B3G接取網路之無線資源管理技術---子計劃II:B3G OFDM多重接取系統設計及無線資源管理(I)(電信科技合作案)

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行政院國家科學委員會專題研究計畫成果報告

子計劃二:B3G OFDM 多重接取系統設計及無線資源管理

(I)(電信科技合作案)

計畫類別：整合型計畫計畫編號： NSC91-2219-E-009-014- 執行期間： 91 年 08 月 01 日至 92 年 10 月 31 日執行單位：國立交通大學電信工程學系計畫主持人：沈文和計畫參與人員：傅宜康,劉威志,王信吉,林高毅報告類型：完整報告報告附件：出席國際會議研究心得報告及發表論文處理方式：本計畫可公開查詢

中華民國 92 年 10 月 30 日

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第一章導言

未來通訊市場的主流[1] ，應該是具有寬頻 (Broadband) 、全球性 (Globalization)、即時性(Immediacy)與移動性(Mobility)之特性的通訊服務。而實現此服務之最佳技術，則為寬頻網際網路與無線通訊之結合。目前正商用化的第三代行動通訊系統(3G)有著連接網際網路、支援行動通訊用戶、更高的資料傳輸率…等特點。自行動通訊商品化以後，消費者行為慢慢地變成具有移動性，漸漸需要能透過無線上網的方式，使用網際網路上的多媒體服務(包括語音)，因此，如何設計出在有限的頻譜資源中能達到更高的資料傳輸速率，又可以支援使用者移動的系統，一直是學者們討論與研究之重點。因此雖說第三代行動通訊才剛推出，但第三代行動通訊之後的系統(Beyond 3G ,B3G)之研究已如火如荼的展開。當世界各先進電信國家先後完成第三代行動通訊頻譜之拍賣，但網路建設及服務推出時程卻紛紛宣告延遲之際，我國交通部亦將在去年元月舉行3G 執照之拍賣作業。然而，不論3G 技術及服務是否按照專家們原來所規劃的願景而逐步實現，或是在許多國家或地區陷入僵局無法推展，全世界的尖端電信研發人員並沒有停止研發的腳步，已經悄悄著手進行超越第三代行動通訊（3G and Beyond，簡稱B3G）的架構規劃與標準訂定。因此3G 之後的系統正如火如荼的發展。所以3G 之後(Beyond 3G)[1]~[3]的無線通訊統是目前最熱門討論的議題，在此根據 IEEE 802.16 [4]做參考依據，和對 OFDM 的理論認知，建立一個動態 (Dynamic)的無線多重接取(Multiple Access)網路模擬平台，且將提供未來在 3G 之後行動通訊系統與異質網路架構中無線資源管理(Radio Resource Management, RRM)相關研究進行時一個很好的基礎。本篇報告在各章節將分別說明此系統模擬平台的設計理念與理論依據：第二章會簡介 OFDM 之理論，第三章將說明系統網路在初步建置時的規劃方法，第四章主題在介紹無線傳播環境的各種通道效果及模擬方法，第五章將說明如何模擬使用者在行動通訊系統中不同的行為模式，在第六章則會提出在此所設計出的系統模擬方法以及如何去實現折疊效果的技術，第七章將分別說明此模擬平台中已建置完成的各演算法以及流程圖，最後在第八章對全文進行總結並說明未來的研究展望。

