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摘要

步进电机是一种将点脉冲信号转换为角位移或线位移的微特执行电机，具有 性价比高、易于精确控制和无累积误差等优点。步进电机的驱动采用细分驱动技 术的基本原理是控制步进电机中各相绕组电流的大小和方向，使他们按照规律变 化。

本文的内容是一款基于０．５啪ＣＳＭＣ

^８０Ｖ ＢＣＤ工艺的两相双极步进电机驱动 芯片的设计，芯片工作于６０Ｖ并可持续输出１Ａ电流。脉冲宽度调制电流控制电 路与４位非线性数模转换器相结合，可以实现细分电机绕组上的电流，对步进电 机进行整步、半步、微步的细分控制，从而实现了步进电机不同步距角的运作。

其中微步细分控制分为四分之一微步、八分之一微步和十六分之一微步。同时芯 片还具有衰减模式控制，输出扭矩控制、欠压锁定、过流保护和过压保护等功能。

关键词： 步进电机细分驱动ＢＣＤ工艺

Ａｂｓｔｒａｃｔ

Ｓｔｅｐｐｉｎｇｍｏｔｏｒ ｉｓ ａｌ【ｉｌｌｄ ｏｆｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ ^ｏｆｍｉｃｒｏ—ｍｏｔｏｆ ｔ１１ａｔ ^ｃａｎｔｕｍｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ｐｕｌｓｅ ｉｎｔ０ ｍｅｃｈａｌｌｉｃａｌ _{ａＩｌｇｕｌａｒ} ｄｉｓｐｌａｃｅｍｅｎｔ ^{ｏｒ ｌｉｎｅａｒ} ｄｉｓｐｌａｃｅｍｅｎｔ．ｎ ｉｓ ｅａＳｙ ^ｔｏ ｂｅ ｃｏｎｔｒｏｌ，ｉｓ ｏｆｌｌｉ曲ｃｏｓｔｐｅｒｆ０衄ａｎｃｅ^{ａＩｌｄｉｔ ｈａｖｅｎｏ}

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６】ｎｃｔｉｏｎｓ．

ＫｅｙＷｏｒｄｓ：Ｓｔｅｐｐｅｒ^{ｍｏｔｏｒ} ＳｕｂｄｉＶｉｄｉｎｇ ｄｒｉＶｅ ＢＣＤ １＇ｅｃｈｎｏｌｏｇｙ

目录

第一章绪论………．１ １．１步进电机概述………．．１ １．１．１微特电机简介………１ １．１．２步进电机简介………ｌ １．１．３步进电机分类【１１．………２ １．１．４步进电机的优缺点【４】………４

１．３ ＢＣＤ工艺介绍………４ １．３小结………６ 第二章步进电机的驱动控制原理………．７ ２．１步进电机的驱动方式忉【引………７ ２．１．１单电压驱动方式………．¨７ ２．１．２双压驱动方式………８ ２．１．３斩波恒流驱动方式………８ ２．１．４调频调压驱动方式………８

２．２ Ｈ桥原理………９ ２．２．１双极供电原理………９

２．２．２Ｈ桥驱动方式………１０

２．２．３Ｈ桥的控制………．１１

２．３步进模式………１３ ２．３．１整步步进模式………１３ ２．３．２半步步进模式………．１５ ２．３．３微步步进模式………。１６ ２．４关闭时间………．１８ ２．５相电流控制——斩波恒流部分………１８ ２．５．１斩波恒流回合控制………．１８ ２．５．２混合衰减模式………．１９ ２．６参考电压产生部分………２２ ２．６．１正弦波形的产生………．２２ ２．６．２运放与ＤＡｃ的配合………．２４ ２．６．３绕组扭矩控制………２５ ２．７两相配合………２５

．７．１两相配合控制………２５ ２．７．２旋转方向控制………．２６ ２．８小结………。２６ 第三章芯片的模块设计………２７

３．１ ｃＭＯＳ施密特触发器………．２７ ３．２带隙基准………２９

３．３ ＯＳＣ电路………３２ ３．４电位平移电路………．３３ ３．５保护电路………．３５ ３．５．１过温保护电路………．３５ ３．５．２过流保护电路………．．３７ ３．５．３欠压锁定电路………．３９ ３．６电荷泵电路………４０ ３．７运放、比较器和跟随器………４２ ３．８小结………．４４ 第四章芯片的版图和测试………４５ ４．１芯片的版图设计………４Ｓ．

４．２芯片的测试………４８ ４．２．１端口列表………。４８ ４．２．２测试条件………．５０ ４。２．３测试项目………。５０ ４．３小结………．５５ 第五章结论………５７ 致访｝………５９ 参考文献………．６１ 附录芯片测试板………６３

１．１．１微特电机简介

第一章绪论

１．１步迸电机概述

微特电机【１１，全称微型特种电机，是指直径小于１６０衄ｎ或额定功率小于７５０Ｗ 或具有特殊性能、特殊用途的微特电机，与正常规格的电机相比，在原理、结构、

性能、作用使用条件和运动方式等方面有很大不同。在自动控制系统和计算装置 中这类电机常用来实现机电信号或能量的检测、解算、放大、执行或转换等功能。

如果按照微特电机的功能分类，大致上可以将其分为五种：

１．测位用微特电机。它能将机械角度或直线位移进行直接指示、变换（变换成 电压幅值信号或电压相位信号或数字量）或远距离传输，有的还可以作为解算组．

件。

２．测速用微特电机。它能将机械转速变换成电压幅值信号或脉冲数信号输出，

也可作为解算组件。

３．执行用微特电机。它能快捷而正确的执行频繁变化的位置和速度指令，带动 负载完成所要求的动作。

４．放大用微特电机。能对输入量或回馈量进行变换、校正和放大，以控制执行 用微特电机的运动。

５．特殊微特电机。按其不同的特点，分别具有相应的特殊功能，使用于某些特 殊场合。

以上１，２两类主要用作转换电信号，属于信号组件；３和４两类主要用作转换 转矩或功率，属于功率组件。

按照以上电机的分类标准，步进电机属于微特电机大类中的执行用微特电机。

１．１．２步进电机及发展状况

步进电机又称脉冲电机或阶跃电机，国外一般称为Ｓｔｅｐｐｅｒ ｍｏｔｏｒ、Ｓｔｅｐｐｉｎ昏 ｍｏｔｏｒ或Ｓｔｅｐｐｅｒ等。步进电机是一种将数字脉冲信号转换成机械角位移或线位移 的执行组件。它之所以叫步进电机的原因是每当给它输入一个数字脉冲，电机就 会旋转一个角度或者前进一步，它必须用专门的电源供电。步进电机存在一个转

２ 一款两相双极步进电机驱动芯片的设计

速或线速度与脉冲频率成正比的关系，这种关系在负载能力范围内，不因电源电 压、负载和环境的变化而变化。这样步进电机就可以可在较大范围内，通过脉冲 频率来调速，并能实现快速启动、反转、制动等功能。每当给它输入一个数字脉 冲，电机就步进一步，转过一定角度，这个角度称为步距角，而这个步距角是有 一定误差的，但连续旋转一周后，其累积误差为零。

步进电机一般主要应用于开环控制系统中，当对精度和速度控制有更高要求 的时候，也可以通过细分驱动和死循环控制技术来实现。步进电机已经广泛应用 于军用仪器、通信和雷达设备、尖端装备、摄影系统、医疗设备、计算机外设设 备、数控机床、光电组合装置、阀门控制、电子钟及自动绘图仪等领域中。

步进电动机的机理与普通的电机相同，都是基于最基本的电磁铁原理。１８７０ 年前后出现了以控制为目的，应用于氩弧灯的电极输送机构中的第一台步进电机，

之后在电话自动交换机和缺乏交流电源的船舶飞机中得到了广泛使用【２ｌ。

２０世纪６０年代后期，由于永磁材料和半导体技术的发展，诞生了各种适用于 各种领域的实用性步进电机。在之后的近４０年间，步进电动机迅速地发展并成熟 起来【３１。

步进电机驱动系统在国外成芯片化，系统化的趋势。其驱动芯片具有体积小，

功能强，应用范围广的优点。他们一般可以达到６４细分；高精度电机的电流在１￣２Ａ

之间，高速电机的电流能够达到７～８Ａ：而芯片的驱动电源一般在３晰０Ｖ之间。

国外的芯片厂家除了制造出大量各种规格的步进电机驱动芯片外，还开发出了与 驱动芯片相匹配的周边模块，使得用户可以通过选取驱动芯片及配套的周边模块 非常轻易的组成其需要的步进电机驱动系统。而国内的步进电机驱动芯片种类还 很少，而组建驱动系统只能依靠用户自己完成。

