南部科學園區路竹基地專案---無線網路多媒體應用平台之研究

89  Download (0)

全文

(1)

行政院國家科學委員會專題研究計畫 成果報告

南部科學園區路竹基地專案--無線網路多媒體應用平台之

研究

計畫類別: 整合型計畫 計畫編號: NSC93-2745-E-151-001- 執行期間: 93 年 05 月 01 日至 94 年 04 月 30 日 執行單位: 國立高雄應用科技大學電機工程系 計畫主持人: 方俊雄 共同主持人: 蘇德仁,盧春林,潘正祥,廖斌毅,黃文祥,陳華明 計畫參與人員: 李俊宏助理教授(電機系)、梁廷宇助理教授(電機系)、洪麟 副教授(電機系)、廖斌毅教授(電子系)、鐘國家助理教授(電 子系)、王敬文副教授(光通所)、林憶芳(光通所)、林明宏 教授(機械系)、黃營芳教授(工管系) 報告類型: 完整報告 處理方式: 本計畫涉及專利或其他智慧財產權,2 年後可公開查詢

中 華 民 國 94 年 7 月 4 日

(2)

行政院國家科學委員會專題研究計畫成果報告

無線網路多媒體應用平台之研究

計畫編號:NSC-93-2745-E-151-001

計劃執行單位:國立高雄應用科技大學 工學院

執行期限:

93 年 5 月 1 日至 94 年 4 月 30 日

總計畫主持人:方俊雄教授兼工學院院長 子計畫一主持人:黃文祥 教授(電機系) 子計畫二主持人:潘正祥 教授(電子系) 子計畫三主持人:盧春林 教授(電機系) 子計畫四主持人:陳華明 教授(光通所) 子計畫五主持人:蘇德仁 教授(電子系) 參與計畫人員: 教師:李俊宏助理教授(電機系)、梁廷宇助理教授(電機系)、洪麟副教授(電機系)、 廖斌毅教授(電子系)、鐘國家助理教授(電子系)、王敬文副教授(光通所)、林 憶芳(光通所)、林明宏教授(機械系)、黃營芳教授(工管系) 研究生:劉永勝、賴政德、楊景貿、楊閎智、曾珮宸、林傳能、林傳能、簡瑞廷、劉政 辰、蕭智仁、邱鴻順、李昌祐、許啟芳、謝明勳、林佳河、陳冠諭、林勝義、 陳育偉

(3)

總體計劃成果統計:

1. 研究論文發表 20 篇 2. 專書: 2 本 3. 舉辦大型研討會: 4 場(含一場國際研討會、三場與路竹園區相關廠商論壇) 2004.09.07 開創台灣先鋒電信園區研討會系列之二 2004.12.10 應用科技研討會—光電與通訊領域 2005.02.10 電子通訊技術論壇 2005.09.06 智慧資訊隱藏及多媒體信號處理國際研討會(澳洲) 4. 產學合作: 4 案(卓智、威視、友聲三家廠商) 5. 專利: 3 件

6. 國際合作: 1 件(Florida International University) 7. IC 晶片製作: 5 顆

(4)

一. 子計畫一:隨選媒體服務伺服系統之研發... 4 二. 子計畫二:植基於數位浮水印技術之無線網路安全資訊連結... 16 三. 子計畫三:無線通訊模組(RFIC)之研製... 25 四. 子計畫四:無線通訊關鍵零組件--微波陶瓷濾波器及陶瓷晶片型天線的研製... 42 五. 子計畫五:衛星通訊在企業多媒體傳輸上之應用... 54

(5)

一.

子計畫一:隨選媒體服務伺服系統之研發

一、 前言 由於新世紀資訊通信技術的加速革新,激增的多媒體網路應用程式,如MOD、多媒 體影音服務、數位電視、遠距教學、遠距醫療服務、居家控管、視訊會議、網路連線互 動遊戲等,造成社區或家庭對外網路頻寬的日益不足,即使是寬頻技術的突飛猛進,仍 無法追上使用者對頻寬的殷切需求,使得以提供Best-effort的傳送服務的網際網路,因傳 輸時間延遲、網路壅塞而品質下降。QoS (Quality of Service)即是為了改善Internet服務品 質而提供封包(IP Packet)依其重要性分為不同優先等級的傳送類別。基於各種多媒體設備 的傳輸特性不同,加上人們對各種不同的服務有不同的需求,因此除了需有QoS的機制 外,如何對有限網路頻寬提供一個有效的管控機制已成為極具意義的課題。 本研究團隊研製具 QoS 及頻寬管理之多媒體應用閘道器的 QoS-aware 居家閘道器 (QRG),除將各項家用設備連接在一起以提供彼此間訊息交換及連接網際網路,並對有 限網路頻寬提供一個有效的管控機制。對網路上訊務流量(Traffic Flow)的即時監控 (Real-Time Monitor) , QRG 一 旦 偵 測 到 網 路 壅 塞 (Network Congestion) 即 刻 啟 動 DiffServ-QoS 網管機制 (DiffServ; Differentiated Services) ; 其首先將不同種類訊務加以分 類,並依使用者的需求給予不同的服務等級,接著分別對各類訊務做不同的 QoS 控制, 其中優先權較高者擁有先被服務傳送之權力以符合使用者的實際需要。此外 QRG 具有內 建訊務控制的功能 (Traffic Control),其採用 Class-Based Queuing (CBQ) 的 QoS 頻寬/封 包管理機制做頻寬管理 (Bandwidth Management) 以達到有效率地使用網路頻寬資源。本 報告將分別對於目前 QoS 背景與本計畫研究方法所採用之 DiffServ 差異性服務,及採用 CBQ 做頻寬管理之機制做深入的探討。

二、 研究目的

本研究團隊所研製之多媒體應用閘道器(Mutlimedia Application Gateway)是負責將 社區或家庭內的網路與外界公眾接取網路相連結,以達到多媒體應用如 MOD、遠端遙測 自動化設備等的資料傳輸。為實現具 QoS 及頻寬管理之多媒體應用閘道器之 QRG (QoS-aware Residential Gateway) 的功能--提供管理網路流量與配置網路頻寬,以達到總計 畫無線網路多媒體應用平台之目標。本研究團隊建構之 QRG 具有以下特點: 遠端管控家電、家庭自動化。 即時啟動 DiffServ-QoS 網管機制提升網路服務品質,以符合使用者的實際需要。 做頻寬管理,以達到有效率地使用有限的網路資源。 建構在 Linux 平台上,具有容易整合、維護、成本低及容易升級等的優勢。 QoS雖不能產生新的頻寬,但可依據使用者對應用程式的需求,藉由網路管理的設定 來做頻寬管理,有效管控有限的網路頻寬。在傳輸速率與計算速度持續提升的推波助瀾 下,多媒體數位化的相關技術也將之快速蓬勃發展,而本計畫實作的 QRG 是建構在 Linux平台上,故具備有容易整合、維護、成本低及容易升級等的優勢,相信將會對家用 網路的應用及多媒體數位化做出些許的貢獻,進而加速打造無障礙的網路生活環境,建

(6)

三、 文獻探討

QoS並不能產生新的頻寬,而是依據應用程式的需求以及網路管理的設定來有效的管 理網路頻寬。其最主要的目的是解決--當網路發生壅塞時,如何透過有效方法來管理所有 封包,並合理分配網路資源給每個上網使用者避免網路癱瘓問題出現,並提供更好的服 務品質。然而目前的 Internet 是採用在 1970 年代初期發展出的 Best Effort (BE) 方式, 對所有的網路通訊封包皆盡力傳送、一視同仁,它只能提供同等級,也是唯一等級的服 務,但實際 Internet 上不同種類的服務卻需要不同程度的資源需求。因此 IETF (Internet Engineering Task Force) 在 1990 年 代 的 初 中 期 提 出 了 整 合 式 服 務 網 路 IntServ (Integrated Service) 的架構 [1],提供聲音、影像以及即時性資料在 IntServ 的網路架構 中傳送,它所採用的是以每一資料流 (per-flow) 來做資源保留的基礎 (如RSVP-Resource Reservation Protocol [2]),為了達到資源保證,每一個網路服務必須在開始傳送資料前, 先確定可被賦予的資源保留量。但隨著網路使用量的激增,而於在 1990 年代的中後期 提出了差別式服務網路 DiffServ (Differentiated Service) [5]的架構,以改善 IntServ 的 Scalability 問題。DiffServ 簡化 IntServ 架構,採用 per-class 分類方式,將訊務 (Traffic) 分類成不同的 class,再依不同的 class 給予不同之對待方式的服務。基本上,IntServ 係 透過針對個別服務進行資源保留以達到資源保證,而 DiffServ 則是同時結合了邊界進入 點監控(edge policing)、頻寬提供(provisioning)及資料流優先權(prioritization)的機 制來達到差異性的服務。 圖一、差異性服務基本架構圖 RFC3086 [13] 對此差異性服務架構有一個概略性的介紹,其中主要提到:差異性 服務架構賦予了 QoS 在一個網路區域中,藉由應用一些規則於網路邊界,以建立網路 流量的聚集,並且將不同的流量聚集,個別對應到 IP header 中的一個 code point (即 DSCP; Differentiated Service Code Point) 以形成一個明確的在傳送路徑中之對待方式 (即 PHB; Per Hop Behavior),圖一是 DiffServ 基本架構的簡單示意圖。整個 Internet 是由很多的 DiffServ Region 所組成,而 DiffServ Region 內又包含了許多的 DiffServ domain,每個 DiffServ domain 是由一組包含一些網路設備所組成的網路。當資料流 (Data Flow, Microflows) 或資料封包 (Data Packet) 到達 DiffServ domain 的邊界時會先 經由 Edge Router 來做分類 (Classifier) 及訊務調節 (Traffic Conditioner) ,如圖二所 示,將不同資料流的封包做 Behavior Aggregation,最後根據 DSCP 分別對應到不同類 別的 PHB,而不同的 PHB 代表封包在 DiffServ domain 中不同的對待方式,包括了

(7)

Packet scheduling、queueing、 policing 或 shaping 等。

圖二、差異性服務 traffic conditioner 方塊圖

PHB (Per Hop Behavior)是某一個 DiffServ 的節點對於某特定行為聚集 (Behavior Aggregate) 的轉送行為 (Forwarding Behavior) [4] ; 也就是轉送封包的方式的設定。目前 在 IETF 定義中有三種預設的 PHB 行為:Default (Best Effort) PHB、EF (Expedited Forwarding) PHB [6][7]、AF (Assured Forwarding) PHB [11][12]。

A. Default (Best Effort) PHB

Default PHB乃是最基本的一種等級,為了提供與舊有網路的相容性,所以所有非 DiffServ 的網路流量都屬於此種。在網路發生擁塞時,這種等級的封包只能盡量送 出,沒有 QoS 的保證。所以封包丟棄率 (Dropping Probability; DP)、封包延遲率 (Packet Latency)、封包延遲變化率 (Jitter) 都會比較大。這應用在目前的 Internet 上。 B. EF (Expedited Forwarding) PHB

EF乃是DiffServ定義中擁有低延遲 (Low Latency)、低封包遺失率(Low Packet Loss Rate)、低封包延遲變化率 (Low Jitter) 與保證頻寬 (Assured Bandwidth) 的一種等 級。因此適合用在即時多媒體傳輸。

C. AF (Assured Forwarding) PHB

AF在預設中分為四種等級 (Class),一個等級有三種不同的丟棄優先權 (Drop Precedence; DP)。四種等級各自擁有不同數量的資源,在節點發生擁塞的狀況時,封 包會根據丟棄優先權來做丟棄的動作。

QoS 頻寬/封包管理機制,共有 TCP Rate Shaping、Class-based Queuing、Fail Allocation of Bandwidth 及 Packet-size Optimization 等四種,可完整地架構出最佳化的頻寬管控功能 [8]:

A. TCP Rate Shaping

TCP Rate Shaping 為一專為 TCP/IP 訊務設計的管理法則,它會告知資料傳送者適 時的減少資料傳輸量,來使得 TCP 資料流 (TCP Flow) 傳送更加平順,以便達到將 TCP 訊務的瞬間巨量 (Burst) 情形降至最低。這些突如其來的巨量訊務會造成路由器 的 訊 務 阻 塞 , 嚴 重 影 響 到 一 些 無 法 接 受 傳 輸 延 遲 的 網 路 應 用 (Latency-Sensitive Application)。然而 TCP Rate Shaping 只是很粗略的控制傳輸的訊框大小 (Window Size),對於低速的專線並無法有效的達到準確的頻寬管理。同時,一般所謂重要的應 用 (Mission-Critical Application)的封包均是相當短而快的傳輸連結,TCP Rate Shaping

(8)

訊務則無法管理;而根據統計,網路上的訊務約有 48%為 TCP 的訊務,約有 52%為 Non-TCP 的訊務。

B. Class-based Queuing (CBQ)

Class-based Queuing (CBQ) 乃依據不同的 Class 等級提供不同的 Traffic Queuing, 它可補足 TCP Rate Shaping 只能管理 TCP 訊務的問題,支援 TCP 及 Non-TCP 的訊務 管理,並且能管控到網路訊務的封包階層 (Packet Level),故能更有效的控制低速頻寬 的傳輸。

C. Fail Allocation of Bandwidth

CBQ 雖能補強 TCP Rate Shaping 之不足,然而仍有其問題所在。因為 CBQ 只針 對 Class 來作頻寬的分配,並不能保證同一 Class 中的不同訊務傳輸 (Traffic Flow) 能 獲得相等的頻寬資源;所以仍可能產生某些屬於高優先權 (High Priority) 的使用者依 然得不到頻寬的現象。為確保對同一 Class 中所有使用者的公平對待,需要有法則來 將一個 Class 所制定的頻寬平均分配到每個訊務流。

D. Packet-size Optimization

Packet-size Optimization 能將傳輸的 Packet -size 最佳化,例如將 e-mail 傳遞大檔 案的 Packet -size 縮小,來避免這些大檔案將頻寬佔住,使一些小封包傳不出去;以確 保如 TN3270 、VoIP 等無法接受傳輸延遲的網路應用 (Latency-Sensitive Application) 訊務的品質保障。

上述的各種機制,如果單靠部分方法,則勢必影響頻寬管理的效果。例如,若只有 TCP Rate Shaping 的功能,則對於 Non-TCP,或是較低速的頻寬時,其結果將會大打折扣。 (全球目前的專線頻寬有 88%是 128K 以下的低速頻寬;網路上的訊務約有 48%為 TCP 的 訊務,約有 52%為 Non-TCP 的訊務)。若是以上四種機制能夠完整應用,便能對網路上 的訊務做到真正完全的控管,達到頻寬控制的精準性 (Bandwidth Accuracy) 以及資源公 平分配 (Distribution Fairness) 等效果。 四、 研究方法 本研究團隊研製具 QoS 及頻寬管理之多媒體應用閘道器的 QoS-aware 居家閘道器 (QRG),除將各項家用設備連接在一起以提供彼此間訊息交換及連接網際網路,並對有限 網路頻寬提供一個有效的管控機制。以下將針對 QRG 系統的網路架構、訊務分類、 DiffServ-QoS 的運作機制及 CBQ 的頻寬管理機制四部份的研究方法加以說明。 4-1、QRG 系統網路架構

本 研 究 團 隊 實 做 一 台 連 結 網 際 網 路 (Internet) 和 家 用 網 路 (Home Network) 的 QoS-aware Residential Gateway (QRG),其網路架構圖如圖三所示。在家用網路部分將包 含有 IEEE 1394 AV 網路 [10] 和家庭自動化網路 X-10 Power Line Network [9],QRG 可控 管各種不同作業平台的家電。本計畫用 X-10 系統網路來控制所有電源線網路通訊 (Power Line Communication; PLC) 的家電及 IEEE 1394 網路來連結多媒體影音家電,並可從 Internet 遠端接取遙控。在公眾網路則涵蓋有線、無線和行動電話等網路與各種不同的終 端設備,如個人電腦、Notebook 和個人數位助理 (PDA) 等的通信。

(9)

圖三、QRG 系統網路架構圖

4-2、訊務分類 (Traffic Classification)

在頻寬分配(bandwidth allocation)之前,最好先透過 QRG 先分辨他們是屬於何種 訊務,此種過程即為訊務分類。在考量家用設備具備網路功能的各種形式,將訊務分為 八大類 [3]。有居家安全訊務(Security traffic)、多媒體訊務(Multimedia traffic)、家用 設備控制訊務 (Home device control traffic)、檔案傳輸訊務 (File transfer traffic)、Web 訊 務 (Web traffic)、互動式的訊務 (Interactive traffic)、訊息訊務 (ICMP traffic) 和未分類 的訊務 (Uncategorized traffic)。除了讓使用者自由選擇設定各種不同之 QoS 優先權 外,以下就「使用者在家」和「使用者不在家」兩種預設情況,如表一、表二所示,來 做為家用環境的訊務頻寬分類之 QoS 優先權考量。

表一、「使用者在家」的訊務頻寬分類

Traffic class Protocol categories Divert port DiffServ setting Security traffic (HTTP:8088) TCP:8088 9988 EF Web traffic (HTTP:80) TCP:80 9980 AF22

File transfer traffic (FTP) TCP:21 TCP:20 9921 9920 AF 32 AF 33 Interactive traffic (SSH, TELNET) TCP:22 TCP:25 9922 9925 AF21 AF21 Multimedia traffic (UDP) UDP 9990 AF11

(10)

表二、「使用者不在家」的訊務頻寬分類

Traffic class Protocol categories Divert port DiffServ setting Security traffic (HTTP:8088) TCP:8088 9988 EF Web traffic (HTTP:80) TCP:80 9980 AF23

File transfer traffic (FTP) TCP:21 TCP:20 9921 9920 AF 31 AF 32 Interactive traffic (SSH, TELNET) TCP:22 TCP:25 9922 9925 AF22 AF22 Multimedia traffic (UDP) UDP 9990 AF12

Ping (ICMP) ICMP 9910 BE

4-3、DiffServ-QoS 的運作機制

為了解決傳統 Internet 上應用程式沒有支援 QoS 的問題,本計畫即提出利用 IP firewall/Divert socket 的 技 術 [14][15] , 在 不 需 修 改 原 始 程 式 碼 之 下 , 即 可 達 到 有 DiffServ-QoS 的功能 [16],並能管理網路頻寬資源。Divert Socket 是一個 Socket 介面, 可將 IP packets 加以攔截和注入(Interception and Injection)。當應用程式一啟動,data 會在 Kernel 處加 IP header 以封裝成 IP packet 再注入到網路。在 UNIX OS 下, IP firewall 位 在 IP stack 的底層,IP firewall 會依照 firewall rules 來處理 incoming 和 outgoing 的 IP packets 以穿過此 host 的 IP stack。IP firewall 除可以允許或拒絕 IP packets 穿過此 IP stack 之外,亦提供 flow accounting、flow shaping 和 flow redirection 的功能。透過 IP firewall, OS kernel 可過濾特定的 IP packets ,並經由 Divert socket 將之送到 User space。Divert socket 可將之 bind 至此 host 的特定 port ,如此我們便可透過 DSME (DiffServ Marker Engine) [16] 至此 host 的特定 port 取得此 matched 的 IP packet,再依我們的需求來更改 此 IP packet 的相關 header 欄位,如 TOS (Type of Service) 欄位,最後再將設有 DiffServ 之 header 的 IP packet 重新注入至網路。其詳細運作流程如圖四所示。

(11)

圖四、實現 DiffServ-QoS 的方塊圖

4-4、CBQ 的頻寬管理機制

QRG具有內建訊務控制的功能 (Traffic Control),其採用Class-Based Queuing (CBQ) 的 QoS 頻寬/封包管理機制做頻寬管理 (Bandwidth Management) 以達到有效率地使用 網路頻寬資源。圖五為 QRG 的 CBQ 訊務控制功能 [16],若對外頻寬為10 Mbps, 則表 三為其 CBQ 訊務控制分配一覽表。透過 QRG 的 CBQ DiffServ-QoS 網管機制做頻寬 管理,控制頻寬的使用以保證用戶正常合理地使用網路,依使用者的需求設定不同的 QoS 服務等級,使公平上網、綜合服務、解決網路超載及分層次服務均成為可能。

(12)

表三、QRG 的 CBQ 訊務控制分配一覽表 Flow Type Class ID Leaf rate

(Mbit) qdisc Prio Drop Precedences (DP) or Limit

AF1x 2:1 5 1.5 GRED 3 DP 1 = 0.02; DP 2 = 0.04; DP 3 = 0.06 AF2x 2:2 6 1.5 GRED 4 DP 1 = 0.02; DP 2 = 0.04; DP 3 = 0.06 AF3x 2:3 7 1.5 GRED 5 DP 1 = 0.02; DP 2 = 0.04; DP 3 = 0.06 AF4x 2:4 8 1.5 GRED 6 DP 1 = 0.02; DP 2 = 0.04; DP 3 = 0.06 EF 2:5 3 2 Pfifo 2 5 packets BE 2:6 4 2 RED 7 DP = 0.4 五、 結果與討論 本計畫之實驗建構環境如圖六、圖七所示,QRG 播放影片至 H2 (Rx) 來放映,將 R1、 R2 link 間設為 bottleneck 頻寬 10 Mbps,即在 R1 加入如表三 的 CBQ 訊務控制功能來 做頻寬的管控。由 H1 傳送 500 pkts/sec,512 bytes/pkt 的 background traffic (BE) 到 H2 (Rx) 以模擬網路壅塞 (Network Congestion) 情況,QRG 未啟動 DiffServ-QoS 機制前,播 放之影片如圖八所示會有失真現象 ; 一旦啟動 DiffServ-QoS 機制後,採用預設多媒體訊 務(Multimedia traffic; UDP)如表二「使用者不在家」之 AF12 DiffServ-QoS marking packet 的方式,則影片恢復正常放映如圖九所示。實驗結果經由 R1 在 qdisc 的分析如表四所示。

(13)

圖七、QRG 的實驗建構真實環境

表四、在 R1 之 qdisc 的分析

DiffServ Traffic (packets/bytes) Packet drops

BE 116049/68202450 95592 AF12 5502/7471716 0

Total 121564/75674840 95592

(14)

圖九、在 H2 觀察「啟動 DiffServ-QoS 機制」之情況

本研究團隊研製具 QoS 及頻寬管理之多媒體應用閘道器的 QoS-aware 居家閘道器 (QRG),對內有連結家用網路的 IEEE 1394 系統及電源線 (Power line Network) 網路的 X-10 系統,對外可連結公眾接取網路,提供 QoS、頻寬管理能力。圖十為其以 Linux-Based 之 QRG 的功能架構圖。QRG 會對網路上的訊務流量 (Traffic Flow) 做即時的監控 (Real-Time Monitor),一旦偵測到網路壅塞(Network Congestion)即刻啟動 DiffServ-QoS 網 管機制(DiffServ; Differentiated Services) ; 其首先將不同種類訊務加以分類,並依使用者 的需求給予不同的服務等級,接著分別對各類訊務做不同的 QoS 控制,其中優先權較高 者擁有先被服務傳送之權力,以符合使用者的實際需要。並經由 Class-Based Queuing (CBQ) 的訊務控制功能 (Traffic Control)來做頻寬的管理 (Bandwidth Management) ,以達到有效 率地使用有限的網路頻寬資源。

(15)

參考文獻

[1] R. Braden et al.,“Integrated Services in the Internet Architecture: An overview,”IETF RFC 1633, June 1994.

[2] R. Braden et al.,“Resource Reservation Protocol (RSVP) version 1 Functional Specification,”IETF RFC 2205, September 1997.

[3] Bao Lei, A.L. Ananda, and Tan Sun Teck, ”QoS-aware Residential Gateway”, Proceedings of the 27th Annual IEEE Conference on Local Computer Networks (LCN’02), 2002.