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１－１無線行動通訊與無線區域網路１９８０初期，第一代無線行動通訊系統正式開啟了無線時代，到了１９８０末期，第二代無線行動通訊系統正式啟用數位(digital)調變方式，也結束了第一代無線行動通訊系統採用的類比(analog)調變方式，從此之後無線行動通訊系統發光發熱，成為人類生活中不可缺乏的重要高科技產業，因此有更多的人力投入至無線行動電話的研究之上，接著在聯合國下轄之國際電信聯盟(International Telecommunication Union, ITU)在 1992 年決議將 2GHz 附近的頻帶保留給第三代行動通訊系統使用[8][50]，由於當時預期第三代行動通訊系統將於公元兩千年普及，因此 ITU 又將第三代系統稱為 ”International Mobile Telephony 2000(IMT-2000)”。目前經過 ITU 認可的第三代行動通訊系統已有三種規格，第一種是由歐洲以及日本所主導的” Wideband CDMA,WCDMA”[6]，第二種則是美國主導的”CDMA2000”[10]，最後一種則是由中國大陸主導之”TDS-CDMA”[11]。與第二代之行動通訊系統不同，3G 系統之最大特色在於可以提供高達 2Mbps 的資料傳輸率，且可以動態地根據使用者的需求調整資料傳輸速率(data rate)。此外， 3G 系統可支援多種不同服務型態，包括了傳統的語音服務､數據資料與串流式影音傳送等服務。為了同時支援系統中各種不同類型的服務，以及確保各項服務之品質(Quality of Service, QoS)的前提下，因此更需採用較先進的無線資源管理技術，將有限的系統資源做最有效率的運用。3G 系統可同時支援電路交換(Circuit-Switched)與封包交換(Packet-Switched)兩種模式，電路交換模式採用於即時性資料傳送，比如說提供語音以及串流式動態影像，而封包交換則運用在非即時性的數據資料之傳送，系統可根據系統負載狀態與服務品質需求來動態安排這些透過封包交換的資料所傳送的時程[12]。加上隨著網際網路的普及，電腦網路無線化的需求也日益增強，目前最廣受歡迎的是符合電子電機工程學會(Institute of Electrical and Electronics Engineers, IEEE) 802.11b 標準之無線區域網路(Wireless Local Area Network, WLAN)，一般俗稱此系統為Wi-Fi。802.11b 採用直接序列展頻(Direct Sequence Spread Spectrum, DSSS)作為多重接取的技術，其載波頻率位於 2.4GHz 附近，最高的資料傳輸率可達到11Mbps。此外，802.11a 採用了垂直正交-分時多工(Orthogonal Frequency Division Multiplexing/Time Division Multiple Access, OFDM/TDMA)作為多重接

取的技術，其載波頻率位於 5GHz 附近，最高可支援 54Mbps 的資料傳輸率。

802.11a 被看好將會與 802.11b 互補並同時存在，而 IEEE 亦正在擬定能與 802.11a/b 相容的 802.11g，此版本更進一步加強了安全性並建立各接取點(Access Point)彼此訊號傳遞的機制。對於無線區域網路以及 IEEE 802.11 標準之詳細技術說明可以參考由O’Hara 所著之”The IEEE 802.11 Handbook”[13]，其中對於無線區域網路之媒體控制(Media Access Control, MAC)層與實體層(Physical Layer)都

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有非常詳細的介紹。對於行動通訊系統業者而言，無線區域網路的興起是危機也是轉機。一般認為 WLAN 與 3G 系統是處於競爭的狀態，但也有人認為這兩套系統將會是互補的。在此傾向於認同兩系統的互補性，因為目前 WLAN 並不支援使用者的移動性，其接收端並無法克服因使用者移動而導致的通道快衰落效應(Fast Fading)。因此3G 之後的系統，可以看出一個端倪，就是未來的無線通訊系統都必須要有高資料傳輸速率和移動性的特徵。１－２３Ｇ之後 3G 之後的未來極可能結合兩種以上類型之異質網路架構將會普遍存在於無線通訊環境中(圖 1-2-1)。除了無線區域網路與行動通訊系統之外，數位電視/廣播系統､衛星通訊系統以及還處於研究階段之個人區域網路(Personal Area Network, PAN)都可能結合在一起，構成一個大型且完整的異質網路架構，以提供無縫隙的無線通訊服務。圖 1.2.1 所示為”Wireless World Research Forum, WWRF”在”The Book of Visions 2001”[14][50]中所描繪之未來階層式的無線網路架構。

然而，可預期的是3G 之後技術與服務型態的來臨，絕不會是一夕之間達成。

3G 之後許多關鍵技術、元件及服務概念系統的雛形，將在未來數年中，由世界各地的研發人員一一完成，而陸續推入市場測試其可行性。國際上打算針對 UMTS WCDMA FDD 標準進行改進或與之競爭的技術尚有 HSDPA（High Speed Downlink Packet Access）技術或是各種 TDD 技術，如 TDS-CDMA，WCDMA

的 TDD mode 等，均有可能演變成 3.5G 技術。目前國內產業界已極力投入的 WLAN、GPRS、Bluetooth 間，也有很大的整合發展空間。國科會電信國家型計畫辦公室與工研院電通所、資策會、中科院以及中華電信研究所，已著手規劃未來數年適合我國產業發展的3G 之後系統的前瞻研究，其中應該有許多值得我國電信界（手機及服務業）可參與的領域。行動通訊技術的進步不會停止，下一個行動世代很快即將來臨。