１．１．３步进电机分类１１ｌ

步迸电机的种类很多，按其工作原理可分为磁阻式ｆＶ撕ａｂｌｅ Ｒｅｌｕ吨ｍｃｅ，简记

为ＶＲ）、永磁式（Ｐｅｍａｌｌｅｎｔ Ｍａ印ｅｔ，简记为ＰＭ）和混合式（ＨｙＭｄ，简记为ＨＢ）几

种。按运动方式又可分为旋转运动步进电机，直线运动步进电机和平面运动步进 电机几种。此外，还可以按结构类型或相数来分。以下是按其工作原理而划分的 磁阻式、永磁式和混合式三种类型的步进电机。

（１）磁阻式步进电机

磁阻式步进电机也被称为反应式步进电机，它是依靠改变电动机的磁阻来产 生电磁转矩。反应式步进电机的转子是由软磁材料制成的，转子中没有绕组，比 较充分地反映出定位电磁铁的特性。

磁阻式步进电机的步进原理：

如果给没有处于对齿状态的某一相线圈通电，那么在这相线圈中电流形成的 磁场作用下，转子会向磁阻低的位置转动，即向对齿状态转动。步进电机就是基 于这一原理转动的。以三相反应式步进电机为例进行说明，如图１．１（ａ）。当Ａ相 绕组通电，Ｂ相、Ｃ相线圈断电，使Ａ相磁场建立。Ａ相定子磁极上的齿与转子 的齿形成对齿，同时，Ｂ相、Ｃ相上的齿就不能与转子形成对齿。将Ａ相线圈断 电，使Ｂ相线圈通电，Ｃ相线圈不动，并建立Ｂ相磁场。转子在线圈中电流形成 的磁场作用下，转动到与Ｂ相形成对齿的位置。其结果是：转子从与Ａ相线圈形 成对齿，位置转动到与Ｂ相形成对齿的位置。之后，在给Ｂ相线圈断电的同时，

给Ｃ相线圈通电，建立Ｃ相磁场，转子就会转动到了与Ｃ相线圈形成对齿的位置。

当Ｃ相线圈断电，再给Ａ相线圈通电时，转子又会转动到与Ａ相形成了对齿的位 置。可见，如果按Ａ－Ｂ．Ｃ．Ａ顺序轮流给各相绕组通电的话，转子就会沿着顺时针 方向旋转，各相电流通电一周，转子转过１８００的角度。

由上述可知，电机的通电情况变化一次，电机转子就相应转一个角度，这样 的操作称之为一拍。那么为三项磁阻式电机中的各相线圈顺序通电一次就需要三 拍。转子每拍走一步，那么旋转一个齿距角的角度就需要三步。转子走一步所旋 转的角度可称之为步距角ｏＮ，可用下面的公式计算：

。Ｎ＝墨

^{式（１．１）一}

式中Ｎ是步进电机转子转过一个齿距角所需的排数，Ｚ是步进电机转子上的 齿数，齿距角乘以转子齿数等于３６００。

（２）永磁式步进电机

永磁式步进电机的永磁体可以放置于电机的定子上，也可以放置于电机的转 子上，由永磁体建立的磁场与绕组电流建立的脉冲磁场相互作用而产生转动的。

它的定子上有两相或者多相绕组线圈，转子上有一对或多对极的星形磁钢。其中 转子的极数与定子每相的极数相同。图１．１（ｂ）中所示的定子、转子各为两对极。

当定子绕组按Ａ．Ｂ．（．Ａ）．（．Ｂ）．Ａ顺序通上直流电时，转子将按顺时针方向转动。每 改变一次通电方式，电机转过４５０，即转过一个步距角。

＋＾！

（－Ｉ磁阻式 ㈣永磁式 （ｃｌ混合式

４ 一款两相双极步进电机驱动芯片的设计

图１．１不同的步进电机结构示意图

（３）混合式步进电机

混合式步进电机结合了磁阻式步进电机基于气隙磁导变化的特征和轴向磁化 的永磁式步进电机的特征。如图１．１（ｃ）所示，其定子结构与磁阻式步进电机的相似，

定子冲片有大极，每个极上有小齿和控制绕组。转子结构与永磁低速同步电机转 子结构相同，转子铁心上布齿槽，其齿距和定子小齿齿距相同，并且装有轴向磁 化的环形磁钢。混合式步进电机主要有两相、四相和五相等几种。两相混合式步 进电机是这类电机中最常见的一种，除了具有步进频率高、反应速度快等优点外，

更为重要的是两相混合式步进电机具有明显的零电流定位转矩，所以应用广泛。

１．１．４步进电机的优缺点１４ｌ

步进电机优点有以下几点

（１）电机转子转过的总角度与输入脉冲的数量成正比。

（２）电机静止时输出全额转矩。

（３）步进电机的步距角的误差小于３‰５％，并且每一步的误差不累积，可以

实现精确定位。

（４）起动、反转、制动等动作响应迅速。

（５）步进电机中由于没有电刷，可靠性变得很高。

（６）步进电机的控制系统是个开环结构，省去昂贵、

（７）可以低速运行，省去减速部件。

（８）电机转速与输入的脉冲信号的频率成正比关系，

当大的范围内通过调整脉冲信号频率来调整。

步进电机有两个缺点：

（１）如果控制不当，有可能引起共振。

（２）在极高速运行时不易控制。

１．３

ＢＣＤ工艺介绍

复杂的回馈控制。

因此电机转速可以在相

ＢＣＤ工艺【５】是一种在一片芯片上集成不同工艺的技术，其中Ｂ代表双极型晶 体管（ｂｉｐｏｌａｒ），Ｃ代表互补型ＭＯＳ，Ｄ代表双扩散ＭＯＳ。在１９８６年意法半导体

（ＳＴ）公司率先研制成功，这种技术能够在同一芯片上制作双极管ｂｉｐｏｌ盯、ＣＭＯＳ 和ＤＭＯＳ器件，故称为ＢＣＤ工艺。

Ｂｉｐｏｌ盯工艺的两种载流子都能够参与导电，具有驱动能力强、高跨导、高工

作频率的特点，但它的集成度低，适用于模拟电路中对性能有较高要求（如高速，

强驱动，高精度）的部分。

ＣＭＯＳ具有集成度高、输入阻抗高、开关速度快、功耗低的优点。适用于做 数字电路的逻辑处理，也可以做一些电路的输出驱动。

ＤＭＯＳ则具有耐压高、大电流驱动、开关损耗小、负温度系数导通电阻等优 点，适用于做模拟电路和驱动，尤其是高压功率部分，但不适合做逻辑处理。

ＢＣＤ工艺根据其集成的ＤＭＯＳ的种类，其实现方法，及其面向的应用环境可 以有多种的分类方法，以ＢＣＤ命名的工艺种类可能是世界上最多种类的工艺系列 专一【６】

“一 ^Ｏ

ＢＣＤ工艺集成的ＤＭＯＳ可以分为两类：电流纵向流动的ＶＤＭＯＳ和电流横向 流动的ＬＤＭＯＳ。ＢＣＤ工艺也随之分为了两类，集成ＶＤＭＯＳ的ＢＣＤ工艺和集成 ＬＤＭＯＳ的ＢＣＤ工艺。ＶＤＭＯＳ由于电流是三维分布，因此相同击穿电压情况下，

一般具有更低的导通电阻，但是与此同时需要专门的漏极引出，所以引入了漏引 出电阻，漏极电流相对源极更集中，漏极引出占用表面面积，耐压受外延层厚度 制约等缺点。ＬＤＭＯＳ由于电流横向流动，所以和标准ＣＭＯＳ工艺的兼容性好，

