轉換之際有為低電壓之情形，若將 PMOS 交連耦合對(Cross-Coupled Pair)M3引入，並做適當的尺寸設計，使開關級 的共源點電壓擺幅直接偏壓給 M3的閘極，如此一來 M3在開關轉換之際，也就 是共源點為低電壓時將會導通，進行電流補償。其它非開關轉換之際的正常開關 情形時，由於開關級共源點為高電壓，故 PMOS ，M3處於無法導通的情形，可 視可為開路。如此一來，可僅在需要補償電流的時候，也就是閃爍雜訊透過開關 級開關轉換之際進入混頻器之時，進行電流補償，即能在保持混頻器良好的線性 度情形下，有效降低閃爍雜訊的影響。
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