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圖 1.2.1 3G 之後系統可能的架構

因此 3G 之後的無線行動通訊，需要有高資料傳輸率以克服高資料量的數據

傳輸，還要有克服使用者高速移動的特質，來滿足行動通訊的最基本要求，因此一種調變技術稱之為正交分頻多工（Orthogonal Frequency Division Multiplexing ，OFDM）技術是目前多數人認為可被期望成 3G 之後的主流調變

方式。同時 IEEE Standard 802.16[5] 是一項第二代的無線都會型區域網路

(Wireless Metropolitan Area Network, WMAN) 的寬頻無線通訊標準，於 2001

年10 月完成標準的審核與制定，並在 2002 年 4 月對外正式發表，宣示出寬頻無

線接取技術將成為一項用來連接家庭、企業用戶與電信核心網路的主要工具。因為802.16 規定使用的頻帶為 10GHz ~ 66GHz 的高頻頻帶，IEEE 802.16 組織在 2000 年 3 月另外成立一項 802.16a 的計畫，用來規範使用於 2GHz ~ 11GHz 的頻帶；並且在2002 年底完成 IEEE Standard 802.16a 的制定。

因 802.16a 是可支援更大涵蓋範圍的無線都會區域網路（Wireless

Metropolitan Area Network, WMAN），所以802.16a 涵蓋範圍更大，必定需要

支援使用者之移動，且也有蜂巢(Cellular)架構的概念，加上是 OFDM 為基礎的

系統，所以也能有高資料傳輸率的特性，因此以 IEEE 802.16a 為基礎，設計出

未來3G 之後可能的無線通訊系統，以供未來 3G 之後系統的研究，作為最基礎

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第二章系統簡介

OFDM 技術早已開始被歐洲應用於廣播的寬帶數據通信、無線區域網（WLAN）、高清晰度數位電視（HDTV）和數位音頻廣播（DAB）[15]等。此外，還由於其具有更高的頻譜利用率和良好的抗多徑干擾能力，也被看好成為第四代行動通信的核心技術之一。 OFDM 技術良好的性能使得它在很多領域得到了廣泛的應用。歐洲的數位音頻廣播（DAB）系統使用的就是 OFDM 調製技術。其試驗系統已在運行，並且明顯地改善了移動中接收無線廣播的效果，很快吸引了大量聽眾。本章將對 OFDM 技術，和本論文所提出之系統簡介做個介紹。２－１ OFDM 技術簡介 OFDM[16]~[19]可視為一種調變技術，也可視為一種多工技術。為一種多載波(Multicarrier)的傳送方式，它主要的觀念是將資料分散至許多不同頻率且彼此正交的次載波(sub-carrier)且上平行(Parallel)傳送，因此每一子載波上的傳輸間隔變大為原本間隔的數倍，使得在每個子載波上的符元間距(Symbol Duration)增加如圖2.1.1 所示。在傳統的頻率多工系統(Frequency Division Multiplexing)中，為使載波之間不會產生干擾，每個載波都各別作濾波處理並確保各頻譜不會重疊。但如此一來，頻譜使用並沒有達到很好的效率。假若將所有次載波的間距均刻意安排使之保持正交性(orthogonal)，即使每個次載波的頻譜有相當程度的重疊，則

在接收時所有的資料仍然可以正確地解調而不會互相干擾，且 OFDM 所需之調

變及解調變可利用 IDFT (Inverse Discrete Fourier Transform) 及 DFT (Discrete Fourier Transform)來獲得。

OFDM 的重要關鍵之一是可增加抵抗多路徑延遲擴散(Multi-path Delay Spread)。在單一載波系統中(例如 GSM 系統)，一個的衰減將可能會造成整個通訊的中斷，但多載波的系統中，因每個載波同時受的衰減的機率很小，故可用錯誤更正編碼 (error correction coding) 技術將這些許的錯誤更正，這種觀念就是所謂的平行資料傳輸(parallel data transmission) 及分頻多工 (frequency division multiplexing)，並結合頻率分集(frequency diversity)等技術。

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圖 2.1.1 OFDM 技術示意圖

因為可以降低由多路徑延遲擴散(Multi-path Delay Spread)引起之時域上的符際干擾(Inter-symbol interference) ，達到高資料傳輸速率的目的。接下來，我們