耐压漂移区长度可以通过光刻很容易的控制，但是与此同时也有容易发生表面击 穿，比导通电阻偏大的缺点。

按照实现方法分类，可以将ＢＣＤ工艺分为从标准双极型工艺发展而来的ＢＣＤ 工艺（主要采用了和标准双极型工艺兼容的埋层，外延，穿通隔离的技术）和从 标准ＣＭＯＳ工艺发展而来的ＢＣＤ工艺（主要采用了和标准ＣＭＯＳ工艺兼容的阱 工艺，并用阱来作为集成双极型晶体管的集电极）。前者与后者相比，会具有更长 的耐压漂移区，适合较高工作电压的应用环境，而后者与前者相比相同面积集成 的器件数量会远高于前者。这是因为前者一般采用外延层作为纵向双极型晶体管 的集电极，而后者的双极型晶体管的集电极被阱深所制约。而后者由于兼容于标 准的ＣＭＯＳ工艺，故不需要穿通引出和隔离等横向扩散距离较大，所占面积较大 的结构，所以更适合较大的逻辑电路需求和较低工作电压的应用环境。

按照工作电压和面向应用的应用环境分类，可主要将ＢＣＤ工艺分为高压ＢＣＤ 工艺高功率ＢＣＤ工艺和高密度ＢＣＤ工艺。其中高压ＢＣＤ由于需要的耐压漂移区 长度较长，又因为横向ＬＤＭＯＳ可以很容易的通过ＲＥＳＵＩ强（表面电场降低）技 术或ＳＯＩ技术来控制内部电场分布，故高压ＢＣＤ工艺一般采用横向ＬＤＭＯＳ器件，

其难点在于ＬＤＭＯＳ耐压时的电场分布优化。而高功率ＢＣＤ工艺由于一般会有很 高的工作电流要求，故功率ＤＭＯＳ器件会占据芯片的较大部分面积，此类ＢＣＤ 工艺并不看重单位面积集成的器件数量，而更看重功率ＤＭＯＳ的比导通电阻，其 难点在于通过对ＤＭＯＳ器件的结构优化从而降低比导通电阻。高密度ＢＣＤ工艺 的发展方向则是向更高单位面积集成器件数量发展，所以本类ＢＣＤ工艺一般采用

６ 一款两相双极步进电机驱动芯片的设计

由标准ＣＭＯＳ工艺发展而来的实现方法，另外由于ＶＤＭＯＳ需要专门漏极引出的 缺点和ＬＤＭＯＳ和标准表面工艺的兼容性，所以本类ＢＣＤ工艺一般采用集成 ＬＤＭＯＳ，此外为了降低双扩散长时间热过程导致的横扩所带来的集成密度的降低 和栅氧厚度要求的增加，还引入了大角度例子斜注入工艺等新技术。高压ＢＣＤ的 主要工作电压范围为５００Ｖ到７００Ｖ，主要应用领域为工业应用的功率控制和涉及 到交流电网电压的应用，如绿色照明等；高功率ＢＣＤ工艺的主要工作电压范围为 ４０Ｖ到９０Ｖ，主要应用领域为中压直流环境下的汽车电子应用以及中压的工业应 用；高密度ＢＣＤ工艺的主要工作电压范围为５Ｖ到４０Ｖ，主要应用领域为低压的

消费类电子等。

从隔离方式看ＢＣＤ可以分为ＰＮ结隔离ＢＣＤ工艺和ＳＯＩ氧化层介质隔离ＢＣＤ 工艺。

１．３小结

本章主要阐述了步进电机的一些情况，包括微特电机简介，步进电机的发展 现状、步进电机的分类和优缺点。步进电机属于微特电机中的执行用微特电机，

步进电机分磁阻式，永磁式，混合式。最后简单介绍了ＢＣＤ工艺。本章使读者了 解步进电机的一些基本情况，以及本芯片所用的工艺

第二章步进电机的驱动控制原理

步进电机需要相应的驱动控制电路配合才能正常工作。步进电机的控制，就 是给电机的各相绕组按顺序通以合适的不断变化的电流；从而电机各相绕组产生 合适的合成磁场，引起转子转动来完成要求的动作。所以，很大程度上步进电机 的控制驱动电路的类型和参数决定了它的工作性能。

图２．１是步进电机的系统框图。这里把步进电机的外围电路分成了两部分：控 制电路是产生各种控制信号的数字逻辑电路（当然也有可能包含一定的模拟电路），

其产生的控制信号作为驱动电路的输入；而驱动电路则放大、执行控制信号，在 电机绕组中产生合适的电流，驱动电路工作在步进电机的工作电压、工作电流的 条件下。步进电机的驱动电路有多种形式，不同形式的驱动电路又需要不同的控 制电路配合，某些驱动方式还需要在两者之间加上反馈。以下简单介绍一下常见 的几种驱动电路。

．．．．．．．．１

图２．１步进电机的系统框图

２．１．１单电压驱动方式

２．１步进电机的驱动方式１７】【８ｌ

曰

单电压驱动方式是给电机绕组上加上恒定电压ＶＣｃ，之后用ｍｏｓ功率管作开 关来控制绕组的电流。如图２．２（ａ）所示。其中与绕组串联的无感电阻一方面用 来减小回路的时间常数（Ｌ／Ｒ），加快绕组充放电，减小电机响应时间；另一方面在 电机低速或静止工作时限制电流大小【９Ｊ。

这种驱动方式的优点是线路简单，成本低，低频时响应较好，但是它的最主 要缺点是效率低、电阻上有功耗、高频响应差。

８ 一款两相双极步进电机驱动芯片的设计

２．１．２双压驱动方式

●＿

双电压驱动方式中使用一高一低两个电源，其中低压电源的大小等于步进电 机的额定电压，而高压电源的大小是低压电源的几倍，如图２．２（ｂ）。当绕组开始 通电时，高压电源开关功率管Ｍ１和低压电源开关功率管Ｍ２同时导通，此时绕组 上的电压等于高压ＶＨ，从而加快绕组充电过程，改善电机起动时的电流前沿特性；

当电流上升到额定值后，高压电源开关功率管Ｍｌ关闭，使得绕组上的电压等于低 压电源，用于维持绕组电流。

双压驱动方式避免了在绕组上串联大电阻而导致的功耗，提高了工作效率，

启动和运行频率比单电压方式的高。

压方式 嗍双电压方式 （ｃ）轿渡憔漉方式 ㈣调频调压方式

图２．２步进电机的几种驱动方式

２．１．３斩波恒流驱动方式

斩波恒流驱动方式是将绕组电流反馈到斩波电路，由此控制绕组中的脉冲电 流使其接近恒值，如图２．２（ｃ）所示。具体来说，绕组和一个采样电阻黜串联，

为了避免功耗，＆取值很小（＜１Ｑ）；斩波电路比较绕组电流在心上造成的压降

Ｖ。和参考电压‰ｐ；如果Ｖｓ＞Ｖ咖则说明绕组电流大于额定值，于是斩波电路关闭

功率管，绕组通过并联的二极管续流放电，电流减小；当绕组电流减小使得Ｖ。＜ｖｔｒｉｐ，

斩波电路重新打开功率管，给绕组通电；这个过程不断反复，从而保持绕组电流 接近恒定【１０‘。

２．１．４调频调压驱动方式

调频调压驱动方式解决了斩波恒流驱动方式低频易振荡的问题，方法是在低 速时使用低压给电机绕组供电，在高速时用高压供电。如图２．３（ｄ）所示，其中关键 部件是一个由脉冲频率控制的开关稳压电路：在低速运行时，控制稳压器的导通 角使其输出的平均电压较低，绕组电流不会出现过冲从，从而消除振荡；当运行

速度变快时，稳压器输出的平均电压随之逐渐提高，供给绕组足够的电流。调频 调压驱动方式综合了恒电压和恒电流两种驱动方式的特点，改善了步进电机的机 械特性，提高了起动和运行频率。

注意，以上给出的各种驱动方式的示意图并不完整，它们只画出了绕组的充 电回路，而忽略了放电回路。绕组充电时用于开关的ｍｏｓ功率管打开，形成充电 回路；当功率管关闭时，由于绕组中电流不会立即减为零，必须提供一个续流放 电回路，保证电流逐步减小。通常放电回路用若干个反接的快恢复二极管构成，

