第三章 電路元件設計
3.2 開關電路
在開關電路的設計上，依訊號的傳輸範圍大致可分為NMOS開關、PMOS開 關和傳輸閘開關(transmission gate switch)三種，另外，為了提供開關足夠的驅動 電壓，在文獻上也被提出了，時脈增強(Clock boosting)電路[13]-[14]和靴帶式開 關(bootstrapped switch)[15]等電壓增強技術，下面將一一做討論分析。
3.2.1 NMOS 開關與 PMOS 開關
NMOS開關與PMOS開關是最簡易也是最常被使用的開關電路，如圖3-3所描 繪。
(a) (b)
圖3-3 NMOS 開關與 PMOS 開關電路圖
圖3-4為NMOS開關與PMOS開關在TSMC 0.18-μm 1P6M CMOS製程且在 1.8V的供應電壓下，模擬開關的轉導值(transconductance)對不同傳輸電壓訊號的 變化情形。首先，由圖3-4的模擬結果可觀察，NMOS開關在傳輸訊號高過0.9V後，
隨著電壓的持續上昇，轉導值會快速的下降，換言之，NMOS會進入飽和區 (saturation region)，造成NMOS開關的開啟電阻過大，使的開關的特性變差。另外，
更差的狀況下，NMOS可能會進入弱反轉區(weak inversion)，使的開關無法正常 運作。同樣的，由圖3-4的模擬結果可觀察，PMOS開關也有相似的相反趨勢。因 此，我們可由此分析得，NMOS開關與PMOS開關分別適用於傳輸訊號較低與傳 輸訊號較高的範圍。
3.2.2 傳輸閘開關
然而，在交換電容式電路中，仍須處理大的傳輸訊號範圍，只有NMOS開關 或PMOS開關是不可行的，因此，可由NMOS開關和PMOS開關以並聯的方式組成 傳輸閘(transmission gate)開關，如圖3-5所描繪。因此傳輸閘開關的轉導值為NMOS
圖3-4 輸入訊號與開關轉導值關係曲線
開關和PMOS開關的轉導值和，藉此傳輸閘開關可彌補NMOS開關與PMOS開關在 各轉導值不足的傳輸範圍。因此，它可適用於訊號範圍較大之處。
圖3-5 傳輸閘開關電路圖
另外，圖3-6為NMOS開關與PMOS開關在1.2V的供應電壓下，由模擬結果可 觀察，NMOS開關與PMOS開關會因為供應電壓的下降，造成開關開啟後的轉導 值降低，並且約在0.6V到0.8V的訊號範圍，NMOS開關與PMOS開關皆無法正常 開啟，因此，在較低的供應電壓下，傳輸閘開關將不適用。
圖3-6 供應電壓為 1.2V 下的輸入訊號與開關轉導值關係曲線
3.2.3 低臨界電壓製程技術
clk peak DD
P G switch
電壓，容易造成開關使用壽命的減短，甚至造成開關之閘極的毀損，使得電路無 法繼續運作。
3.2.5 靴帶式開關
靴帶式開關為解決開關無法有效導通的另一方法，電路如圖3-8所描繪。此電 路架構是以MNSW為取樣開關，工作原理是將Cb預充一個VDD的電位，讓MNSW導通 時維持足夠且固定的VGS，因此導通電阻可視為一固定常數，換言之，開關在取 樣時會有良好的線性度；取樣訊號也因此減少失真度。
圖3-8 靴帶式開關電路
圖3-9為節點G的電壓(VG)、clkon與輸入訊號(Vin)關係變化圖。由此我們也可 知，靴帶式開關電路也屏除了時脈增強電路有的可靠度問題，
圖3-9 靴帶式開關電路之電壓變化關係圖
另外，控制時脈的設定也非常重要，預充階段，藉由MNT5和MN5將MNSW，
MN6和MN1關閉，並且由MP6關閉MP2，然後Cb由MP4和MN3充電到VDD；啟動階段，
MN5，MN3和MP6關閉，藉由MN6S開啟將Cb的跨壓傳遞給MP2將它開啟，因此，將 MP4關閉並將MN6和MN1開啟，最後啟動MNSW。由以上的分析，MP6必須在MN6S開 啟前關閉，以免Cb預充的電荷因MP6未關閉完全造成電荷損失，使的MNSW導通電 阻變大。
圖3-10 時脈訊號
圖3-10中有六種時脈訊號，其中，clk1、clk2和clk3分別與clk1b、clk2b和clk3b 為反向訊號；clk1與clk2為non-overlap clock，clk3則是設定為當clk1由high轉low 的同時clk3由低電位轉為高電位，並且clk3的工作周期在clk1的工作周期在開始之 前必須結束；這裡以兩組設定為例，設計如表一， 模擬結果如圖3-11所示。其中 case1是將clkon設為clk1並且將clkoff設為clk1b，此時脈設定將可能照成前述的Cb電 荷損失的狀況發生。因此，這裡提出了case2，將clkoff改設為clk3，避免Cb電荷損 失造成頻帶內的雜訊層上升。
表3-1 時脈設定表
Set clk case1 case2
clkon clk1 clk1 clkoff clk1b clk3
此外在MNSW尺吋的設計上也需要多作考量。增加MOS的長寬比可有效減少 導通電阻也降低了非線性的影響，但隨著尺寸的增加MNSW寄生電容也跟著增加 了。因此，大尺寸的MNSW在切換時產生的電荷注入效應的影響也將跟著變大，這 將產生明顯的諧波失真。這裡將MNSW的尺寸以二的冪次方成長為例，模擬結果如 圖3-12所示。
104 106 的電壓增益，這裡使用Current mirror OTA with gain enhancement (CMGE) [17]為 基本的運算放大器架構。其中為了進一步的提升功率效能，在[17]中將CMGE架