將針對OFDM 的基本調變技術作一介紹。

OFDM 系統與傳統分頻多工(Frequency Division Multiplexing, FDM)最大不

同處在於OFDM 系統的每個子載波之間具有正交性（此為 OFDM 系統之主要特點），若在理想的情況之下，子載波彼此之間不會產生干擾，因此頻譜可以相互重疊；而傳統分頻多工系統不同載波之頻譜不可重疊，因此 OFDM 系統比傳統分頻多工系統具有較好的頻寬效益(Bandwidth Efficiency)[20]（其頻譜如下圖 2.1.2 所示）。 圖 2.1.2 傳統 FDM(a)與 OFDM 的頻譜(b)

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子載波上所傳送的符元使用相移鍵控(PSK)或正交振幅調變(QAM)，這些符

元構成一個OFDM 區塊(OFDM Block)，OFDM 信號為所有調制後的子載波所構

成，其基頻數學表示式(1)與示意圖 2-1-3：

( )

(

)

( )

1 2 2 2

exp

2 ,

0 ,

(1)

s s s N i N s s s N i s s

i

s t

d

j

t t

t

t t

T

s t

t t and t t

T

π

− + =−

⎛

⎞

=

_⎜

−

_⎟

≤ ≤ +

⎝

⎠

=

<

> +

∑

i d ：複數的符元，N ：子載波的數目，T ：符元區間 _s

Serial

to

Parallel

QAM data

(

)

(

)

exp j N t tπ s − s T

(

)(

)

(

)

exp jπ N_s−2 t t− _s T . . . . . . OFDM Signal 圖 2.1.3 OFDM 系統傳送端調制器示意圖 上述為基本的類比正交多載波調制系統，需要多組的傳收機傳送OFDM 信號，但實際上的 OFDM 系統採用快速傅立葉(IFFT/FFT)的方式來實現之，所以不需要同時設計多組的傳收機，降低了複雜度。因此，。首先將OFDM 信號以kT_S 取樣，則OFDM 信號如式 2.1.1

( )

(

)

( )

(

)

(

)

1 2 2 2 1 2 2 2 exp 2 1 1 exp 2 , 0,1,..., 1 2.1.1 s s s s N i N s N _{s s} i Ns s i N s Ns s s _i s i s t d j t t N T ik s k s t kT d j k N N N N π π − + =− − + =− ⎛ ⎞ = _⎜ − _⎟ ⎝ ⎠ ⎛ ⎞ = = = _⎜ _⎟ = − ⎝ ⎠

∑

( )

1 2 Ns i s k FFT− d + ⎧ ⎫ = _⎨ _⎬ ⎩ ⎭

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由式 2.1.1，以時域(Time Domain)與頻域(Frequency Domain)的觀點來看 OFDM 信號為時域的波形取樣點，而符元則為頻域上每個子載波的信號。因此， OFDM 系統可以複立葉轉換之方式實現。為了以數位方式作複立葉轉換，必須對信號取樣，而且取樣信號必須滿足取樣定理(Sampling Theorem)，即取樣頻率必須大於等於兩倍信號頻寬，若使用所有子載波載送信號，則信號頻寬會大於 0.5 倍取樣頻率，如此不能滿足取樣定理，若是增加子載波數，則頻寬會接近 0.5 倍取樣頻率，當子載波數趨近於無限多時才會滿足取樣定理。實際上並不能使用無限多的子載波，因此，真正傳送信號的子載波數必須小於總載波數，以滿足取樣定理。不送信號的子載波稱之為虛擬載波(Virtual Carriers)。因為多路徑延遲擴散除了造成符元之間的干擾外，也會造成不同OFDM 區

塊間的區塊間干擾(Inter-block Interference, IBI)，為了消除此干擾，在每一 OFDM 區塊中加入保護區間(Guard Interval , Tg)，如圖 2.1.4 所示。

圖 2.1.4 OFDM 之保護區段

保護區間的長度必須大於所預期之最大傳輸延遲擴散(Max Delay Spread)，

使得OFDM 區塊不會干擾下一個 OFDM 區塊。此外，若保護區間內不送信號，

則會引起載波間干擾(Inter-carrier Interference, ICI)，載波之間不再具有正交性如圖2.1.5 所示。

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圖 2.1.5 ICI 之示意圖 為了維持正交性，選擇保護區段之信號為 OFDM 區塊之循環展延如圖 2.1.6，只要傳輸延遲擴散小於保護區間，則在一個完整 FFT 區間中總是有整數倍週期的弦波，如此將不會有 ICI 現象發生，可維持 OFDM 系統之正交性，我們以下面的例子說明。 OFDM T g T TFFT 圖 2.1.6 OFDM 區塊之循環展延 以兩個路徑的傳輸為例，因第二路徑的 OFDM 信號延遲，在 OFDM 符元邊