可参见斩波恒流驱动方式的示意图２．２（ｃ）。但是本芯片并没有使用这种方式，具 体的解决办法下文会提到。

２．２．１双极供电原理

２．２

Ｈ桥原理

步进电机的绕组供电有单极供电方式和双极供电方式之分。所谓单极供电是 指电流流经绕组始终只有一个方向，而双极供电是指电流在同一个绕组中有一正 一反两个流动方向。一般情况下，磁阻式步进电机和贷中心抽头的永磁式步进电 机使用单极供电方式。单极供电方式由于其绕组利用率低，故电机输出转矩较双 极供电方式小，但驱动电路简单，成本低。在前面描述的几种驱动方式时都是以 单极供电方式作为例子的。双极供电方式中电流有两个流动方向，故其驱动电路 也不同于单极绕组的情形。如图２．３所示是两种双极驱动方式的示意图，其中图 ２．３（ａ）是Ｈ桥驱动方式，图２．３（ｂ）是正负电源驱动方式。注意图中只画出了功 率管与绕组的接法，实际的电路还需根据采用的驱动方式作相应的调整。前面的 各种驱动方式稍作修改同样可以用来控制双极供电方式。

Ｌ１

Ｕ２ Ｌｎ

图２．３双极绕组的驱动电路

一款两相双极步进电机驱动芯片的设计

双极供电方式的主要优点是效率高，能够得到良好的中低频特性，并且使力 矩保持恒定。现在很多的混合式步进电机都采用了双极供电方式，由于现在驱动 控制电路都集成在一片芯片上，双极供电的控制变的容易实现。

２．２．２Ｈ桥驱动方式

对于双极电机来说，Ｈ桥驱动最为常用。因为正负电源供电方式需要正负两 个电源，正电压工作时负电压个悬空，负电压工作时正电压个悬空。这样造成了 资源利用效率低，而且电机的驱动电压很高，实现双电源很困难。

如图２．６所示。Ｈ桥中四个功率管Ｌｌ、Ｌ２、Ｕ卜Ｕ２形成了绕组的充电回路，

并且控制相电流的方向：Ｕ卜Ｌ２打开而Ｕ２、Ｌｌ关闭时，绕组上加上了电源电压 ＶＡＢ－Ｖｃｃ（忽略功率管的导通压降，下同），相电流从Ａ往Ｂ流动并逐渐增加，这 是正向充电回路；Ｕ２、Ｌｌ打开而Ｕｌ、Ｌ２关闭时，绕组上加上了反向的电源电压 ＶＡＢ＝－ＶＣｃ，相电流从Ｂ往Ａ流动并逐渐增加，这是反向充电过程。

当充电回路关闭时，由于绕组本身的感性特性，其中的电流不会马上减小到 零，而且会产生感生电动势。为此必须提供续流放电回路来保证相电流能够逐渐 减小。

当绕组电流是按图２．４中箭头指示方向流动时，功率管Ｕｌ、Ｌ２打开而功率管 Ｕ２、Ｌｌ关闭，绕组开始充电。而当绕组不需要充电时，由于绕组存在感应电动势，

就需要在把绕组的电源断掉的同时给绕组提供放电回路。这样就把Ｕｌ关断，Ｌｌ打 开，此时相电流流经由功率管Ｌｌ、Ｌ２和绕组构成的回路，绕组上加上了一个小的 反向电压ＶＡＢ＝．２ＶＤ（其中ＶＤ是功率管导通时的源漏电压）由于ｌ、，：ＡＪ３Ｉ较小，相电 流下降缓慢，这种相电流比较缓慢的衰减方式被称为慢速衰减模式。

如果把功率管Ｕｌ、Ｌ２都关断而功率管Ｕ２、Ｌｌ打开。由于存在绕组电动势，此

时的电流通路是ＰＧＮＤ—Ｌｌ一绕组＿Ｕ２一ＶｃＣ，ＶＡＢ：－ＶｃＰ２Ｖ．Ｄ。由于ＩⅥ心ｌ较大，

相电流下降迅速，这种相电流迅速下降的衰减方式被称为快速衰减模式。约定相 电流从图２．４中箭头指示方向为正向，反之为反向。Ｈ桥的各种充放电路径等完整 表于表２．１。

由此可见，只需要为Ｈ桥产生合适的控制信号，即可控制绕组中相电流的方 向和大小。再加上两相相电流的相互配合即可控制步进电机的运动了。

图２．４Ｈ桥驱动电路原理图 卜

卜

Ｕ２

电流方向 充放电方式 ^{Ｕ１ Ｕ２ Ｌｌ Ｌ２} 电路回路 ： ．

正向 充电 导通 截止 截止 导通 ｖｃｃ＿ｕｌ＿绕组一Ｌ２一ＰＧＮＤ

正向 慢速衰减 截止 截止 ^{导通 导通} ＰＧＮＤ＿Ｌ１＿绕组＿Ｌ２＿ＰＧＮＤ

正向 快速衰减 截止 导通 导通 截止 ＰＧＮＤ＿÷Ｌ１．÷绕组一Ｕ２一ＶＣＣ

反向 充电 截止 导通 导通 截止 ｖｃｃ＿ｕ２＿绕组＿Ｌ ｌ—ＰＧＮＤ

反向 慢速衰减 截止 截止 导通 导通 ＰＧＮＤ—Ｌ２－÷绕组＿Ｌ１－÷ＰＧＮＤ

反向 快速衰减 导通 截止 截止 导通 ＰＧＮＤ－÷Ｌ２－÷绕组＿Ｕ^{１．÷ＶＣＣ}

表２．１ Ｈ桥的控制

２．２．３Ｈ桥的控制

Ｈ桥的四个控制端均是高电平有效（即控制端为高电平时功率管导通），相电 流以图２．４中箭头方向为正向。

Ｈ桥控制的单元的端口说明如表２．２：

输入端 说明 ^{“０＂ “ｌ＂}

ｅｎ￡Ｉｂｌｅ 使能端 关闭Ｈ桥 打开Ｈ桥

ｐｈ笛ｅ 相电流方向控制 相电流正向流动 相电流反向流动

ｄｅｃａｙ 衰减模式选择 快速衰减 慢速衰减

ｃｈａ謦 ^{充放电控制 相电流放电 相电流充电}

一款两相双极步进电机驱动芯片的设计

表２．２Ｈ桥控制模块的端口说明

显然ｅｎａｂｌｅ端可以用作脱机控制。当芯片复位时，也利用ｅｎａｂｌｅ控制端来关 闭Ｈ桥，防止复位过程中Ｈ桥误动作。另外正常工作过程中，有一段时间需要控 制相电流等于零，这时不再使用斩波恒流控制，而是直接关闭Ｈ桥，让相电流快 速衰减到０，保证无相电流。Ｈ桥控制单元的真值表如表３．３。

从表２．３中可以看出Ｕ１和Ｌ１，Ｕ２和Ｌ２的真值在ｅｎａｂｌｅ为１时，永远相反 也就是说实际上只要产生Ｕ１和Ｕ２的控制信号就可以了，正向充电和正向快速衰 减真值相反，而反向充电和反向快速衰减又与正向的两者相反。Ｈ桥控制单元逻 辑如图２．５。

图２．５中Ｌ１、Ｕ１、Ｌ２、Ｕ２分别表示Ｈ桥中四个功率管控制信号。图中没有 ｅｎａｂｌｅ输入端是因为在Ｈ桥控制单元的之后有一个延时单元中存在ｅｎａｂｌｅ。

ｅｎａｂｌｅ ｐｈａＬｓｅ ｄｅｃａｙ ｃｈａ略ｅ ^{Ｕ１ Ｕ２ Ｌ１ Ｌ２} 说明

０ Ｘ Ｘ Ｘ Ｏ ０ ０ ０ 关闭Ｈ桥

１ Ｏ Ｘ １ １ Ｏ Ｏ ｌ 正向充电

ｌ Ｏ １ Ｏ ０ Ｏ １ １ 正向慢速衰减

１ ０ Ｏ ０ Ｏ １ ｌ Ｏ 正向快速衰减

ｌ １ Ｘ １ ０ １ ｌ Ｏ 反向充电

１ １ １ Ｏ ０ Ｏ １ ｌ 反向慢速衰减

ｌ １ ０ ０ ｌ Ｏ ^Ｏ １ 反向快速衰减

表２．３Ｈ桥控制模块真值表

使用Ｈ桥作为电机线圈的驱动电路是还需注意一个问题：由于功率管Ｕ１导 通的时候功率管Ｌ１截止，功率管Ｕ２导通的时候功率管Ｌ２截止，这样的情况下 在Ｈ桥开关时，如Ｕ１截止Ｌ１导通，有一段很短的时间里Ｕ１还没有完全截止，