[4] S.Blake,D.Black,M.Carlson,E.Davies,Z.Wang,and W.Weiss,“An architecturefor differentiated services,”IETF RFC 2475, December 1998.

[5] Definition of the Differentiated Services Field (DiffServ Field) in the IPv4 and IPv6 Headers, http://www.ietf.org/rfc/rfc2474.txt, December 1998.

[6] Jacobson, V., Nichols, K. and K. Poduri, “An Expedited Forwarding PHB,”IETF RFC 2598, June 1999.

[7] B. Davie, A. Charny, J.C.R. Bennet, K. Benson, J.Y. Le Boudec, W. Courtney, S. Davari, V.Firoiu,D.Stiliadis,“An Expedited Forwarding PHB (Per-Hop Behavior) ,”IETF RFC 3246, March 2002.

[8] http://iip.nccu.edu.tw/mmot/publish.htm

[9] X10.ORG. X10 Technology and Resource Forum. 1997.http://www.x10.org

[10] http://www.havi.org

[11] Heinanen, J., Baker, F., Weiss, W. and J. Wroclawski, “Assured Forwarding PHB Group,”IETF RFC 2597, June 1999.

[12] D.Grossman,“New Terminology and ClarificationsforDiffserv,”IETF RFC 3260, April 2002.

[13] Definition of Differentiated Services Per Domain Behaviors and Rules for their Specification, IETF RFC 3086, http://www.ietf.org/rfc/rfc3086.txt, April 2001.

[14] “FreeBSD System Manager'sManual: ipfw, ipfirewall, dummynet”. [15] Rusty Russell, “Linux iptables HOWTO”.

[16] Pei-Chen Tseng, “Development of a QoS-aware Residential Gateway (QRG)”, June 2004. [17] 林慶鴻, 曾 珮宸 , “以 X-10實現家庭自動化網路”, 2003 Workshop on Consumer

Electronics, November 2003.

[18] Zuo-Po Huang, Ji-Feng Chiu, Wen-Shyang Hwang, and Ce-Kuen Shieh, 2003, "Implement a QoS Algorithm for Real-Time Applications in the DiffServ-aware MPLS Network," 2003 International Conference on Informatics, Cybernetics and Systems (ICICS2003), pp. 1624-1628.

[19] Wen-Shyang Hwang, Chuan-Neng Lin, Chung-Chin Chien, and Yu-Da Lin, “The Implementation of the Residential Gateway with IPv4/IPv6 Translation”, 2005 Symposium on Digital Life and Internet Technologies, Session 7C-5.

(16)

System for Controlling Remote Appliances”, 2005 Symposium on Digital Life and Internet Technologies, Session 7C-1.

計畫結果自評 首先感謝國科會給予順利完成這個研究計畫的機會。回顧本計畫的研究成果已達到 計畫申請書的目標,將不同種類訊務加以分類,依使用者的需求對各類訊務做不同的 QoS 控制,再經由 CBQ 的訊務控制功能來做頻寬的管理,對有限網路頻寬提供一個有效的管 控機制。 關於本計畫之研究相關的著作共計五篇國內與國際會議論文如參考文獻 [16-20],且研究成果發表於高雄世貿展覽中心之「2005 年高雄自動化工業大展暨金屬科 技應用展」(94 年 4 月 9 日至 4 月 13 日)上。

(17)

二.

子計畫二:植基於數位浮水印技術之無線網路安全資訊連結

一、目前研究成果發展之系統: 1. 多功能浮水印系統 我們提出一多功能浮水印技術做為多媒體資料保護。嵌入兩個扮演功能互補角色的浮水 印,以期在遭遇任何攻擊情況下,至少還有一個浮水印能存活。以可見的浮水印宣告版 權擁有人,並且用不可見的浮水印作為版權保護。這兩個浮水印運用不同的技術嵌入在 影像中。此外提出一個最佳化技術,以遺傳演算法或禁止搜尋演算法實現浮水印的強健 性與改善影像品質如圖一。實驗結果證明我們所提的方法能有效改善數位浮水印技術 中,影像品質與強健性浮水印相互制衡的問題。 Final Iteration? Tabu Search PSNR Calculation Fitness Evalution Final Iteration? Tabu Search Selection PSNR Calculation Fitness Evalution Optimized Watermarked Image Yes No Yes No Original image Visible Watermark Original image + Visible watermark Invisible Watermark Original image + Visible watermark + Invisible watermark Fitness Attack (JPEG) Watermark Extraction BCR Calculation 圖 1 植基於禁止搜尋演算法之多用途數位浮水印技術架構流程圖

(18)

圖 2 末嵌入浮水印之半色調轉換影像。 圖 3 欲嵌入之浮水印。 提提出在無損失半色調浮水印方法中,找出漢明距離為1的最相似區塊,利用候選區塊及替換區 塊,來完成浮水印嵌入的動作。雖然在嵌入後的半色調影像中,會有一些影像品質下降的趨勢, 但是在可接受的範圍內。而且當浮水印從已嵌入浮水印的影像中粹取出來後,能夠成功的還原 出原影像。因此,在本方法中,最大的貢獻就是,在影像中加入浮水印,保護影像的著作權外, 在浮水印粹取出來的同時,能夠將影像完整無失真的還原,讓影像能夠另做他用。圖 2, 圖3 及 圖 4 為末嵌入浮水印之半色調轉換影像, 欲嵌入之浮水印及嵌入浮水印後之後半色調影像。

(19)

圖 4 嵌入浮水印後之後半色調影像。 3. 人臉偵測系統 提出一個新穎、快速、又有效的人臉偵測定位演算法,除了可以偵測靜態影像外,亦可 於實境及時地偵測出人臉之位置, 實驗結果如圖5所示。 適用於單一人臉或多張人臉 (最大允許側偏角度 < 2/3張人臉)、複雜、且未經光線控制 的背景,不受人員髮型、眼鏡、表情、及妝飾之影響。 人臉偵測之應用: 人臉辨識、門禁安全、差勤管控、數位內容、環境感知、資料檢索、 及 H.264 等需兼具低成本、及時的相關設備。

(20)
(21)

圖 5人臉偵測系統實驗結果 4. 人臉辨識 結合以上的人臉偵測定位演算法,在現階段我們已設計出可適用於十人以下的人臉辨識 演算法。針對固定環境的現況測試,可以有效的確認已授權者之身份外,同時可以排除 外來人員之入侵。於 Pentium 3.0 GHz PC 執行,從輸入取像到人臉辨識完成,每張測試 影像 (size: 160120) 平均耗時 0.5 sec。 二、目前已申請三個專利如下: 1. 專利名稱:隱藏資料於二進位影像的方法 專利發明人:潘正祥、廖炳松、陳彥宏

(22)

2. 專利名稱:數位浮水印方法 專利發明人:潘正祥、辛逸輊、黃祥哲、黃廣志 專利申請人:高雄應用科技大學 3. 專利名稱:強健型浮水印方法 專利發明人:潘正祥、廖炳松、謝欽旭 專利申請人:高雄應用科技大學 三、撰寫兩本英文版書籍 (2006 年 1 月及 3 月出版)

1. 書名:INTELLIGENTMULTIMEDIADATAHIDING

作者: Jeng-Shyaug Pan Wai-Chi Fan

Lakhmi Jain Hsiang-Cheh Huang

出版社: Springer Verlag, Series of Advanced Information and Knowledge Processing

2. 書名:Multimedia Data Compression 作者: Jeng-Shyaug Pan

Feng Pan

Hsiang-Cheh Huang

四、發表與本計畫相關論文如下(2004 年六月起)

[1] Jeng-Shyang Pan, Yi-Chih Hsin, Hsiang-Cheh Huang and Kuang-Chih Huang, 2004, "Robust Image Watermarking Based on Multiple Description Vector Quantization", Electronics Letters, Vol. 40, No. 22, pp. 1409-1410 (SCI, EI)

[2] Jeng-Shyang Pan, Min-Tsang Sung, Hsiang-Cheh Huang and Bin-Yih Liao, 2004, "Robust VQ-based Digital Watermarking for Memoryless Binary Symmetric Channel", IEICE Transactions on Fundamentals of Electronics, Communication and Computer Sciences, vol. E-87-A, no. 7, pp. 1839- 1841(SCI, EI)

[3] Feng-Hsing Wang, Lakhmi C. Jain, and Jeng-Shyang Pan, 2004, “A novel VQ-based watermarking scheme with genetic codebook partition”, Journal of Network and Computer Applications, Elsevier, (SCI Expanded, EI) (Accepted)

[4] Hao-Xian Wang, Zhe-Ming Lu, Jeng-Shyang Pan and Sheng-He Sun, “Robust Blind Video Watermarking with Adaptive Embedding Mechanism”, International Journal for Innovative Computing, Information, and Control, (Accepted)

[5] Bin Yan, Zhe-Ming Lu, Sheng-He Sun and Jeng-Shyang Pan, 2005,“Speech authentication by semi-fragile watermarking”, International Workshop on Intelligent Information Hiding

(23)

and Multimedia Signal Processing, LNAI , (SCI expanded) (Accepted)

[6] Meiying Wang, Yao Zhao, Jeng-Shyang Pan and Shaowei Weng, 2005, “A Reversible Watermark Scheme Combined with Hash Function and Lossless Compression”, International Workshop on Intelligent Information Hiding and Multimedia Signal Processing, LNAI, (SCI expanded) (Accepted)

[7] Feng-Hsing Wang, Kang K. Yen, Jeng-Shyang Pan, Lakhmi C. Jain, 2005, “Shadow Watermark Extraction System”, International Workshop on Intelligent Information Hiding and Multimedia Signal Processing, LNAI , (SCI expanded) (Accepted)

[8] Ping-Sung Liao, Jeng-Shyang Pan, Yen-Hung Chen and Bin-Yih Liao, “A Lossless Watermarking Technique for Halftone Images”, International Workshop on Intelligent Information Hiding and Multimedia Signal Processing, LNAI, (SCI expanded) (Accepted)

[9] Fan Gu, Zhe-Ming Lu and Jeng-Shyang Pan, 2005, “Multipurpose image watermarking in DCT domain using subsampling”, IEEE International Symposium on Circuits and Systems, pp. 4417-4420

[10] Feng-Hsing Wang, Lakhmi C. Jain, Jeng-Shyang Pan, 2005, “Hiding watermark in watermark”,IEEE International Symposium on Circuits and Systems, pp. 4018-4021 [11] Feng-Hsing Wang, Jeng-Shyang Pan, Lakhmi C. Jain, 2005, “Shadow watermark

embedding scheme”, IEEE International Symposium on Circuits and Systems, pp. 4975-4978

[12] Shu-Chuan Chu, Yi-Chih Hsin, Hsiang-Cheh Huang and Kuang-Chih Huang and Jeng-Shyang Pan, 2005, “Multiple description watermarking for lossy network”, IEEE International Symposium on Circuits and Systems, pp. 3990-3993

[13] Feng-Hsing Wang, Lakhmi C. Jain, Jeng-Shyang Pan, 2004, “Genetic watermark modification for watermarking schemes”, International Conference on Artificial Intelligence in Science and Technology, pp. 196-1999

[14] Feng-Hsing Wang, Jeng-Shyang Pan, Lakhmi Jain and Hsiang-Cheh Huang, 2004, "VQ-based Gray Watermark Hiding Scheme and Genetic Index Assignment," IEEE Pacific-Rim Conference on Multimedia, LNCS 3332, pp. 73-80 (SCI Expanded)

[15] Shu-Chuan Chu, Zhe-Ming Lu, Jeng-Shyang Pan and Kuang-Chih Huang, 2004, “Hadamard Transform Based FastCodeword Search Algorithm forHigh-Dimensional VQ Encoding”,IEEE Asia-Pacific Conference on Circuits and Systems, pp. 85-88

[16] Yu-Long Qiao, Jeng-Shyang Pan and Sheng-He Sun, 2004, “Improved K Nearest Neighbor Classification Algorithm”, IEEE Asia-Pacific Conference on Circuits and Systems, pp. 1101-1104