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界處有相位跳躍產生。對於第二路徑信號而言，其相位跳躍發生在第一個路徑之後的某一特定延遲。當此延遲小於保護區間，則在完整的 FFT 區間中不會有相位跳躍，因此雖然 OFDM 信號有相位的變化，但是載波之間仍然維持正交性，若是延遲大於保護區間，則在 FFT 區間內會有相位跳躍，使得載波之間失去正交性。由此可知，OFDM 系統載波之正交性的重要，因此在接收端必須進行同步的動作，只要同步誤差小於保護區間，則OFDM 區塊之各載波間仍維持正交性，同步誤差僅造成相位偏轉(Phase Rotation)，可利用通道估測的方式加以補償，因此接收端仍可作正確的解調變。反之，若是正交性被破壞，則接收端便無法進行正確的解調變。

此外，OFDM 系統另一重要問題為峰值對均值功率比 (Peak to Average Power Ratio, PAPR)，由於 OFDM 信號為多個載波組合而成，因此其信號功率會隨著子載波所載之符元不同而變化，若變化之範圍超出功率放大器之線性區域則產生非線性失真，因此在多載波時必須考慮PAPR 問題，以減少功率放大器之非線性失真。綜合而言，OFDM 系統主要的優點如下： z OFDM 系統能抵抗多路徑傳輸的干擾，不需要複雜的時域等化器，可降低複雜度，假設一系統可容忍的延遲擴散固定，OFDM 可以簡單的克服延遲擴散所引起的信號干擾，而單載波系統卻需要一個複雜度相當高的等化器來消除延遲擴散所引起的信號干擾。 z 在緩慢的時變通道中，可以調整每個子頻道的資料傳輸速率來增加系統的容量。

z OFDM 系統具有頻率分集(Frequency Diversity)的效果，比單載波機制更能夠對抗窄頻干擾。

OFDM 系統之缺點如下：

z OFDM 系統對於頻率偏差與相位雜訊較為敏感

z

OFDM 系統有 PAPR 之問題，造成非線性失真，增加功率放大器設計之複雜

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２－２系統簡介

此系統的設計是根據 IEEE 802.16[5][6] 的規格為基礎，衍生設計出

OFDMA/TDMA 系統，因 802.16[7]是可支援更大涵蓋範圍的無線都會區域網路 (Wireless Metropolitan Area Network, WMAN)，因 802.16 涵蓋範圍更大，必定

需要支援使用者之移動，且由於也是 OFDM 為基礎的系統，所以也能有高資料

傳輸率的能力，因此符合3G 之後系統之特性，因此我們根據此做研究的平台

IEEE 802.16[5]提供兩種載波頻帶：一種是 IEEE 802.16，另一種即為 IEEE 802.16a，第一種適用於較優的環境，因它的載波頻率在 2GHz~66GHz 之間，在高頻時，較無法承受太糟的環境之下，因此需要訊號直線傳輸路徑(Line Of Sight, LOS)，且是採用單載波調變方式。

在 IEEE 802.16a[7] 中，可以克服較差的環境，因它的載波頻率在 2GHz~11GHz 之間，因此可以接受沒有訊號直線傳輸路徑(None Line Of Sight, LOS) ，是用多重載波的調變方式，表 2.2.1 可以看出 16 與 16a 在媒體控制(Media Access Control, MAC)層與實體層(Physical Layer)的差異

表 2.2.1 IEEE 802.16 空中介面分類 [6]

其中根據 IEEE 802.16a 實體層為正交分頻多工擷取(Orthogonal Frequency Division Multiplexing Access ,OFDMA)當作系統設計的基礎，它採用 2048 點的快速傅立葉轉換(Fast Fourier Transform , FFT) ，下傳資料採用分時多工 (Time-Division Multiplexed ,TDM) 技術，上傳資料採用分時多重接取 (Time-Division Multiple Access , TDMA)技術。