Ｌ１也可以通过电流。这会导致ＶＣＣ和ＰＱ奶不经过Ｈ桥，直接经过Ｕｌ、Ｌ１连

接在一起。由于Ｕｌ和Ｌ１的等效电阻很小（＜ｌ欧姆）使得流经Ｕ１和Ｌｌ的瞬时 电流很大，足以把Ｈ桥烧毁。

所以需要一个遮掩时间（又叫死区时间）使Ｕ１和Ｌ１不同时导通，这个遮掩 时间一般是几十纳秒。而设置遮掩时间的方法是在Ｈ桥的控制信号后加一个延时 模块，使控制信号的下降沿不变，上升沿发生延时。

Ｃ

ｐｈ

ｄｅｃａｙ

图２．５Ｈ桥控制单元逻辑图

２．３步进模式

Ｕ２ ｌ。２ Ｕｌ Ｌｌ

图２．６是一个两相双极步进电机的原理示意图。～Ｂ两相的相电流ＩＭＢ分别

产生沿各自定子轴向的磁场①Ａ细Ｂ，相电流与相磁场成正比，相电流的大小、方 向决定相磁场的大小、方向。两相磁场分量合成的磁场矢量ｍ决定定子的稳定平 衡位置。显然要将转子定位在某个角度，只需分别控制两相相电流的大小和方向一……’

即可；如果需要控制定子连续旋转，则还需控制两相相电流改变的时间先后顺序。

两相绕组的通电情况每改变一次，电机转子就会转过一个角度，称为电机步进一 步，步进的角度称为步距角。就相电流的控制问题，常见的有三种控制方式——

这里称之为步进模式：整步、半步、微步。以下叙述中，假设相电流、磁场方向 以图２．６示方向为正，与图示方向相反为负。

２．３．１整步步进模式

整步步进模式是指步进电机的两相绕组交替通电（即重复Ａ＿Ｂ＿÷（一Ａ）＿÷（．Ｂ）

叶Ａ这样的通电顺序），于是磁场矢量方向依次为Ｏｏ，９００，１８００，２７００，００…。通 电顺序列于图２．７，图中磁场矢量的幅值…以相对幅度表示：规定仅有一相绕组的

最大电流嗍存在时的磁场矢量幅值…设定为ｌ。

１４ 一款两相双极步进电机驱动芯片的设计

ｋ－一

１日—－

Ａ

Ｂ

西ｌ

Ｊ

ｏＢ．

，。 Ｉ

ｆＮ≮≯

／

麓Ｉ

，

Ｉ ， _一

ｔ ｍ＾ ^ｘ

、 ，

＼ ／

、 ／

、‘ ’，

图２．６两相双极步进电机的步进模式控制

图２．７整步步进模式ｌ

ｌ １ ｌ １

ｌ ｌ １ ｌ

４５ａ １３５０ ２２５ａ ３１５０ ４５０

１．４１４ １．４１４ １．４１４ １．４１４ １．４１４

图２．８整步步进模式２

整步步进模式也可以两相同时通电，即重复ＡＢ＿（－Ａ）Ｂ一（．Ａ）（．Ｂ）一Ａ

（一Ｂ）＿ＡＢ的通电顺序，这种情况下磁场矢量依次为４５０，１３５０，２２５０，３１５０，４５０．．・。

如果仅有一相绕组的最大电流ＩＭＡＸ存在时的磁场矢量幅值俐设定为ｌ，则此时 磁场矢量的幅值俐为１．４１４。这两种方式的共同点是步距角等于两相定子的夹角也 即９００，故称这种方式为整步步进模式。如图２．８。

２．３．２半步步进模式

半步步进模式【ｌｌ】是指步进电机按照一相＿两相－÷一相的次序通电，具体来说 就是重复Ａ－÷ＡＢ－÷Ｂ＿÷（一Ａ）Ｂ＿（．Ａ）一（－Ａ）（．Ｂ）＿÷（．Ｂ）＿Ａ（．Ｂ）的通 电顺序，如图２．９所示。这种模式下，步距角等于４５０，也即两相定子夹角的ｌ／２，

故称这种方式为半步步进模式。半步步进模式相对于全步步进模式，步距角减小 了一倍，提高了步进电机的分辨率，减小了振动。

上面这种半步步进模式中，相电流的要么是０要么是最大值ＩＭＡＸ，造成磁场 矢量的幅度不定，也即步进电机输出转矩不恒定。通常希望保持电机输出转矩为 恒定值，因此需要控制两相电流同时存在时他们的大小。如图２．１０所示，当只有

一个绕组通电时，其相电流为最大值㈣，此时磁场矢量幅度等于ｌ；当两相绕 组均通电时，两相相电流均降低到Ｏ．７０７㈣，此时磁场矢量幅度仍保持在１。这

种步进方式称为改进型半步步进模式。相对于半步步进模式其优点是电机输出的 转矩保持恒定，电机运动更平滑；但需要控制相电流分为一高一低两档，控制电 路相对要复杂一些。

ｋ—

ｂ—－

＾ Ｂ

图２．９半步步进模式

１６ 一款两相双极步进电机驱动芯片的设计

ｋ～

ｂ—－

＾ Ｂ

图２．１０另一种半步步进模式

前面介绍的各种驱动方式加以改进都可以用来实现改进型半步步进模式，例 如单电压驱动方式中可以改变串联电阻或者电源电压来控制相电流大小；双电压 驱动方式中可以改变电源电压控制相电流大小；斩波恒流驱动方式中仅需控制参 考电压Ｖ脚的大小即可控制相电流的大小；调频调压驱动方式中需要改变脉冲频 率来改变相电流的大小。

２．３．３微步步迸模式

微步步进模式（又称细分技术）【１２】是最佳的步进电机控制方式，但其控制电 路也最为复杂。微步步迸模式进一步提高了步进电机的分辨率，定位精度更高，

步进动作更平滑，振动更小，噪声更低。

相差９００的两相绕组通以相差９０。但幅度相同的按正弦规律变化的电流，这样 合成的磁场矢量在空间做圆周运动并且幅值会保持不变。。若两相电流和通入如式

（２．１）表示的波形可实现细分功甜１５１【１６】【１７１。

｛冶三怒搿００＜。＜３６０。

【ＩＢ＝ＩＭＡ）【ｓｉｎ^０ 。、”、一。 ^{式（２－１）}一Ｐ叫 其中０＝９０。ｓ，ｎ为细分数，，ＩＡ、ＩＢ分别为Ａ相和Ｂ相绕组上通过的电流，ＩＭＡｘ 是每一相电流幅值。

如果以ｅ为参考，则合成电流矢量Ｔ为

ｉ＝ＩＡ＋ｌＢｅ一壁＝ＩＭＡ）【（ｃ０Ｓｅ＋Ｓｉｎｏｅ＿壁）

Ｉ＝ＩＡ＋ｌＢｅ一屹＝ＩＭＡｘ（ｃｏｓｅ＋ｓｉｎｏｅ一眩）

＝警（舢ｅ叩）＋等（ｅ１０一ｅ一，。）

＝ＩＭＡ）【 式（２—２）

如果取０为一系列离散值：

ｏ＝ｏ，言９００’吾９００，，言９００，…罟９００＇箐９ ｏｏ，…，竿９００，ｏ，…式（２—３）

也即磁场矢量每次转过９００／Ｎ，对应的相电流分别增加按照余弦和正弦的规律 角度变化９００／Ｎ时改变的量。反之如果控制两相相电流ＩＡ，ＩＢ分别按照余弦规律和 正弦规律变化，那么就能控制磁场矢量每次转过一个小角度９００／Ｎ，也就实现了更 小的步距角。例如，取Ｎ＝３，则步距角等于９００／Ｎ＿３００：