[17] Jeng-Shyang Pan, Chia-Sung Cheng, Bin-Yih Liao, Chao-Hsing Hsu and Kuang-Chih Huang, 2004, "Optimization of Multi-Purpose Watermarking Algorithm", IEEE Asia-Pacific Conference on Circuits and Systems, pp. 601-604

(24)

[18] Feng-Hsing Wang, Lakhmi C. Jain, Jeng-Shyang Pan and Hsiang-Cheh Huang, 2004, “DigitalImageWatermarking Approach Based on Lapped OrthogonalTransform”,IEEE Asia-Pacific Conference on Circuits and Systems, pp. 1133-1136

[19] S. C. Chu, John F. Roddick, Z. M. Lu and J. S. Pan, 2004,‘Hadamard Transform Based Equal-average Equal-variance Equal-norm Nearest Neighbor Codeword Search Algorithm’, IEEE International Conference on Multimedia and Expo, pp. 671-674

[20] Yu-Long Qiao, J. S. Pan and S. H. Sun, 2004,‘Improved Partial Distance Search for K Nearest-neighbor Classification’,IEEE International Conference on Multimedia and Expo, pp. 1275-1278

[21] Feng-Hsing Wang, Jeng-Shyang Pan, Lakhmi C. Jain and Hsiang-Cheh Huang, 2004,‘A VQ-Based Image-in-Image Data Hiding Scheme’,IEEE International Conference on Multimedia and Expo, pp. 2191-2194

[22] Feng-Hsing Wang, Lakhmi C. Jain, Jeng-Shyang Pan, 2004,‘Design of Hierarchical Keys for A Multi-user-based Watermarking System’, IEEE International Conference on Multimedia and Expo, pp. 919-922

[23] J. W. Wang and Chin-Chun Kuo,“A RobustTwo Stage Approach forEyeDetection,” To beappeared in the13th International Conference on Image Analysis and Processing (ICIAP 2005), Oral Session, Cagliari,

Italy,Sep. 6-8 2005.

[24] J. W. Wang, “Wavelet-Based Face Localization in Unconstrained Scenes,”The Irish MachineVision & Image Processing Conference 2004 (IMVIP2004), Trinity College, Dublin, Ireland, pp. 92-97, Sep. 1-3 2004. [25] B. T. Lim and J. W. Wang, “Head

Contour-Based FaceDetection in Unconstrained Scenes,”CVGIP2004,Hualien,Taiwan, Oral Session B4, Biometrics (II), http://cvgip04.csie.ndhu.edu.tw/, Aug. 15-17 2004.

五、產學合作案 1. 潘正祥(主持人),陳聰毅,93.11~94.10,無損浮水印儲存技術,威視科技委託研發 計劃. 2. 王敬文(主持人),人臉影像特徵偵測應用於數位浮水印, 93-08-01 ~ 94-07-31, 友聲 電子公司委託研發計劃. 六、邀請研究及演講

[1] Florida International University 邀請 潘正祥 參與研究計畫, 並提供研究費壹 萬美金

(25)

[2] IEEE Society, Miami Section 邀請 潘正祥 演講, 94 年 2 月 題目: Intelligent Digital Watermarking

[3] 中研院資訊所, 邀請 潘正祥 演講, 94 年 4 月

題目: Parallel Ant Colony System and Parallel Particle Swarm Optimization [4] 立德管理學院 資管系, 邀請 潘正祥 演講, 94 年 5 月

題目: Intelligent Digital Watermarking

[5] 工研院 51 館 電腦與通訊研究所邀請王敬文演講, 93 年 10 月 14 日 題目: Face detection in unconstrained scenes

[6] 高應科大產學中心, 邀請王敬文演講, 94 年 5 月 17 日

七、舉辦國際會議

International Workshop on Intelligent Information Hiding and Multimedia Signal Processing, 網址如下:

http://bit.kuas.edu.tw/~iihmsp/

八、成立國際期刊

International Journal on Innovative Computing, Information and Control, 網址如下:

http://www.ktokai-u.ac.jp/~shi/ijicic.htm

九. 參加競賽

林木德 與 王敬文, "應用於複雜背景之人臉偵測", 教育部九十三年度全國技專院校學生 專 題 製 作 競 賽 電 子 類 ( 獲 入 圍 決 賽 , 108 件 作 品 取 10 名 ), pp. C-28 - C-36, http://140.124.60.206/criep/index-1.htm.

(26)

三.

子計畫三:無線通訊模組(RFIC)之研製

ㄧ、計畫摘要

本計畫為總計畫「無線網路多媒體應用平台之研究」中,研發「無線通訊模組(RFIC) 之研製」的子計畫。計畫目的在於研發使用於可程式無線通訊收發機之 CMOS RFIC,共計 完成 2.4GHz 正交相位電壓控制振盪器、類比控制之 DC~100MHz 可變增益放大器、應用於 MBOA Group1 之低雜訊放大器、內嵌電源開關之 1.8/2.4GHz 可變增益 PA 與 T/R Switch 整合電路、以及 2.4 / 5.2 / 5.8 GHz 功率放大器等五顆 RFIC 的研究開發與製作。

五顆晶片當中,「2.4GHz 正交相位電壓控制振盪器」係使用 TSMC 0.25um1P5M CMOS 製程製作,「應用於 MBOA Group1 之低雜訊放大器」使用 TSMC0.181P6M 製程製作,其 餘三顆則使用 UMC 0.18um 1P6M CMOS 製程製作。在設計方面,則使用本次計畫與 93 年度教育部重點特色計畫所合購之 Agilent 射頻電路模擬軟體 ADS(Advanced Design System)、以及 cic(國家晶片實現中心)所提供的 HSPICE 做晶片設計的模擬工作,並且 使用 cic 所提供的佈局與驗證軟體(Cadence、Calibre)做晶片的佈局與除錯,最後再將 設計完成的積體電路佈局上傳給 cic,由 cic 代為接洽台積電(TSMC)與聯電(UMC) 等 IC 代工廠,進一步完成晶片的製作。 目前晶片都已經製作完成,並且已經寄送回到本計畫工作人員的手中,本計畫的工 作人員也已經完成晶片的打線與封裝工作,部分晶片更已經完成量測;由量測結果顯示, 晶片特性大致都能達成原本設計的目標。 二、計畫之背景與目的 本計畫為總計畫「無線網路多媒體應用平台之研究」中,研發「無線收發機模組關 鍵技術」的子計畫。計畫目的在於研發可使用於可程式無線通訊收發機之 CMOS RFIC。並 且,預定以 SPI 介面做為 RFIC 與外界溝通的橋樑,單晶片微控制器、或者是數位信號處 理器(DSP)可以透過 SPI 介面下指令操控 RFIC,讓 RFIC 依照指示改變特性,例如改變 頻率、增益、頻寬等等,以讓無線通訊收發機改變特性,而讓收發機可以接收不同規格 的無線通訊信號。 在無線通訊系統中,頻率合成器(Frequency Synthesizer),扮演著極為重要的角色, 適用於多頻段、普及性佳的積體化頻率合成器,將是未來通訊設備的新趨勢,也將是未 來通訊設備的關鍵性元件。而多頻道、普及性佳意味著頻率合成器必須接受單晶片微控 制器、或者是 DSP 的操控,因此,頻率合成器除了應該具備有基本的相位頻率檢測器(Phase Frequency Detector,PFD)、與電荷幫浦(Charge Pump)之外,應該還要具備可程式除頻 器(Programmable Frequency Divider)、可程式參考信號除頻器(Programmable Reference Divider)、電壓控制振盪器(Voltage Control Oscillator)、以及串列轉並列介面(Serial Parallel Interface,SPI)等電路,然而,經查詢 cic 網站,發現歷年申請製作晶片資 料當中,並無如此完整之晶片製作成功。

(27)

問題。線性度影響了訊號的輸出品質,而效率決定了電池壽命及通話待機時間。由於放 大器的線性度及效率兩目標相互衝突,所以須在規格內作適當取捨。其線性度視通信系 統所採用調變系統而定,這裡所謂調變系統,則如展頻通信、調頻、調項等。以 Class A 的功率放大器為例,功率放大器設計時必須注意下列幾項考量:1、元件的選擇;2、偏 壓的設計;3、功率圓及穩定度分析;4、1dB 功率壓縮點(P1dB);5、三階截斷點(OIP3)。 然而,CMOS 的製程具有低崩潰電壓(breakdown voltage)及高膝部電壓(knee voltage) 特性,且越先進的製程中,此兩項特性趨勢越明顯,卻讓功率放大器越不容易被整合在 CMOS RFIC 之內,以及輸出功率受到限制。

另外,運用 CMOS 標準製程製作 FET Based T/R Switch 時,除了 Insertion 較大及 Power handing capablity 較弱之外,發射端與接收端之隔離度方面的問題,也是一大問題,因 此,我們預計嘗試著內嵌電源開關電路,當收發機進入接收狀態時,由內嵌的 MOSFET 關 閉功率放大器之第一級、以及第二級的電源,以增加接收端與發射端的隔離度。

於是,本子計畫將計畫目的設定在設計製作適用於零中頻(zero-IF)收發系統且可程 式之多頻道、可調增益 RFIC。這裡,所謂的零中頻(zero-IF)收發系統,其方塊圖如圖 4.1 所 示 , 主 要 包 括 功 率 放 大 器 (Power Amplifier) 、 低 雜 訊 放 大 器 (Low Noise Amplifier)、混波器(Mixer)、收發切換開關(T/R switch)、頻率合成器(Frequency Synthesizer)、可變增益放大器(Variable Gain Amplifier)等電路。

圖 4.1 零中頻(zero-IF)收發系統方塊圖 又圖中紅色方框的部分,就是本計畫所製作的 RFIC,包括有「2.4GHz 正交相位電 壓控制振盪器」、「類比控制之 DC~100MHz 可變增益放大器」、「應用於 MBOA Group1 之低 雜訊放大器」、「內嵌電源開關之 1.8/2.4GHz 可變增益 PA 與 T/R Switch 整合電路」、以及 「2.4 / 5.2 / 5.8 GHz 功率放大器」等。 三、計畫執行成果 由於本子計畫的目的在於研製 RFIC,因此,有關本子計畫的執行成果,主要就是 RFIC 之晶片研製結果,今將各個晶片的研製成果依序說明如下: A/D CONVERTER Frequency Synthesizer LO DETECTOR Micrchip or DSP

BPF LNA MIXER LPF VGA

T/R Switch PA BPF MIXER Power Control D/A CONVERTER Amp Planar Antenna

(28)

(一). 3.1 2.4GHz 正交相位電壓控制振盪器

頻率合成器(Frequency Synthesizer)是收發系統的核心電路,必須先有好的頻率合 成器,才能夠有好的無線收發機。有關頻率合成器的方塊圖,如圖4.1所示,主要是由 Programmable Counter與Swallow Counter , 對電壓控制振盪器(Voltage Controlled Oscillator,VCO)的輸出訊號做除頻的動作,除頻後的訊號(以下以Fdiv代表)與穩定的 石英振盪器(Crystal Oscillator)所提供的參考訊號(以下以Fref代表),一起送進PFD做 相位頻率的比較。 此時,假若Fref的相位頻率超前Fdiv的相位頻率,PFD的Up輸出端便會將相位相差的 結果輸出,此訊號會對Charge Pump做充電動作,使VCO的頻率能夠上升;相反地,假若 Fdiv的相位頻率超前Fref的相位頻率,PFD的Dn輸出端便會有訊號輸出,經由Charge Pump 之後使VCO的頻率能夠下降。不斷地利用此方式,便可實現VCO鎖頻的動作。 由於PFD是以on、off的型式對Charge Pump做充放電的動作,充放電的過程中由於電 晶體on、off的緣故,會有高頻訊號的雜訊出現,為了預防此雜訊干擾到VCO,因此會在 Charge Pump與VCO之間加入Low Pass的Filter。