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先對系統模擬的範圍和參數，做一個規劃

1. 模擬的系統： OFDMA/TDMA ，採用分頻多工 (Frequency-Duplex Division ,FDD)，只模擬上傳通道(Uplink)。

2. 蜂巢(Cellular)結構，重複使用係數(Reuse factor)為 4(第三章說明)。 3. 無線資源管理(Radio Resource Management, RRM)相關研究。

4. 表 2.2.2 是對於 OFDM 信號，頻帶間格(Frequency Spacing)參考表，我們採取頻帶間隔為3 又 8/23 kHz，保護區間(Guard Interval)為 1/8 倍的信號長度，因此，一個細胞所佔的總頻寬約為6MHz。 表 2.2.2 頻帶間格(Frequency Spacing)參考表[6]

載波置入（Carrier Allocation）的分配，是根據 IEEE 802.16a[4]所提出的方法，

由表2.2.3 可看出，上傳載波共 2048 個，真正會使用到的載波是 1696 個，不會

使用的到的載波左右各175 個與 176 個，會使用到的載波一共分成 32 個子通道

(Sub-Channel)，所以一個子通道共有 53 個載波，其中有 48 個資料載波，5 個領航(Pilot)載波

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表 2.2.3 載波置入之分配[6] 一個子通道如何從這 1696 個載波中選出則是根據 IEEE 802.16a 規格所訂的公式，eq 2.2.1 .carrier(n,s) = 第ｓ個子通道中的第ｎ的載波 .s = 子通道的編號，共 0 到 31 號 .n = 載波的編號，共 0 到 52 號 .ps[j] =把排列基底(Permutation Base 表 2-2-3 中)的數字向左移ｊ個 .IDcell = 一個正整數，在 MAC 層代表一個基地台的編號 .Xmod(k) = X/k 的餘數由此可知，每個子通道的載波，是分散在這 1696 個載波之中，由圖 2-2-1 可以大略看出，每個子通道的 53 個載波，並不會連續的從這 1696 個載波取出，而是間隔地取出，且不同的子通道，不會取到相同的載波。

圖 2.2.1 載波置入示意圖[6]

( )

{

₍ ₎

(

)

}

₍ ₎

(

)

mod mod

,

1 /

.2.2.1

subchannels subchannels subchannels s N cell subchannels _N

carrier n s

N

n

p n

ID

ceil n

N

eq

⎡

⎤

=

⋅ +

_⎣

_⎦

+

⋅

⎡

_⎣

+

⎤

_⎦

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載波上所傳送的符元使用方式也是根據 IEEE 802.16a 的規格中所採用的，表2.2.4 可得知因此以我們所採用的參數之中，若我們採用 QPSK 編碼速率為 1/2 的調變方式，我們可得的資料傳輸速率為4.57MHz，換句話說，一個子通道約為 142KHz 的資料傳輸速率 BW (MHz) Tg QPSK 1/2 QPSK 3/4 16QAM 1/2 16QAM 3/4 64QAM 2/3 64QAM 3/4 6 1/32 4.99 7.48 9.97 14.96 19.95 22.44 6 1/16 4.84 7.26 9.68 14.52 19.36 21.78 6 1/8 4.57 6.86 9.14 13.71 18.29 20.57 6 1/4 4.11 6.17 8.23 12.34 16.46 18.51 表 2.2.4 資料傳輸速率對照表[6] 本系統的架構，在此訂立一些規則，這些規則是根據 802.16a 規格建議的或 根據模擬環境訂出，都是將來值得研究的參數讓系統能最佳化。每 3 個 OFDM

信號為一個區塊(Block)，因 IEEE 802.16a 規定每一個 FEC 區塊為一個 OFDM 訊

號長度之３的倍數，每 10 個區塊做一次通道重新分配(將在第七章討論)，因在此有模擬語音服務使用者和數據服務使用者，在不同形式的使用者所需要的傳輸量不同，因此所能擷取到的區塊數亦不同，在此我們訂立語音服務使用者在每一次通道重新分配時間內，可以擷取一個子通道的一個區塊，而數據服務使用者可以擷取一個子通道但可以擷取至多五個區塊，換句話說，語音使用者可以在每一次通道重新分配時間內佔據一個子通道，並且傳一個區塊時間，而數據服務使用者，可以佔據一個子通道至多５個區塊的時間不等，因此擷取子通道的行為即為 OFDMA 技術，佔據區塊的時間即為 TDMA 技術，由圖 2.2.2 與 2.2.3 可以看出 圖 2.2.2 區塊分配 1