０＝０。，３００，６００，９００，１５００，…

ＩＡ＝ＩＭＡ）（，ｏ．８７ＩＭＡ）【，ｏ．５ＩＭＡ）【，ｏ， 一ｏ．ｓＩＭＡ）【， 一ｏ．８７ＩＭＡ）【， …式（２－４）

ＩＢ＝Ｏ，０．５ＩＭＡＸ，Ｏ．８７ＩＭＡ）【，ＩＭＡ）【，Ｏ．８７ＩＭＡ）（，Ｏ．５ＩＭＡ）【， …

而对于整步步进模式和改进型半步步进模式的情形，仅是Ｎ＝１和Ｎ＝２的特殊 情况。以上的描述只是原理性的。实际上步进电机的转子常采用的是多齿结构，

相邻的两个齿间的夹角为６（６＜＜９００）。步进电机的这种多齿结构使得步进电机在 整步步进模式下的步距角减小至６，称之为整步步距角。那么电机的步距角ｅｏ＝６／Ｎ。

００称为微步步距角，参数Ｎ称为细分数。实际应用中的步进电机的整步步距角一 般都很小。例如混合式步进电机的整步步距角一般为１．８０或Ｏ．９０。如果再使用细分“‘

的微步步进模式进行控制，就可以达到很高的定位精度了，例如一个标称为１．８０

（指其整步步距角）的步进电机用１６细分微步步进模式控制，其微步步距角可以 达到１．８／１６＝Ｏ．１１２５０，经过（３６０／１．８）×１６＝１２０００步，电机才会旋转一周。

理论上微步步进模式会达到相当好的性能，但实际上有许多因素限制了系统 性能的提高。有的因素是电机本身的问题，另外一些因素是控制电路的问题。下

面列举一下影响微步步进模式性能的主要因裂１２】【１３】。

１） 步距角精度。电机的制造过程中必然引入一定的误差，通常电机厂商 会给出步距角的精度。步距角精度可以用绝对值表示（例如士１．Ｏｏ），

也可以用误差对整步步距角的百分比表示（如士５％）。通常步距角精度 仅是指两相绕组均通以相同大小电流时定子位置与理论值之间的偏 差，也即是整步／半步步进模式下的步距角精度。减小整步／半步步进 模式下的步距角误差的措施通常会降低微步步进模式下的步距角精 度。步距角精度对步进电机微步步进模式下的定位精度有很大影响，

特别是那些对绝对位置精度要求严格的系统。例如一个整步步距角是 ７．５０的步进电机，用３２细分微步步进模式控制的话，其微步步距角等 于７．５／３２＝０．２３０；如果这个电机的步距角精度为士１．Ｏｏ，那么定子位于 另一个整步位置时的最大偏差有［１．（－１）】／Ｏ．２３＝８．５０微步。

一款两相双极步进电机驱动芯片的设计

２）

３）

４）

正余弦特性。具有理想正余弦特性的电机在相电流按照正余弦规律变 化时转子应恒速、均匀步进。实际上电机中气隙面积、间距的波动以 及磁场磁滞等因素会影响磁场矢量的幅度和方向，使得电机不可能达 到理想的正余弦特性。定子、转子的形状、材料等因素决定了偏离理 想特性的程度。这种非理想特性一方面引起微步步距角的不均匀性，

对于高细分的系统，实际微步步距角变化范围会高达理论步距角的 Ｏ．５～３倍；另一方面造成电机输出转矩的波动，偏差高达１０％～３０％。

磁滞现象。气隙中的磁力线理论上正比与绕组线圈匝数和相电流。但 由于磁滞现象，实际上气隙中的磁力线还与磁场的历史状态有关。对 于高细分的系统，磁滞现象也会使微步步距角偏离理论值好几倍。、

驱动电路的误差。驱动电路引起的误差也对微步步进精度造成很大的 影响。

２．４关闭时间

固定放电衰减的时间，而不是一检测到采样电压Ｖ。小于参考电压Ｖ咖就开始 给绕组充电。这样做当然会使相电流产生较大的波动，但可以有效的提高抗干扰 能力，防止失控造成相电流过大而烧毁电机。放电时间一般取１０岬～５０肛ｓ左右，

这个时间称为关闭时间ｔｏＦＦ。

２－５相电流控制——斩波恒流部分

如前所述，两相双极步进电机需要两相变化的电流，其中一相电流按正弦规 律变化，另一相电流按余弦规律变化。那如何控制那两相电流按正余弦规律变化 呢？最常用的方法是使用前面介绍的斩波恒流驱动方式（２．１．３小节），因为这种方

法可以直接控制相电流接近恒值。斩波恒流驱动方式中，首先要控制参考电压‰

成为每个台阶幅度按正余弦规律变化的阶梯波，然后在Ｖ呻每个台阶上用斩波恒

现方式为由内置的振荡器产生一个时钟，再有一个模为８的计数器来实现。在一 个充放电的斩波回合中，绕组在Ｈ桥的控制下进行充放电，同时计数器也完成一 次一次计数。下面以快速衰减模式为例说明其过程：

１．绕组开始充电；

２．过一段时间相电流达到额定值（表现为采样电压Ｖ。达到参考电平Ｖ研ｐ），

绕组充电结束，接着要转入放电衰减阶段。

３．而在充电结束的同时，计数器置零并开始计数。

４．当计数器计到它的模值８时，绕组放电衰减阶段结束，进入充电阶段。

２．５．２混合衰减模式

在关闭时间固定的条件下，慢速衰减模式的相电流平均值误差小、波动小、

可降低电机发热量、减小功耗，但不适于需要快速衰减相电流的场合以及相电流 很小的场合；而快速衰减模式对电流的控制能力强，但是相电流的平均值误差大、

波动大、也增加了功耗；为了结合了两者的优点，可以在关闭时间的前半段实行 慢速衰减，后半段实行快速衰减，这称为混合衰减模式。混合衰减模式中，实行 快速衰减模式的时间占整个关闭时间的百分比记为ＰＦＤ（Ｐｅｒｃｅｎｔａｇｅ ｏｆＦａｓｔ．Ｄｅｃａｙ）。

图２．１１是分别运用三种衰减模式的相电流一个充放电周期的波形示意。图中的电一 流ｋｐ＝Ｖｔｒｉｐ／风是相电流的额定值。

ｌｔｒ｛ｐ

混合衰减 快速衰减 慢速衰减

图２．１ｌ三种衰减模式的比较

在斩波恒流过程中，放电过程是混合衰减模式，但其快速衰减的时间占整个 关闭时间的百分比ＰＦＤ是可调的，通过计数器实现。如表２．４

第一种衰减模式是快速衰减的时间占整个关闭时间的１２．５％，由于计数器的模 是８，也即是关闭时间是８个时钟周期。这样当计数器计到７时，也就是第八个时 钟周期上升沿到来时，放电衰减方式由慢速衰减模式变为快速衰减模式。它的波 形如图２．１２。第二种衰减模式是快速衰减的时间占整个关闭时间的３７．５％。这样当 计数器计到５，也就是第六个时钟上升沿到来时，放电衰减方式由慢速衰减模式变

一款两相双极步进电机驱动芯片的设计

为快速衰减模式。它的波形如图２．１３。

序号 功能描述

１ １２．５％混合衰减模式

２ ３７．５％混合衰减模式

３ ７５％混合衰减模式

４ １００％混合衰减模式（快速衰减模式）

表２．４四种衰减模式

第三种衰减模式是快速衰减的时间占整个关闭时间的７５％。这样当计数器计 到２，也就是第３个时钟上升沿到来时，放电衰减方式由慢速衰减模式变为快速衰 减模式。它的波形如图２．１４。