至於VCO要鎖定在什麼頻率?相位比較器要以什麼速率動作?這些就由改變信號 (Fdiv)的可程式除頻器與參考信號(Fref)的可程式除頻器來達成。 Phase Frequency Detect PFD Charge Pump Up Dn Fref Loop Filter VCO Fout Preamplifier 1 /NN Prescaler Program Counter Swallow Counter P N Modulus control Reset M Fdiv OSC channel selection Crystal Oscillator R 圖 4.1 頻率合成器系統方塊圖 本次計畫所製作的晶片,就是要利用 TSMC 0.25um1P5M CMOS 製程製作圖 4.1 中紅色 方框的部分,也就是「2.4GHz 正交相位電壓控制振盪器」,其系統架構圖如圖 4.2 所示, 主要是由 LC-tank VCO 以及使用多級 RC/CR 串聯電路來實現相互正交的四個相位。圖 4.3 為 VCO 電路圖,其可產生互補的兩相 RF 信號;圖 4.4 為 RC/CR 移相電路圖,主要是把互 補的兩相 RF 信號分解為互相正交(相差 90 度)的四組 RF 信號。

(29)

Vc Vm RC/CR 相移電路 O 90 180 270 o o o o LC_tank VCO 2.4GHz~ 2.48GHz I Q 圖 4.2 2.4GHz 正交相位電壓控制振盪器系統架構圖 Vdd Vdd C PMOS C C R NMOS C L Output Vdd C R NMOS C L Output L PMOS Vctrl L Varactor Varactor C C 圖 4.3 2.4GHz VCO 電路圖 0 R C R C C R C 180 -45(315) +45 135 225 圖 4.4 RC/CR 移相電路圖 圖 4.5 中,(a)為晶片佈局圖、(b)則是打線之後的晶片照片。經初步量測之後顯示, 本晶片成功的振盪出和原始設計功率接近的 RF 信號,但頻率有點偏高,現正準備進一步 量測其相位雜訊(phase noise)與四相信號的相位誤差。

(30)

圖 4.4 (a) VCO 佈局圖 (b)晶片照片圖

(二). 3.2 類比控制之 DC~100MHz 可變增益放大器

可變增益放大器又叫做 VGA(Variable Gain Amplifier),主要功能在於放大基頻信 號,並且要隨著基頻信號的強弱調整放大倍數(增益),以便提供一個幾乎是等振福的基 頻信號給下一級(通常是類比數位轉換器)。 R1 R2 R3 R4 R5 R6 R7 R8 R9 R10 C1 C2 NMOS1 NMOS2 Vout Vin Vref. Vcontrol Vopaout Vdd Vss R2 R1 R3 R3 R3 R11 Vss Vss Vss Vdd Vdd Vdd + -+ -+ -+ monitor Vdd 圖 4.5 類比控制之可變增益放大器系統架構圖

(31)

其電路的架構如圖 4.5 所示,主要包含了三個電路,一為 OPA 電路,另一 Dummy OPA 電路及一比較器。主要原理是利用兩組相同架構的運算放大器 (如圖中藍框所圈),組成 一個放大倍率監控電路,及一個真正的信號放大器,在圖中所紅色框圈起來的部分,用 來放大監控倍率以用來修正實際輸出的倍率,放大的比值為 Vcontrol 與 Vref 的電壓比。 舉例來說,當 Vref=10mV,而 Vcontrol 設定為 40mV,則 Dummy OPA 電路 Vopaout 的輸 出電壓增益等於 Vref*放大倍率,使得 Vopaout 追隨至與 Vcontrol 接近的電壓,而因為此 監控電路的放大器為實際放大器的複製電路,兩者特性完全一樣,而放大倍率就為 Vcontrol/Vref,因此 VGA 的增益就能得知,此設計之類比控制 VGA 放大倍率範圍從 0~20dB,訊號振幅 Vin 為一弦波,操作頻率為 DC ~100 MHz。

圖 4.6(a)為晶片佈局圖、(b)則為打線之後的晶片照片。本晶片使用聯電 UMC 0.18um 1P6M CMOS 製程製作。

圖 4.6 (a) VGA 之佈局圖 (b) 打線後的晶片照片

又本計畫使用一示波器與高頻訊號產生器來進行晶片的測量。由訊號產生器提供訊 號到圖 4.5 的 Vin,同時將 Vout 接至示波器,利用外部電壓 Vref 與 Vcontrol 來控制實際 訊號放大器之輸出增益。如圖 4.7 所示,當訊號產生器提供一 100MHz、電壓為 144mVp-p

(32)

圖 4.7 (a) Vinp-p=144mV@100MHz (b) Voutp-p=192mV@100MHz

再如圖 4.8 所示,當訊號產生器產生之頻率為 100MHz、電壓為 144mV,並且將 Vcontrol 控制在 10Vref(也就是希望 VGA 的 gain=10),經由示波器觀察 Voutp-p 為 1.36V,

此時,得到實際真正訊號放大器之增益 9.4 倍。顯示晶片確實正常動作,並且很接近原始 設計的功能,換句話說,晶片製作相當成功。

圖 4.8 (a) Vinp-p=144mV@100MHz (b) Voutp-p=1.36V@100MHz

(三). 3.3 應用於 MBOA Group1 之低雜訊放大器

低雜訊放大器簡稱 LNA(Low Noise Amplifier),通常使用在無線接收機的輸入端, 其要求重點通常在於放大接收機所接收到的微弱信號的同時,要將放大器本身所產生的 雜訊降到最低。圖 4.9 所示為本電路架構,輸入架構主要由 NMOS2,NMOS3 採用疊接 架構組成一放大器,一方面疊接架構最大的好處是能減少放大器的米勒效應對高頻響應 的影響,可得到較高頻的高頻增益,另一方面由於電晶體疊接產生較高的隔離度,使得 輸入與輸出阻抗可以較容易與訊號和負載阻抗達到阻抗匹配。再來是由 PMOS1,

PMOS2,NMOS1,R1,R2,R3 來構成一個電流鏡(current mirror),提供整個電路有一個 固定電流原,間接也提供一偏壓來驅動 NMOS3,其中 R1,R2 用來限制電流鏡之電流。 輸出架構採用共源級電壓回授式偏壓電路,以增加頻寬與穩定度,及降低雜訊及諧波失 真。

(33)

圖 4.9 應用於 MBOA Group1 之低雜訊放大器架構圖

圖 4.10 為本晶片典型(TT:Typical/typical)的特性表,由表中可以看出,除了 在高頻段時 Noise Figure 稍微超過 MBOA 的規範之外,其餘特性大致符合要求。

TT(1.62V/常溫/電阻電容無

偏移)

MBOA 規範

Power Consumption 9.153 mW <21 mW Input Return Loss(S11) >12 dB >10 dB

Output Return Loss(S22) >11 dB >10 dB

Gain(S21) >13 dB >10 dB NF 2.0~4.5 dB <3.0 dB 穩定度(Mu) >1 >1 OIP3 -2.1dBm >-20 dBm Output P1dB >-14 dBm >-30 dBm BW 3 GHz ~ 5 GHz 3.168 GHz ~ 4.752 GHz 圖 4.10 應用於 MBOA Group1 之低雜訊放大器之特性總表

本晶片使用 TSMC 0.18um 1P6M CMOS 製程製作,其晶片佈局圖如圖 4.11(a)所示,打 線後的晶片照片則如圖 4.11(b)所示。

(34)

圖 4.11 (a) 3~5GHz LNA 之佈局圖 (b) 3~5GHz LNA 打線後的晶片照片

晶片的量測使用 Agilent E8753E 的向量網路分析儀,量測結果之 S-parameters 如 圖 4.12 (a)~(d)所示。圖中顯示,晶片在 3~4.2GHz 時,其增益(S21)都在 10dB 以上, 只是 4.2GHz 以上的增益往下掉,猜測應該是量測上的問題,目前還在想辦法改善量測環 境,如印刷電路板重新製作,匹配電路重新設計等等。

(35)

(c)S21 (d)S12

圖 5.12 MBOA group1 LNA 之量測結果

(四). 3.4 內嵌電源開關之 1.8/2.4GHz 可變增益 PA 與 T/R Switch 整合電

圖 4.13 所示為本子計畫所設計之 1.8/2.4GHz 可變增益功率放大器(PA:Power Amplifier)與 T/R switch 整合電路的架構方塊圖。其主要包含三級的功率放大器、T/R switch 與 Gain Control 三大部分。其中,三級的功率放大器並且包括一個 PMOS 的電源 開關,以便在不使用 PA 時關閉 PA 的待機電流,以節省能源並且提高 PA 的隔離度。Gain control 的方法則如圖 4.14 所示,以改變 NMOS 的源極串接電阻來改變 NMOS 的增益。

晶片係委託聯電使用 UMC 0.18um 1P6M CMOS 製程製作,圖 4.15 所示為晶片打線 之後的照片。圖 4.16 則是使用 Agilent E8753E 量測的結果。圖中顯示匹配尚待改進, 不過 1.8GHz 部分的增益已經顯現,證明晶片已經可以 work,至於特性未達原先設計的要 求,應該還是量測環境的問題,目前還在繼續進行除錯的工作。

(36)

圖 4.14 Gain Control 電路圖

圖 4.15 打線後的晶片照片

(37)

(c) S21 (d)S12 圖 4.16 量測結果之 S 參數 (五). 3.5 2.4/5.2/5.8 GHz 功率放大器 如圖 4.17 所示,本晶片採用三級串接(cascade)架構(第一級和第二級為驅動級,第 三級為放大級),將有較高的增益表現。由於採用串接結構,所以電晶體源極端並不像差 動架構一樣,可提供小訊號虛接地的模擬設計方法,因此整體增益容易因源極 bound wire 造成下降,導致效率及輸出功率大幅滑落,因此在考量在量測可行性下,在電晶體源極 端多幾個 pad 與多打幾條 bond wire,降低源極等效電感效應,增加增益及效率。

另外,為了使汲極電流較平均分佈在每根電晶體上,且降低因汲極連接至 pad 過寬 之金屬線所產生寄生電阻、電容效應,導致放大訊號被衰減,本設計的第三級採用 3 個 50um 的 NMOS 並聯成為一組,再採用兩組並聯的方式,並且盡量加寬金屬連接線,以確保 大電流不會燒毀金屬線或 NMOS。

晶片使用聯電晶 UMC 0.18um 1P6M CMOS 製程製作,圖 4.18(a)為晶片佈局圖,圖 4.18(b)則為打線後的晶片照片。圖 4.19 則是使用 Agilent E8753E 量測的結果,由圖中觀 察,可以看出結果相當不理想,幾乎是沒有增益(S21),這是五個晶片當中最不理想的 一個。

(38)

圖 4.17 三頻功率放大器之系統架構圖

圖 4.18 (a) 三頻功率放大器之佈局圖 (b) 功率放大器打線後的晶片照片

(39)

(a) S21 (b)S12 圖 4.18 量測結果之 S 參數 四、計畫成果自評 本計畫為總計畫「無線網路多媒體應用平台之研究」中,研發「無線收發機模組關 鍵技術」的子計畫。計畫目的在於研發可使用於可程式無線通訊收發機之 CMOS RFIC。經 過一年的執行,總共促成一個產學合作計畫案、以及研製完成五個無線收發機 RFIC,其 中有四個晶片經過封裝、量測之後,特性接近原始設計,成功率為 80%,成果相當豐碩。 各晶片的具體成果可以摘要說明如下: 2.4GHz 正交相位電壓控制振盪器:由研究生邱鴻順設計,其係頻率合成器的核 心電路,使用 TSMC 0.25um 1P5M CMOS 製程製作,量測結果顯示本晶片成功的振盪 出和原始設計功率接近的 RF 信號,但頻率有點偏高,至於四相的信號輸出的相位誤 差,目前正在接洽成功大學電機系,希望能借用他們的儀器做進一步量測,不過可 以確定的是,晶片是好的。 類比控制之 DC~100MHz 可變增益放大器:由研究生劉政辰設計,其係基頻電路, 主要在於提供恆定振幅的基頻信號給接下來的電路(通常是類比數位轉換器),以無 線接收機的性能不至於受到信號強弱的影響。本晶片使用 UMC 0.18um 1P6M CMOS 製程製作,量測結果顯示,本晶片在 100MHz 時,Gain 可以在 1.3~9.4 之間調整,很 接近原始設計的 1~10。

應用於 MBOA Group1 之低雜訊放大器:由研究生劉政辰設計。這裡所謂的低雜 訊放大器簡稱 LNA(Low Noise Amplifier),通常使用在無線接收機的輸入端, 用於 處裡接收機剛收到的微弱信號;MBOA 是 UWB(Ultra Wide Band)兩大系統之一, 是目前極被看好,會被大量使用在 PAN(Personal Area Network)的無線通訊系統。 本晶片使用 TSMC 0.18um 1P6M CMOS 製程製作,量測結果顯示 3~4.2GHz 時,電 路增益都在 10dB 以上,很接近原始設計;目前則還在量測方面下功夫,以釐清 4.2GHz 以後增益下降的原因,是晶片設計不良,還是量測系統製作不當?

