3-3 串聯輸出

本研究提出將電池電源模組串聯輸出的架構，如圖3-14(b)所示，滿足需要高 電壓驅動的負載。相較於圖3-15的架構，雖然本架構所需的元件數較多，但由於 元件電壓應力低，因此可提升轉換器效率。此外，本架構具有並聯運轉彈性控制 等優點，不但可提升電池的使用效率，而且可以避免電池電量不平衡。

本架構適用於降壓式、升壓式、降升壓式等轉換器所構成的電源模組。本研 究針對由四個升壓式電池電源模組所組成的架構作理論分析，並籍由實驗驗證電 路的操作特性。此外，在特定操作條件之下，本架構可用於平衡電池電量。

Load

Converter 1

Converter 2

Converter n Battery set 1

Battery set 2

Battery set n

BPM

(a) 並聯輸出

Load

Converter 1

Converter 2

Converter n Battery set 1

Battery set 2

Battery set n BPM

(b) 串聯輸出

圖3-14 電池電源模組串、並聯輸出

Load

Converter

B

B

B

圖3-15串聯電池和一組轉換器 3-3-1 系統架構與運作

電池電源模組是由一顆電池或一個電池組與一組轉換器所組成。本研究針對 升壓率較好的升壓式轉換器進行分析。根據轉換器儲能電感L的電流，在一個操 作週期T中，是否降到零來定義模組操作在連續導通模式(continuous conduction mode, CCM)或不連續導通模式(discontinuous conduction mode, DCM)。若電流不 等於零，則定義為CCM；反之，定義為DCM。

本研究將多組升壓式BPM之輸出端串聯後接上負載，如圖3-16所示。控制單 位是由可編程邏輯閘陣列(field programmable gate array, FPGA)及電壓、電流偵測 電路所組成，可根據電池及負載的電壓、電流，提供各個模組主動開關適當的導 通率。

圖3-17(a)為系統操作在CCM時，其中一組BPM的穩態理論波形；圖3-17(b) 為操作在DCM時，其中一組BPM的理論波形。根據開關及電感電流狀態，可分 為二至四個工作模式，圖3-18為模組各工作模式的等效電路。

工作模式I：

當控制訊號vgsi為高電位使開關S導通時，進入模式I。電感兩端跨輸入電壓 VBi，電感電流iBi線性上升，電容對負載放電，電容電壓vOi下降，其中下標i表示 第i組BPM。直到開關訊號等於低電位時，為了保持電感電流的連續性，因此二

工作模式IIa：

此時電感電壓等於VBi-vOi且為負值，iBi從峰值開始下降，並且提供電容及負 載能量使vOi上升。直到vgsi再次變為高電位時，則進入下個週期的模式I。若vgsi

再次變為高電位之前，iBi降到比輸出電流iout低時則進入模式IIb。

工作模式IIb：

此時電容開始提供負載能量，vOi下降。當iBi降到零時，進入模式III。若iBi

未降到零，則回到模式I。

工作模式III：

此模式只有在DCM時才會出現。電容持續對負載放電，vOi下降。直到控制 訊號又變為高電位時，則進入下個週期的工作模式I。

在CCM時，除了模式I和模式IIa，模式IIb可能會因iBi降到比iout低時出現；在 DCM時，四種工作模式都會發生。

本架構無論操作在何種模式下，因穩態時流過模組輸出電容的平均電流等於 零，所以各個模組的平均輸出電流IOi均等於平均負載電流Iout，因此可以避免電 池操作於不平衡狀態。負載電壓Vout等於各個BPM的輸出電壓VOi相加。本節將針 對CCM、DCM及相位移模式(phase shifted mode, PSM)進行電路理論分析，並籍 由實測波形驗證電路操作理論之正確性。

理論分析時，每組BPM皆假設為相同且元件均為理想，元件參數及操作頻率 均相同。輸出電容足夠大，因此將輸出電壓視為直流電壓。模組間不會相互影響，

可獨立分析。實測時，每組BPM元件參數皆相近，操作頻率為50 KHz，負載為 100 Ω。

L voltages &

battery

L

圖3-19是以di皆為25 %、VBi分別為14 V、 12 V、 10 V及8 V, 驅動四組BPM 於CCM的輸入電流實驗波形。可以發現不管輸入電壓為何，平均輸入電流均相 等。圖3-20為用di分別為40 %, 30 %, 20 %, 13 %, VBi皆為12 V驅動的輸入電流實驗 波形，可以發現IBi越大則di越大。

i

i

i

i

0

iB1, iB2, iB3, iB4: 200 mA/div , Time: 5 µs/div 圖3-19 相同 di、不同VBi之輸入電流波形

i _B1 i _B2 i _B3 i _B4

0

iB1, iB2, iB3, iB4: 200 mA/div, Time: 5 µs/div 圖3-20 不同 di、相同VBi之輸入電流波形

3-3-3 不連續導通模式

i

i

i

i

0 i_B1

,

,

,

: 1 A/div, Time: 5 µs/div

圖3-22 不同 di、相同VBi之輸入電流波形 3-3-4 PSM 操作

由理論波形可知，電流流入及流出輸出電容會造成輸出電壓漣波∆ vo，其關 係為

1 ( )

O C

v i t d t

∆ = C ∫ (3-8) 由於系統的總輸出電壓為各模組的輸出電壓相加，總輸出電壓的漣波亦為各組輸 出電壓漣波相加。因此，若考慮控制訊號同步，導通率相同時，輸出電壓同時間 上升，將造成較大的輸出漣波。若將系統操作在PSM，BPM的電感並非同時間 對輸出電容Ci充電，所以各組輸出電壓不是同時上升，故可減小Vout的漣波。圖 3-23表示di皆為 25 %、VBi皆為12 V時、每組控制訊號相位移90°的輸入電流波 形。圖3-24表示用di皆為25 %、VBi皆為12 V、每組控制訊號同步及相位移90°的 Vout實驗波形。實驗結果證實PSM模式確實可降低輸出電壓漣波。

i _B1 i _B2 i _B3 i _B4

0

iB1, iB2, iB3, iB4: 1 A/div, Time: 5 µs/div 圖3-23 相位移之輸入電流波形

60

(a) 同步操作

60

(b) 相位移 90°操作 vout: 200 mV/div, Time: 5 µs/div

圖3-24 輸出電壓波形

3-3-5 連續與不連續導通混合模式

在某些條件下，例如各模組的操作頻率、導通率或輸入電壓差異過大，可能 會出現連續和不連續導通模式同時存在的情形。圖3-25為當d4遠低於其他di時的 輸入電流波形，其中di分別為30 %, 30 %, 30 %及5 %, VBi皆為12 V。圖中，第1、

2及3組皆操作於DCM，第4組則為CCM。這是由於d4過小，當操作在時無法提供 與負載端相同的電流，因此被迫操作於CCM，以提供足夠的模組輸出電流。

i

i

i

i

0

iB1, iB2, iB3, iB4: 1 A/div, Time: 5 µs/div 圖3-25 不同 di、相同VBi之輸入電流波形