第四种衰减模式是放电时间内都是快速衰减模式。它的波形如图２．１５。

一广］厂］ｒ］ｒ］广］厂］厂１厂］

＇２拿％

漉智 囊麓 雀式

图２．１２ １２．５％混合衰减模式波形

３ ７‘Ｓ％

漫台 囊麓 攫式

图２．１３３７．５％混合衰减模式波形

桥嚣嘉搽菇蠡言甾淼

Ｉ＼●●１１１１１ｌｌｌｌｌｌｌ【ＩｌＩ『Ｉ●●１ＩＩＩｌｌｌｌ，ｔｔｌｌＩＩＩＩＩＬＩｌｌｌｌｌｌｌｌｌｌｌｔｌ＼ｌ●ｌｌｌｌｌｌｌｌｌＩＩｌｌＩＩＩ－ｌ＿●ｌｌｌ＼

一款两相双极步进电机驱动芯片的设计

２．６参考电压产生部分

为斩波恒流控制部分产生按正余弦规律变化的参考电压Ｖｔｒｉｐ是实现微步步进 模式控制的另一个关键。前面斩波恒流控制部分保证了对于参考电压Ｖ咖的每个 值，可以保证相电流在斩波逼近的意义上等于这个设定值，实现控制相电流大小 的目的。而参考电压产生部分则决定了相电流平均值随时间如何变化：它控制相 电流的幅值，使他们成正余弦规律变化的阶梯波；它控制两相相电流的相对大小，

使电机中磁场矢量的幅度保持恒定、方向等步距角旋转。所以下文首先描述如何 产生参考电压，包括如何实现相电流峰值控制、ＤＡＣ的设计、运放的配合偏置等 等。

２．６．１正弦波形的产生

对于正弦波形产生这个问题，采取的方法是通过译码器，再通过ＤＡＣ将译码 器产生的数据转换成模拟电压值。如图２．１７。

４位译码器 _ＤＡＣ

—

Ｖ缸ｉｐ

图２．１７正弦波形产生的框图

因为本款芯片最高要实现十六细分，所以ＤＡＣ和译码器为４位的。表３．５是 实现十六细分微步模式时每一步的所对应的角度和正弦值

步进数 角度（ｏ） 正弦值 步进数 角度（ｏ） 正弦值 步进数 角度（ｏ） 正弦值

ｌ ５．６ Ｏ．１０ ７ ３９．４ Ｏ．６３ １３ ７３．１ ０．９６

２ １１．３ Ｏ．２０ ８ ４５ Ｏ．７ｌ １４ ７８．８ Ｏ．９８

３ １６．９ ０．２９ ９ ５０．６ Ｏ．７７ １５ ８４．４ １００

４ ２２．５ ０．３８ ｌＯ ５６．３ ０．８３ １６ ９０ １００

５ ２８．１ ０．４７ ｌｌ ６１．９ ０．８８

６ ３３．８ ０．５６ １２ ６７．５ ０．９２

表２．５十六细分的各细分角度和对应的正弦值

由于一般的ＤＡＣ产生的模拟量是均匀变化的，而本芯片需要的正弦变化的模 拟量。所以采用４微非线性ＤＡＣ来实现本文的数模转换，最高可以实现１６细分。

一般的非线性ＤＡＣ电路的主要原理是在于阻值不同的权电阻分别导通，构成 不同的权电阻分压网络，从而使经分压后的输出电压值按正弦规律变化。而本芯 片的ＤＡＣ没有采用这种方法，而是采用了更简单的实现方案。下面以２ｂｉｔ的ＤＡＣ 来说明这种ＤＡＣ。

如图２．１８，ＶＲＥＦ是外接的参考电压，Ｘｌ、Ｘ２、Ｘ３、Ｘ４是传输门的控制端是２ｂｉｔ 的ＤＡＣ输入经过２．４译码器产生的数据，他们同时只有一个为高电平，其他为低 电平。传输门是高位有效。这样同一时刻上侧和下侧都只有一个传输门导通。ＯＵＴＮ 和ＯＵＴＰ是ＤＡＣ的两个输出，每一时刻ＯＵＴＮ和ＯＵＴＰ上都仅有一个传输门导 通，每当某一个传输门导通时，就把对应的电阻上的电压传到输出端。如果传输 门依次打开，并且电阻的阻值符合正弦变化规律，那么ＯＵＴＮ和ＯＵＴＰ的电流值 一个按正弦规律变化，一个按余弦规律变化。之后ＯＵＴＮ和ＯＵＴＰ的电流分别输

入到两个跟随器中，而跟随器的输出即为‰ｐ。

图２．１８ ２ｂｉｔＤＡＣ原理图

有表３．５可知，２ｂｉｔ４细分的角度分别是２２．５０、４５０、６７．５０和９００。它们的正 弦值分别是Ｏ．３８、Ｏ．７、Ｏ．９２和ｌ。假设

Ｒ＝Ｒｌ＋Ｒ２＋Ｒ３＋Ｒ４ 式（２—５）

则

Ｒｌ＝０．３８Ｒ

Ｒ２＝０．７１Ｒ一０．３８Ｒ＝０．３２Ｒ

Ｒ３＝Ｏ．９２Ｒ一０．７Ｒ＝０．２２Ｒ 式（２—６）

２４ 一款两相双极步进电机驱动芯片的设计

Ｒ４＝Ｒ—Ｏ．９ＺＲ＝Ｏ．８Ｒ

而４ｂｉｔ的ＤＡＣ也如此实现。

这种ＤＡＣ的优点是实现非常简单，而且同时实现了两相电流的参考电压的产 生，节省了一个ＤＡＣ的电路。这极大节省了版图面积。而且同时实现了两个相电 流的配合。我们知道两个相电流的配合就是分别控制他们的大小和方向。而此时 相电流的大小已经分别按照正弦和余弦变化了，只要再加上方向的变化就可以了。

２．６．２运放与ＤＡｃ的配合

ＤＡＣ产生正弦变化的模拟电压ＶｔｒｉＤ，而５倍增益的直流同相运放放大采样电 压得到Ｖ删。比较器Ｃｕ盯－－Ｃｏｍｐ比较Ｖ嘶、Ｖ刎两者的相对大小——这是完成斩波 恒流控制的重要一环。如图２．１９所示。如果斩波恒流控制正常工作的话，Ｖａｄｉ在 斩波逼近的意义上是等于Ｖｔｒｉｐ。也就是说Ｖ埘ｐ的峰值决定了Ｖ删的峰值，Ｖ咖的变 化范围决定了Ｖ刎的变化范围。而相电流与Ｖ捌是呈线性关系的，故Ｖｔｒｉｐ决定了 相电流的大小。这正是斩波恒流控制的目标。

图２．１９运放与ＤＡＣ的配合

因为电机相电流有的会很大，在安培量级。为了减小功耗，采样电阻风通常 取得很小，例如Ｏ．１欧姆。这使得采样电压ｖｓ是一个在Ｏ．１Ｖ量级的小信号。如果 直接把这个信号与ＤＡＣ的输出进行比较的话，则Ｖｔｒｉｐ的幅度也在Ｏ．１Ｖ量级，４－ｂｉｔ 的ＤＡＣ的量化台阶在Ｏ．７８ｍＶ的量级。为了保证精度，后继的比较器Ｃｕｒｒ ＣｏＩｎｐ

必须能够分辨出Ｖ螂和Ｖ确间最小０。７８ＩＩｌｖ的差异。就我们目前的设计水平以及工 艺水平，比较器如此高的精度是实现不了的。因此不能直接比较采样电压Ｖ。，则 也是引入同相直流运放的原因。配合选取合适的采样电阻＆，５倍增益的同相运放 将采样电压放大到１Ｖ的量级。这样对比较器精度的要求降低了１０倍，这是可以 接受的。

２．６．３绕组扭矩控制

绕组的扭矩就是绕组的输出功率，它与两相电流的矢量合成值成正比，而两 相电流的合成值等于单独一相的峰值。所以控制绕组的扭矩就是控制相电流的峰 值。斩波恒流控制的闭环必然使运放输出与ＤＡＣ输出接近一致，从而使相电流随 设定值变化而变化。相电流峰值的调节，无非是控制运放、ＤＡＣ这一部分的电压 幅度。而本芯片采用的方法是ＤＡＣ的参考电压ＶＩ也Ｆ外接，并且对ＶＲＥＦ做一些 处理再送入ＤＡＣ。所谓的处理就是根据输入对ＶＩ汪Ｆ进行一些分压处理。如表２．６。