內嵌電源開關之 1.8/2.4GHz 可變增益 PA 與 T/R Switch 整合電路:本晶片由研 究生蕭智仁設計,其嘗試將無線通訊發射機之功率放大器電路、電源開關電路、以 及收發機模式切換用的 T/R SW 整合在一起,而使用 UMC 0.18um 1P6M CMOS 製程 製作。量測結果顯示,本晶片在 1.8GHz 時具有不錯的增益,比較接近原始設計,但 在 2.4GHz 時則明顯劣化,因此推斷晶片本身應該是好的,2.4GHz 的部分目前正在

(40)

2.4/5.2/5.8 GHz 功率放大器:本晶片由研究生蕭智仁設計,其嘗試製作多頻 段的無線發射機功率放大器,使用 UMC 0.18um 1P6M CMOS 製程製作。量測結果顯 示,本晶片特性極不理想,是五個晶片當中,唯一和原始設計出入極大的晶片。雖 然目前還在努力量測,不過,根據已經的經驗以及目前量測的結果來看,這個晶片 應該是凶多吉少。 又在執行本子計畫時,還衍生出一項產學合作計畫,其計畫名稱為「陸地數位電視 廣播系統射頻調諧器之開發」,合作廠商為高雄縣鳳山市的卓智(YCL)電子股份有限公 司,計畫執行期間為 93 年 12 月 1 日至 94 年 5 月 31 日,目前計畫已經順利執行完畢, 卓智公司也順利開發出陸地數位電視廣播系統射頻調諧器,也為本子計畫的執行成果錦 上添花。 另外,本子計畫總共有兩位老師、以及三位研究生參與,計畫執行期間,對於參與 計劃之研究生而言,在執行計劃時學到射頻電路設計經驗,熟悉射頻電路量測,以及積 體電路設計技術等,對於將來到工業界工作,有極為正面的功效,且將來研究生將經驗 帶入工業界,也可以幫助工業界提昇技術層次,這也算是本子計畫的另一項成果。 五、結論 感謝國科會提供此一計畫,讓研究團隊得以取得非常有效率的 RF 模擬軟體(經費由 本子計畫與教育部重點特色計畫共同分攤),也就是 Agilent 的 ADS,而讓研究團隊可以 更精確、更快速的設計 RF 相關晶片,也因此而能夠在一年內多次向國家晶片中心(cic) 提出晶片製作的申請,並且成功的通過五個申請案,而具體得到五個晶片製作成果。 也因為模擬工具的提升,而讓晶片製作的成功率大為提高,因此,製作完成的五個 晶片當中,有四個都接近原始設計的目標。這四個晶片分別為無線發射機的功率放大器 (PA:Power Amplifier)、無線接收機的低雜訊放大器(LNA:Low Noise Amplifier)、 無線接收機的可變增益放大器(VGA:Variable Gain Amplifier)、以及無線收發機都會 使用到的電壓控制振盪器(VCO:Voltage Control Oscillator);換句話說,無線收發 機的子系統已經完成一大半,這對將來進一步研製無線收發機系統晶片的幫助非常大。 本子計畫的具體研究成果,除了五個晶片之外,還促成一件陸地數位電視調諧器的 產學合作計畫,雖然合作對象不在路竹基地、而是在鳳山地區,不過,卻是一個好的開 始,相信將來數位電視市場、或者是其他的無線通訊市場,如無線區域網路、新一代手 機、無線區域網路與手機的混和機等市場更加成長之後,對於無線收發機系統晶片的需 求將更為殷切,也就是會更需要無線通訊 RFIC 的設計人才與技術,則本子計畫的研究成 效將會更為顯著。 六、參考資料

[1] B. Razavi, RF Microelectronics, Prentice Hall, 1997.

[2] T. H. Lee, The Design of CMOS Radio-frequency Integrated Circuits, Cambridge University Press, 1998.

[3] D. K. Shaeffer and T. H. Lee, “A 1.5-V 1.5-GHz CMOS Low Noise Amplifier,”IEEE J. Solid-State Circuits, vol.32, NO.5, PP.745-759, May 1997.

(41)

[5] K. Yamamoto, et. al., “A 2.4-GHz-Band 1.8-V Operation Single-Chip Si-CMOS T/R-MMIC Front-End with a Low Insertion Loss Switch,”IEEE J. of Solid-State Circuits, vol. 36, No. 8, pp. 1186-1197, August 2001.

[6] S. G. Lee and J. k. Choi, “Current-reuse bleeding mixer,”Electron. Lett, vol.36, no.8, pp.696-697, April 2000

[7] J. Craninckx and M. Steyaert, Wireless CMOS Frequency Synthesizer, Kluwer Academic Publishers, Boston, USA, 1998.

[8] A. Hajimiri and T.H. Lee, “Oscillator phase noise: a tutorial,”IEEE J. of Solid-State Circuits, vol32, No.3 pp. 326-336, March 2000.

[9] Marc Tiebout, “Low-power Low-Phase-Noise Differentially Tuned Quadrature VCO Design in Standard CMOS,”IEEE J. of Solid-State Circuits, vol.36, No. 7, pp. 1018-1024, July 2001.

[10] M. Borremans, B. De Muer, and M. Steyaert, “The optimization of GHz integrated CMOS quadrature VCO’s based on a poly-phase filter loaded differential oscillator, “Proc. of IEEE 2000 Circuits and Systems Symposium, vol.2, pp. 28-31.

[11] A. Rofougaran, J. Rael, M. Rofrugaran, and A. Abidi, “A 900 MHz CMOS LC-oscillator with quadrature outputs, “IEEE Solid-State Circuits Conference. Tech. Dig. 1996, pp.392-393.

[12] B. Razavi, Design of Integrated Circuits for Optical Communications, McGraw-Hill, 2003. [13] P. Andreani, A. Bonfanti, L. Romano, and C. Samori, “Analysis and design of a 1.8-GHz

CMOS LC quadrature VCO, “IEEE J. of Solid-State Circuits, vol.37, No. 12, pp.1737-1747, Dec 2002.

[14] A. Zolfaghari and B. razavi, “A low-power 2.4-GHz transmitter/receiver CMOS IC, “IEEE J. of Solid-Satate /Circuits, vol.37, no. 12, pp. 176-183, Feb 2003.

[15] Lin. Tsung-Hsien and W. J. Kaiser, “A 900-MHz 2.5-mA CMOS frequency synthesizer with an automatic SC tuning loop,”IEEE J. of Solid-State Circuits, vol.36, no. 3, pp. 424-431, March 200l.

[16] H. Hashemi and A. Hajimiri, “Concurrent multiband low-noise amplifiers-theory, design, and applicatios,”IEEE Transaction on Microwave Theory and Techniques, vol.50, No. 1, pp. 288-301, Jan 2002.

[17] T. S. Rappaport, Wireless Communications Principles & Practice, Prentice-Hall, 1996. [18] W. C. Jakes, Jr., Microwave Mobile Communications, New York : Wiley & sons, 1974. [19] W. C. Y. Lee, Mobile Communications Design Fundamentals, John Wiley & sons, 1993 [20] H.-R. Chuang, Sen-You Liu, Sin-Yue Lin, and Cheng-YungChiang,“2.4-GHz three-stage

RF power amplifier module for ISM-band wirelesscommunications,“Applied Microwave and Wireless, pp.56-66, May/June 1997

[21] S.-Y. Liu and H.-R. Chuang, “2.4 GHz Transceiver RF Front-end for ISM-Band Digital WirelessCommunications,“Applied Microwaveand Wireless,pp.32-48, June 1998.

[22] Sin-Yue Lin and Huey-Ru Chuang,“Design of2.4 GHz LNA/PA/Circularly-Polarized Active Microstrip Antennas,”Microwave Journal, vol.42, no.1, pp.22-37, Jan. 1999.

(42)

Systems Division Applied Research Laboratories The University of Texas at Austin, 2001. [24] Zhuo, W.; de Gyvez, J.P.; Sanchez-Sinencio, E. “Programmable low noise amplifier with active-inductorload”Circuits and Systems, 1998. ISCAS '98. Proceedings of the 1998 IEEE International Symposium on , Volume: 4 , 31 May-3 June 1998.

[25] Thanachayanont, A.; Payne, A.;”VHF CMOS integrated active inductor”Electronics Letters , Volume: 32 Issue: 11 , 23 May 1996.

[26] Pascht, A.; Fischer, J.; Berroth, M.;”A CMOS low noise amplifier at 2.4 GHz with active inductor load “ Silicon Monolithic Integrated Circuits in RF Systems, 2001. Digest of Papers. 2001 Topical Meeting on , 12-14 Sept. 2001

[27] Chen , Y.J.E.; Hamai , M.; Heo, D.; Sutono, A.; Yoo, S. ; Laskar , J.“RF power amplifier integration in CMOS technology “Microwave Symposium Digest., 2000 IEEE MTT-S International , Volume: 1 , 11-16 June 2000 Page(s): 545 -548 vol.1

[28] Steve C.Cripps , “RF Power Amplifier for Wireless Communications”, Artech House , 1999

[29] F-J. Huang, K. O, “A 0.5-um CMOS T/R Switch for 900-MHz Wireless Applications ”,IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 36, N0 .8, pp. 1186-1197, August 2001.

[30] Feng-Jung Huang; O, K.; ”A 900-MHz T/R switch with a 0.8-dB insertion loss implemented in a 0.5-μmCMOS process”Custom Integrated Circuits Conference, 2000. CICC. Proceedings of the IEEE 2000 , 21-24 May 2000 Page(s): 341 -344

[31] MOTOROLA MC12210,Serial Input PLL Frequency Synthesizer

[32] A 2GHz Merged CMOS LNA and Mixer for WCDMA,Ali Karimi-Sanjaani ,2001 Symposium on VLSI Circuit Digital of Technical Paper

[33] J. Proakis, Digital Communications, New York: McGraw-Hill, 1989.

[34] L. E. Larson, editors, RF and Microwave Circuit Design for Wireless Communications, Artech House, 1996.

(43)

四.

子計畫四:無線通訊關鍵零組件—

微波陶瓷濾波器及陶瓷晶片型天線的研製

(Implementation of Microwave Ceramic Filter and Ceramic Chip Antenna for Wireless Communications) 一、中文摘要 本計畫主要結合元件設計與材料實作兩方面的合作,研究製作出陶瓷微波通訊 元件,使通訊元件體積微小化並實際展現元件之功能,此微小化之被動通訊元件為 無線通訊設備的關鍵組件。本計畫共分兩部分進行,主要為設計及製作 (A)微波陶 瓷濾波器 (B)陶瓷晶片型天線。 (A):探討介電共振器以微帶線饋入之帶通濾波器,此帶通濾波器利用兩個陶瓷 介電共振器位於金屬共振腔中,其共振模態為 TM01,我們將此模態設計操作在 2.4GHz 頻段。此種設計之通帶區極為平坦、截止區外衰減快速並且達到良好的濾波 效果。本論文使用電磁模擬軟體 HFSS,模擬結果和實際數據相當類似。另外我們亦 探討介電共振器的厚度之不同對於介電共振帶通濾波器頻寬及頻率之影響。 (B):介紹在以陶瓷材料製作的介電常數r= 22 之圓柱介質共振體表面黏著經過 設計的金屬片,將其置放在 FR4 介質基板上並以共平面波導饋入方式,討論其在微 波頻段對本論文所提出的微小化單極晶片型天線的共振頻率、輻射場型以及增益等 參數的影響,以期深入了解本晶片型陶瓷天線的介質負載特性。 二、緣由及目的 首先將由共同主持人本校機械系林明宏教授及電子系鄭平守副教授進行陶瓷低 溫共燒(LTCC)製程技術開發,其將研究以鈦酸鋇(BaTiO3)系統為基本成分,完成一擁 有低損耗的高品質因數,高介電係數(r)及小的頻率溫度係數的良好微波介電材料, 如下圖所示。 各種不同尺寸及介電係數之陶瓷

(44)

質共振儀。

介質共振儀

然後將其完成之微波陶瓷材料由主持人用來做為介電陶瓷基板製作成陶瓷濾波器 (ceramic filter) 及製作成陶瓷晶片型天線(ceramic chip antenna)或將其整合在一起。

(A):微波陶瓷濾波器: A1、前言 由於無線通訊技術快速的發展,生活與無線通訊的關係密不可分,無線通訊已 經融入生活化甚至與生活緊密的結合。隨著無線通訊技術的進步,發展出許多便利 的無線通訊系統,例如:無線區域網路( WLAN )、藍芽無線、GSM 系統以及行動衛 星通訊系統…等,這些系統的建立,不僅免除了繁瑣的接線,還可使人們隨時隨地 得到快速、精準且高品質的資訊。而在通訊傳輸系統當中,準確的擷取正確的信號 則是通訊品質的關鍵因素,因此,濾波器元件在通訊系統中佔有十分重要的地位, 濾波器的優劣直接關係著通訊品質的好壞。

本論文以介電共振器製作濾波器(dielectric resonator filter)。介電共振器(dielectric resonator)是微波系統中用來固定頻率的一種被動式元件。它最早在 1939 年被 Richtmyer 所提出來的。在 1960 年,Okaya [1]與 Barash 的研究報告中介電共振器才 開始受到重視與發展。儘管介電共振器具有高品質因素(Quality-factor)在 10000 之 上,實際上介電共振器並沒有廣泛地受到應用,因為它具有較差溫度穩定度。然而 近年來在新材質與材料技術上的進步,已經大大的改善溫度穩定的問題。因此介電 共振器目前受到廣泛地運用在 TEM 模態中的耦合微帶線,它的優點有小尺寸、輕 巧、低成本和低損耗。因此介電共振器常用來製作濾波器以達到所需的效果。本論 文中採用陶瓷材料作為介電共振器,陶瓷介電共振器具有良溫度穩定度、低損耗, 因此對於製作濾波器具有較佳的效能[2-4]。本論文所製作介電共振濾波器為將兩個 陶瓷圓柱體置於金屬空腔內,如圖 1 所示為介電共振濾波器透視立體結構圖[5]。

(45)

圖 1. 介電共振帶通濾波器透視立體結構圖 A2、理論與濾波器設計 本介電共振帶通濾波器乃利用微帶線耦合介電共振器置於封閉波導內以磁偶極 的方式激發 TM01δ模態以達到所需頻段。而介電共振器之尺寸為 0.3 < H/D < 0.5 其 中 H 為圓柱型介電共振器之高,D 為其直徑,在這 H/D 範圍內可將寄生模態的干擾 減至最低以達到良好的頻率響應[6, 7]。為了減少實驗的試錯,吾人利用 3D 模擬軟 體 Ansoft HFSS 模擬共振帶通濾波器,並放上模擬數據與實際量測的結果做對照。 圖 2.所示為介電共振帶通濾波器,將其微帶線印刷在 FR4 基板上,基板厚度 h = 1.6 mm,相對介電常數r= 4.4。基板長寬固定為 Wg= 40 mm、Lg= 50 mm,接地面 為基板背面。50-Ω饋入線和輸出線的金屬寬度 W = 3 mm、L = 28 mm,陶瓷介電共 振器其介電係數為 25,其半徑 R = 7.4 mm、高 hg= 4.5 mm,因此 H/D = 0.304;將其 置於微帶線中心,其圓心距短邊之距離 Lr= 32.4 mm。又金屬波導之底面積為 Wg × Lg,高為 hg。 圖 2 介電共振帶通濾波器結構圖 圖 3 模擬與量測的反射損失圖 A3、實驗結果與討論 圖 3、4 所示為介電共振帶通濾波器之模擬及量測之反射損失圖(return loss)和插 入損失 圖(insertion loss), 實驗 量測 結果 與 模擬相 當接 近。 圖中 所示模 擬 f1 = 1.4 1.6 1.8 2.0 2.2 2.4 2.6 2.8 3.0 3.2 -50 -40 -30 -20 -10 0 re tu rn lo s s ,d B frequency,GHz simulated measured

(46)

802.11b/2.4GHz 之應用頻段內。 本設計是以介電共振器達到濾波的效果,因此吾人探討介電共振器之厚度對於 濾波器所造成之影響。如圖 5 所示,調整圓柱型介電共振器之厚度(hg)為 1、2、3 mm, 當 hg= 1 mm,即 H/D = 0.07 時寄生模態對於通帶區產生漣波(ripple)的影響使得訊號 有所衰減,當 hg= 2、3 mm 時通帶區較為平坦。由圖 5、6 可看到當介電共振器厚度 逐漸增加時,中心頻率以及比例頻寬隨之下降。此因介電共振器厚度增加,介電共 振器電容性增強導致頻率下降和頻寬縮短。表 1 為圓柱型介電共振器不同之厚度, 其中心頻率與比例頻寬之數據。 圖 4.模擬與量測的插入損失圖 圖 5. hg變化之插入損耗圖 圖 6. hg變化之插入損耗圖 圖 7. hg變化之中心頻率圖 A4、結論 本文提出一種新穎的介電共振器濾波器,將陶瓷共振體放置於金屬波導內並利 用微帶線饋入以達到濾波的效果。此介電共振帶通濾波器之通帶區極為平坦與截止 區衰減快速具有良好濾波的功能,而其中心頻率 f0= 2.4GHz 及頻寬滿足無線區域網 路之需求。 1.4 1.6 1.8 2.0 2.2 2.4 2.6 2.8 3.0 3.2 -50 -40 -30 -20 -10 0 in s e rt io n lo s s ,d B frequency,GHz simuldate measured 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 -60 -50 -40 -30 -20 -10 0 re tr u n lo ss ,d B frequency,GHz hg=1mm hg=2mm hg=3mm 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 -60 -50 -40 -30 -20 -10 0 in s e rt io n lo s s ,d B frequency,GHz hg=2mm hg=4mm hg=4.5mm hg=6mm 2 4 6 2.3 2.4 2.5 2.6 2.7 fr eq u en cy ,G H z hg,mm

(47)

A5、參考文獻

[1] Okaya,‘Therutilemircrowaveresonator’,proc. IRE., vol. 48, pp 1921, Nov. 1960. [2] S. W. Chen and K. A. Zaki, ‘A novel coupled method for dual-mode dielectric

resonatorsand waveguidefilters’,IEEE Trans. Microwave Theory and Techniques, vol.38, No. 12, pp. 1885-1893, Dec. 1990.

[3] H. W. Yao, J. F. Liang and K. A. Zaki, ‘Accuracy ofcoupling computationsand its application to DR filter design’,1994 IEEE MTT-S International, vol. 2, pp. 723-726 , 23-27 May 1994.

[4] J. P. Cousty, S. Verdeyme, M. Aubourg and P. Guillon, ‘Finite elements for microwave device simulation: application to microwave dielectric resonator filters’, IEEE Trans. Microwave Theory and Techniques, vol. 40, No. 5, pp. 925-932, May 1992.

[5] J. S. Sun, G. Y. Chen,’A new DRF with microstrip PBG structure’, 2002 3rd International Conference on Microwave and Millimeter Wave Technology, pp. 1047-1050, 17-19 Aug. 2002.

[6] D. Kajfez and P. Guillon, ’Dielectric resonators’. Artech House 1986.

[7] J.S. Sun, ’Simulations of the microwave dielectric filter’, Asia-Pacific Microwave Conference (APMC), pp.1016-1019, Dec. 2001.

表 1. hg變化之中心頻率與比例頻寬表 中心頻率,GHz 比例頻寬 W hg= 2 mm 2.7 19 % hg= 3 mm 2.56 16 % hg= 4 mm 2.43 15 % hg= 4.5 mm 2.4 15 % hg= 5 mm 2.36 15 % hg= 6 mm 2.29 14 % (B):陶瓷晶片型天線: B1、前言 縮小化天線的設計已經有許多的相關研究,相關的設計包括利用槽孔或狹孔負 載(slot or slit loaded patches) [1],或是使用晶片電阻、電容或短路棒(shorting-pin)負

數據

圖 2 末嵌入浮水印之半色調轉換影像。 圖 3 欲嵌入之浮水印。 提提出在無損失半色調浮水印方法中,找出漢明距離為1的最相似區塊,利用候選區塊及替換區 塊,來完成浮水印嵌入的動作。雖然在嵌入後的半色調影像中,會有一些影像品質下降的趨勢,但是在可接受的範圍內。而且當浮水印從已嵌入浮水印的影像中粹取出來後,能夠成功的還原出原影像。因此,在本方法中,最大的貢獻就是,在影像中加入浮水印,保護影像的著作權外,在浮水印粹取出來的同時,能夠將影像完整無失真的還原,讓影像能夠另做他用。圖 2, 圖3 及圖 4 為末嵌入浮水

圖 2

末嵌入浮水印之半色調轉換影像。 圖 3 欲嵌入之浮水印。 提提出在無損失半色調浮水印方法中,找出漢明距離為1的最相似區塊,利用候選區塊及替換區 塊,來完成浮水印嵌入的動作。雖然在嵌入後的半色調影像中,會有一些影像品質下降的趨勢,但是在可接受的範圍內。而且當浮水印從已嵌入浮水印的影像中粹取出來後,能夠成功的還原出原影像。因此,在本方法中,最大的貢獻就是,在影像中加入浮水印,保護影像的著作權外,在浮水印粹取出來的同時,能夠將影像完整無失真的還原,讓影像能夠另做他用。圖 2, 圖3 及圖 4 為末嵌入浮水 p.18
圖 5人臉偵測系統實驗結果 4. 人臉辨識 結合以上的人臉偵測定位演算法,在現階段我們已設計出可適用於十人以下的人臉辨識 演算法。針對固定環境的現況測試,可以有效的確認已授權者之身份外,同時可以排除 外來人員之入侵。於 Pentium 3.0 GHz PC 執行,從輸入取像到人臉辨識完成,每張測試 影像 (size: 160120) 平均耗時 0.5 sec。 二、目前已申請三個專利如下: 1

圖 5人臉偵測系統實驗結果

4. 人臉辨識 結合以上的人臉偵測定位演算法,在現階段我們已設計出可適用於十人以下的人臉辨識 演算法。針對固定環境的現況測試,可以有效的確認已授權者之身份外,同時可以排除 外來人員之入侵。於 Pentium 3.0 GHz PC 執行,從輸入取像到人臉辨識完成,每張測試 影像 (size: 160120) 平均耗時 0.5 sec。 二、目前已申請三個專利如下: 1 p.21
圖 4.1 零中頻(zero-IF)收發系統方塊圖 又圖中紅色方框的部分,就是本計畫所製作的 RFIC,包括有「2.4GHz 正交相位電 壓控制振盪器」 、 「類比控制之 DC~100MHz 可變增益放大器」 、 「應用於 MBOA Group1 之低 雜訊放大器」 、 「內嵌電源開關之 1.8/2.4GHz 可變增益 PA 與 T/R Switch 整合電路」 、以及 「2.4 / 5.2 / 5.8 GHz 功率放大器」等。 三、計畫執行成果 由於本子計畫的目的在於研製 RFIC,因此,有關本子計畫的執