输入端ＴｏＲＱＵＥ２ 输入端ＴｏＲＱＵＥ^ｌ 比较器得到的参考电压比例

ｌ ｌ １００％

０ ｌ ８５％

ｌ Ｏ ７０％

０ ０ ５０％

．７．１两相配合控制

表２．６扭矩控制说明

２．７两相配合

根据原理部分的分析，要求控制两相电流分别按照正弦规律和余弦规律变化。

又根据２．６．１节的论述，波形是通过依次对ＤＡＣ的传输门导通来实现的。此时已 经完成了两相电流的大小按正弦规律和余弦规律变化的控制，只要再控制其方向 就可以了。

审ｌ ｎ丌ｎ ＩｌＩ目ｎ几ｆ１几ｎ门ｆ１ ｎ门ｆ１广

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Ｖｈｉｈ

呐Ｌ—－＝兰．＿—，■■；＝－—］

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图２．２０两相参考电压配合

一款两相双极步进电机驱动芯片的设计

图２．２０是以４细分的情况为例的。Ａ相参考电压Ｖ研ｐＡ按余弦规律变化，Ｂ相 参考电压ＶｔｒｉｐＢ按正弦规律变化。如２．２３节所述，ｐｌｌａＳｅ信号用于Ｈ桥控制单元控 制相电流的方向：ｐｈａＳｅ－“Ｏ＂是正向（一），ｐ１１ａＳｅ＿“１”是反向（一）。

２．７．２旋转方向控制

芯片还需要一个控制转方向的功能。旋转方向也即电机中磁场矢量是顺时针 旋转还是逆时针旋转的，它表现为磁场矢量的方位角０是逐渐增大还是逐渐减小：

逆时针方向旋转时０角增大；顺时针方向旋转时０角减小。对应到ＤＡＣ，逆时针 方向旋转时Ａ相按余弦变化Ｂ相按正弦变化；顺针方向旋转时，Ａ相按余弦变化Ｂ 相按正弦变化。

２．８小结

本章详细阐述了步进电机的驱动方式，Ｈ桥原理，步进模式等步进电机的驱 动控制原理和相电流控制，参考电压产生，两相配合等本芯片的总体设计两方面 内容。本章使读者了解步进电机驱动的工作原理及控制技术，系统阐述了本芯片 的系统极设计。

第三章芯片的模块设计

３．１

ＣＭＯＳ施密特触发器

施密特触发器是一种应用十分广泛，由电位触发的包含正反馈的比较器电路，

它本质上是一种双稳态多谐振振荡器。它的特点是具有两个阈值转换电压：正方 向变化时的阈值电压ＶＨ和负方向变化时的阈值电压ＶＬ。本芯片中多处需要用到 施密特触发器，所以在这里详细阐述一下这种触发器的原理和结构。

施密特触发器有两个稳定状态，即输入Ｎ为０，输出ＯＵＴ为０的低电平稳定 状态和输入ＩＮ为ｌ，输出ＯＵＴ为１高电平稳定状态。这两个稳定状态之间相互转 化就产生了２个转换点：ＶＨ和ＶＬ。当输入电压Ｖ小高于正向阈值电压ＶＨ，输出 ＯＵＴ为高；当输入电压Ｖ矾低于负向阈值电压ＶＬ，输出ＯＵＴ为低；当输入电压 Ｖ蹦在正负向阈值电压之间，输出不改变，也就是说输出由高电平翻转为低电平，

或是由低电平翻转为高电平对应的阈值电压是不同的。只有当输入电压发生足够 的变化时，输出才会变化，因此将这种元件命名为触发器。

如图３．１所示。如果把图中的反相器Ｉｌ忽略，触发器电路可以分为两个子电路，

由ＭＯＳ管Ｍｌ、Ｍ２、Ｍ３组成的子电路的和由ＭＯＳ管Ｍ４、Ｍ５、Ｍ６组成的子电路 两部分。我们把下方的ＭＯＳ管Ｍｌ、Ｍ２、Ｍ３组成的子电路称为Ｎ型子电路，把 上方的ＭＯＳ管Ｍ４、Ｍ５、Ｍ６组成的子电路称为Ｐ型子电路。他们的每一个都看作 是另一个的非线性负载，但是在每一个转换点，就可以看作是线性电阻负载。

图３．１施密特触发器原理图

一款两相双极步进电机驱动芯片的设计

假设施密特触发器输入电压ＶⅣ是Ｏ，那么Ｍ１和Ｍ２是关断的， Ｍ４和Ｍ６处 于深三极管区，近似于线性，但是他们每个的压降是０，因为Ｍ４和Ｍ５的电流等 于ＭＩ和Ｍ２中的电流，也就等于０。电压ｖｏ等于ＶＤＤ，但是它也不承载任何电流；

晶体管Ｍ３是导通的，但也不走任何电流。

当输入Ｖｍ升高，达到Ｎ管的阈值电压ＶＴＮ时，晶体管Ｍｌ打开，开始传导由 Ｍ３进入的电流。此时Ｍｌ的电流与Ｖ烈．ＶＴＮ的平方成正比。此时Ｐ型子电路的电 流电压状态没有任何改变，而Ｎ点的电流开始变小。而晶体管Ｍ２将一直关断直 到转换点阈值电压的到来。

当输入电压ＶＮ达到转折点ＶＨ时触发器的状态开始改变，此时由于同时发生 的Ｖ琳上升和ＶＮ降低，晶体管Ｍ２打开。从参考文献㈣中，一个结论可以得到晶 体管参数之间的关系决定了触发器的转换。这这种关系够表示为公式

（３・１）（３－２）（３－３）。

罢＝瞟意）ｚ

^{ｋ３ ＼ＶＨ—ＶＴＮ／ 式（３－１）’’、。‘７}

其中ｋｉ＝２“ｎｃ。ｘ㈢ｊ

基于同样的原因，可以得到

鼍＝点）ｚ

^ｋ６ ＼ＶＤＤ—ＶＬ＋ＶＴＰ／ ^{式（３－２）。’、．一７}

其中ｋｉ＝２～ｃ。ｘ㈢ｉ

由于此时Ｐ型子电路处于深三极管区，可以把它等效为一个电阻。这个电阻

的阻值Ｉｂ等于

ＲＬＰ－恭蔫‰＝ｇ鑫＋醌

^{式（３—３）}

其中ＶＴＰ是Ｐ管的阈值电压，它的值是负的。

由上面三个公式可以确定施密特触发器中各个ｍｏｓ管的参数之间的大小关系。

之后再经过仿真调整电路。

仿真波形如图（３．２）。

己

＞

图３．２施密特触发器波形图 图中Ｖ｝Ｉ＿２．８Ｖ，ＶＬ＿２．１Ｖ。

施密特触发器的回差电压是ＶＨ．ＶＬ－０．７Ｖ

３．２带隙基准

带隙基准‘１９】（Ｂａｎｄｇ印ｖｏｌｔａｇｅ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）是一种利用与温度成正比的电压和 与温度成反比关系的电压，两者以适当权重相加得到与温度无关的的参考电压的 模拟电路。例如，对于随温度变化向相反方向变化的电压Ｖｌ和Ｖ２来说，选取ａ

和ｂ使得雩｝＋等》＝ｏ，这样就得到了零温度系数的电压基准ＶＲＥＦ。

由于二极管的正向压降具有负温度系数，所以通常选取三极管的基极．发射极 电压作为负温度系数电压。这样我们能得到负温度系数电压ＶＢＥ的表达式：

％Ｅ叫ｎ∽） ^郏ｑ

其中Ｖｆ＝ｋＴ／ｑ，ＩＣ是晶体管集电极电流，Ｉｓ是二极管反向饱和电流。

对ＶＢＥ取导数得到

等＝等ｌｎ专一专等

^{ａＴ ａＴ…Ｉ￡ Ｉ￡ａＴ 式（３—５）’’、’’７}

其中

Ｉｓ＝ｂＴ４＋ｍｅＸｐ音

^{式（３—６）}

所以

６

５

４

３

２

ｌ