圖 4.1

零中頻(zero-IF)收發系統方塊圖 又圖中紅色方框的部分,就是本計畫所製作的 RFIC,包括有「2.4GHz 正交相位電 壓控制振盪器」 、 「類比控制之 DC~100MHz 可變增益放大器」 、 「應用於 MBOA Group1 之低 雜訊放大器」 、 「內嵌電源開關之 1.8/2.4GHz 可變增益 PA 與 T/R Switch 整合電路」 、以及 「2.4 / 5.2 / 5.8 GHz 功率放大器」等。 三、計畫執行成果 由於本子計畫的目的在於研製 RFIC,因此,有關本子計畫的執 p.27
圖 4.4 (a) VCO 佈局圖 (b)晶片照片圖

圖 4.4

(a) VCO 佈局圖 (b)晶片照片圖 p.30
圖 4.6(a)為晶片佈局圖、(b)則為打線之後的晶片照片。本晶片使用聯電 UMC 0.18um 1P6M CMOS 製程製作。

圖 4.6(a)為晶片佈局圖、(b)則為打線之後的晶片照片。本晶片使用聯電

UMC 0.18um 1P6M CMOS 製程製作。 p.31
圖 4.8 (a) Vin p-p =144mV@100MHz (b) Vout p-p =1.36V@100MHz

圖 4.8

(a) Vin p-p =144mV@100MHz (b) Vout p-p =1.36V@100MHz p.32
圖 4.9 應用於 MBOA Group1 之低雜訊放大器架構圖

圖 4.9

應用於 MBOA Group1 之低雜訊放大器架構圖 p.33
圖 4.11 (a) 3~5GHz LNA 之佈局圖 (b) 3~5GHz LNA 打線後的晶片照片

圖 4.11

(a) 3~5GHz LNA 之佈局圖 (b) 3~5GHz LNA 打線後的晶片照片 p.34
圖 4.13 內嵌電源開關之 1.8/2.4GHz 可變增益 PA 與 T/R SW 整合電路的系統架構圖

圖 4.13

內嵌電源開關之 1.8/2.4GHz 可變增益 PA 與 T/R SW 整合電路的系統架構圖 p.35
圖 4.13 所示為本子計畫所設計之 1.8/2.4GHz 可變增益功率放大器(PA:Power Amplifier)與 T/R switch 整合電路的架構方塊圖。其主要包含三級的功率放大器、T/R switch 與 Gain Control 三大部分。其中,三級的功率放大器並且包括一個 PMOS 的電源 開關,以便在不使用 PA 時關閉 PA 的待機電流,以節省能源並且提高 PA 的隔離度。Gain control 的方法則如圖 4.14 所示,以改變 NMOS 的源極串接電阻來改變 NMOS 的增益。

圖 4.13

所示為本子計畫所設計之 1.8/2.4GHz 可變增益功率放大器(PA:Power Amplifier)與 T/R switch 整合電路的架構方塊圖。其主要包含三級的功率放大器、T/R switch 與 Gain Control 三大部分。其中,三級的功率放大器並且包括一個 PMOS 的電源 開關,以便在不使用 PA 時關閉 PA 的待機電流,以節省能源並且提高 PA 的隔離度。Gain control 的方法則如圖 4.14 所示,以改變 NMOS 的源極串接電阻來改變 NMOS 的增益。 p.35
圖 4.15 打線後的晶片照片

圖 4.15

打線後的晶片照片 p.36
圖 4.14 Gain Control 電路圖

圖 4.14

Gain Control 電路圖 p.36
圖 4.17 三頻功率放大器之系統架構圖

圖 4.17

三頻功率放大器之系統架構圖 p.38
圖 4.18 (a) 三頻功率放大器之佈局圖 (b) 功率放大器打線後的晶片照片

圖 4.18

(a) 三頻功率放大器之佈局圖 (b) 功率放大器打線後的晶片照片 p.38
圖 1. 介電共振帶通濾波器透視立體結構圖 A2、理論與濾波器設計 本介電共振帶通濾波器乃利用微帶線耦合介電共振器置於封閉波導內以磁偶極 的方式激發 TM 01δ 模態以達到所需頻段。而介電共振器之尺寸為 0.3 &lt; H/D &lt; 0.5 其 中 H 為圓柱型介電共振器之高,D 為其直徑,在這 H/D 範圍內可將寄生模態的干擾 減至最低以達到良好的頻率響應[6, 7]。為了減少實驗的試錯,吾人利用 3D 模擬軟 體 Ansoft HFSS 模擬共振帶通濾波器,並放上模擬數據與實際量測的結果做對照。

圖 1.

介電共振帶通濾波器透視立體結構圖 A2、理論與濾波器設計 本介電共振帶通濾波器乃利用微帶線耦合介電共振器置於封閉波導內以磁偶極 的方式激發 TM 01δ 模態以達到所需頻段。而介電共振器之尺寸為 0.3 &lt; H/D &lt; 0.5 其 中 H 為圓柱型介電共振器之高,D 為其直徑,在這 H/D 範圍內可將寄生模態的干擾 減至最低以達到良好的頻率響應[6, 7]。為了減少實驗的試錯,吾人利用 3D 模擬軟 體 Ansoft HFSS 模擬共振帶通濾波器,並放上模擬數據與實際量測的結果做對照。 p.45
表 1. h g 變化之中心頻率與比例頻寬表 中心頻率,GHz 比例頻寬 W h g = 2 mm 2.7 19 % h g = 3 mm 2.56 16 % h g = 4 mm 2.43 15 % h g = 4.5 mm 2.4 15 % h g = 5 mm 2.36 15 % h g = 6 mm 2.29 14 % (B):陶瓷晶片型天線: B1、前言 縮小化天線的設計已經有許多的相關研究,相關的設計包括利用槽孔或狹孔負 載(slot or slit loaded patches) [1],或是

表 1.

h g 變化之中心頻率與比例頻寬表 中心頻率,GHz 比例頻寬 W h g = 2 mm 2.7 19 % h g = 3 mm 2.56 16 % h g = 4 mm 2.43 15 % h g = 4.5 mm 2.4 15 % h g = 5 mm 2.36 15 % h g = 6 mm 2.29 14 % (B):陶瓷晶片型天線: B1、前言 縮小化天線的設計已經有許多的相關研究,相關的設計包括利用槽孔或狹孔負 載(slot or slit loaded patches) [1],或是 p.47
圖 1 共面波導饋入之介質陶瓷天線及相片 B2、天線結構 共平面波導饋入陶瓷材料介質共振體的結構如圖 1 所示,陶瓷與共平面波導在 介質基板同一平面上,介質基板 FR4 厚度 h = 1.6 mm,介電質常數 r  = 4.6,其大小 為 W × L = 34.8 mm × 40 mm;共面波導的饋入線 W f   = 4 mm,間隙寬度 G = 0.4 mm, 接地面的長度 = 20 mm;陶瓷與地之間的距離 S = 0.5 mm,陶瓷的半徑 R

圖 1

共面波導饋入之介質陶瓷天線及相片 B2、天線結構 共平面波導饋入陶瓷材料介質共振體的結構如圖 1 所示,陶瓷與共平面波導在 介質基板同一平面上,介質基板 FR4 厚度 h = 1.6 mm,介電質常數 r  = 4.6,其大小 為 W × L = 34.8 mm × 40 mm;共面波導的饋入線 W f   = 4 mm,間隙寬度 G = 0.4 mm, 接地面的長度 = 20 mm;陶瓷與地之間的距離 S = 0.5 mm,陶瓷的半徑 R p.49
圖 4.1-3 戶外單元(ODU)

圖 4.1-3

戶外單元(ODU) p.60
圖 4.1-4、 Polycom 視訊會議設備 4. 低雜訊降頻器(LNB):單極化的 LNB 只用來單一個接收探針來接收衛星訊號,接收機 只要供應十三到十八伏特的工作電壓,就可以使 LNB 開始工作了,由於 LNB 一次只 能接收一個極化,而且 LNB 本身並不能由接收機來控制不同的極化,所以如要更改 接收的極化時,必須使用手動的方式將 LNB 的極化角度旋轉九十度,才能接收到不 同的衛星極化。 5

圖 4.1-4、

Polycom 視訊會議設備 4. 低雜訊降頻器(LNB):單極化的 LNB 只用來單一個接收探針來接收衛星訊號,接收機 只要供應十三到十八伏特的工作電壓,就可以使 LNB 開始工作了,由於 LNB 一次只 能接收一個極化,而且 LNB 本身並不能由接收機來控制不同的極化,所以如要更改 接收的極化時,必須使用手動的方式將 LNB 的極化角度旋轉九十度,才能接收到不 同的衛星極化。 5 p.61
圖 4.1-6、 Cisco 路由器

圖 4.1-6、

Cisco 路由器 p.62
圖 4.1-7、 VSAT M&amp;C 監控軟體 4.1.2 移動式地面站 一般對於移動式的地面站而言,其主要的工作內容就是針對不確定的地點來做訊號 傳輸的動作,而與主地面站最大的不同就是其具有高移動性,不像主站台只能固定在某 一地點,而移動站即可視地點的需求來完成訊號傳輸的動作,所以較適合架設在各分公 司據點作為接收和發射多媒體資料之用途,其架構圖可參考圖(4.1-8)。對於我們所用的移 動式地面系統而言,我們是使用台亞衛星公司的 Mini Flyaway Series 產品名稱為 EASY CASE

圖 4.1-7、

VSAT M&amp;C 監控軟體 4.1.2 移動式地面站 一般對於移動式的地面站而言,其主要的工作內容就是針對不確定的地點來做訊號 傳輸的動作,而與主地面站最大的不同就是其具有高移動性,不像主站台只能固定在某 一地點,而移動站即可視地點的需求來完成訊號傳輸的動作,所以較適合架設在各分公 司據點作為接收和發射多媒體資料之用途,其架構圖可參考圖(4.1-8)。對於我們所用的移 動式地面系統而言,我們是使用台亞衛星公司的 Mini Flyaway Series 產品名稱為 EASY CASE p.62
圖 4.2-1、 M&amp;C 連線成功之狀態(已開啟)

圖 4.2-1、

M&amp;C 連線成功之狀態(已開啟) p.65
圖 4.3-1、 實驗室之區域網路架構圖

圖 4.3-1、

實驗室之區域網路架構圖 p.66
圖 4.3-3、 開啟 Media Encoder 廣播編碼軟體

圖 4.3-3、

開啟 Media Encoder 廣播編碼軟體 p.67
圖 4.3-2、 Videoconference 之 LAN 接線圖

圖 4.3-2、

Videoconference 之 LAN 接線圖 p.67
圖 4.4-11、 安裝衛星資料接收卡之驅動程式

圖 4.4-11、

安裝衛星資料接收卡之驅動程式 p.74
圖 4.4-15、 衛星資料接收之頻率設定

圖 4.4-15、

衛星資料接收之頻率設定 p.76
圖 4.4-25、 帳號登入 VOD 教學系統架構輸入帳號密碼 判斷輸入的帳號密碼是否正確判斷輸入的帳號與舊密碼是否正確讀取資料庫修改密碼 讀取資料庫紀錄使用者帳號及登入 時間還有 IP位址 點選視訊多媒體課程播放 密碼錯誤重新輸入修改密碼登入系統是否否是e-mail 查尋舊密碼再次登入系統修改密碼成功

圖 4.4-25、

帳號登入 VOD 教學系統架構輸入帳號密碼 判斷輸入的帳號密碼是否正確判斷輸入的帳號與舊密碼是否正確讀取資料庫修改密碼 讀取資料庫紀錄使用者帳號及登入 時間還有 IP位址 點選視訊多媒體課程播放 密碼錯誤重新輸入修改密碼登入系統是否否是e-mail 查尋舊密碼再次登入系統修改密碼成功 p.83
圖 4.4-31、 選擇彈跳方式

圖 4.4-31、

選擇彈跳方式 p.87
圖 4.4-30、 內崁方式播放畫面

圖 4.4-30、

內崁方式播放畫面 p.87

參考文獻