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圖 2.2.2 區塊分配 2

許多專家學者已經開始針對第三代行動通訊之後的系統技術進行研究，目前的研究方向大概可以分成兩個方向，第一種是研究新的傳輸技術，目的是要能提供高傳輸速率、高移動能力與低功率的系統；另一個研究方向是多系統的整合技術，其目的是希望能提供隨時隨地上網且高傳輸速率的服務，如蜂巢式網路(如 3G, GSM/GPRS)與無線區域網路(如 IEEE 802.11 Wireless LAN)的整合技術，在

第一種方面來說許多學者認為：因3G 之後將引進全新的無線介面，以大幅突破

現有 UMTS 384Kbps 的速率，可能達到數十至 100Mbps，以提供更高頻寬之即

時多媒體服務，預期它不僅將採用如 OFDM（Orthogonal Frequency Division Modulation）之新一代調變技術，也勢必要使用全新的頻譜 3G 之後的系統包含了許多可能性，但我們針對 OFDM 為基礎的系統，先對 3G 之後的系統伸入了觸角，為此系統做初步規劃與介紹，可以先給 3G 之後系統規劃一個初步藍圖和建議，且藉由此規劃可以在配合第七章做無線資源管理的演算法，做各項不同演算法之研究，看出各項系統的參數彼此牽連的關係，與此系統之可行性，和是否有更好的演算法與參數的設定，這也是本篇論文的期望，能對3G 之後的系統做個釐清與介紹，讓更多的研究能藉由此平台，使系統更完整與周詳。

(17)

第三章細胞架構設計

在進行一個完整的系統模擬時，最重要的環境考量，以及系統參數的設定是否合理與正確，都將直接影響研究成果是否具有參考價值。因此本章將會逐一說明此系統模擬平台所考慮的系統環境與背景，以及建構完整系統時各項設計的考量依據。

3-1 模擬環境之細胞架構設計

同頻帶干擾(Co-Channel Interference)是影響整個通訊系統的重要因素之一，在模擬的時候勢必要將其他同頻帶的細胞干擾得考慮進去。但隨著考慮的細胞數量越多，模擬所需耗用的時間與資源會越高，尤其在傳統窄頻系統，有重複使用係數(Reuses Factor) ，所需要模擬的細胞數更為多，此時便須要做個取捨。根據 Miller 和 Lee 的分析[21]，當考慮兩個干擾層(Tiers)的同頻帶細胞干擾時，就已經相當接近考慮無限個干擾層的情況。因此在兼顧模擬的準確性以及所需消耗的運算量，在此決定考慮模擬兩個干擾層細胞。在此每個細胞的涵蓋範圍(Coverage) 都用一個六角形來近似，總共會考慮 76 個細胞的模擬環境，其配置如圖 3.1.1 所示，因重複使用係數(Reuse factor)為 4，所以每一個細胞群組共有 4 個不同頻帶的細胞，所以考慮兩個干擾層需要模擬19 個細胞組(Cluster)，共 76 個細胞。至於每個細胞所涵蓋的範圍則是以鏈路預算(Link Budget)規劃的結果為參考的依據，在下一節的內容將會詳細說明鍊路預算的使用方式。但由於對於某個細胞來說，它的同頻帶細胞只有19 個，其實我們並不需要模擬到 76 個細胞，我們將用新的折疊技術來簡化，這將由第六章做詳細的說明

(18)

圖 3.1.1 細胞架構

3-2 摺疊(Wrap Around) 技術

由圖 3.1.1 所示的細胞架構中，可看到只有正中間那個組細胞組 (Cluster)(編號為 0)，是完整地被兩個干擾層的同頻帶細胞組所包圍著，其他任何一細胞組往外看出去，皆無法看到對稱的兩個同頻干擾層。也因此造成程式雖然總共模擬了19 個細胞組，卻只有中間那個細胞組的統計值是可以被參考的，如此進行模擬將非常沒有效率。因此將採用摺疊技術的技巧，使得從任一個細胞組向外看，皆可以看到完整的兩個干擾層。此技巧的關鍵在於在原本某個細組向外兩個干擾層的範圍內，空缺的部份便拿已模擬但卻在該細胞組兩個干擾層之外的細胞，將其所有的內容複製至原本那個細胞組向外兩個干擾層空缺的地方。又因每個細胞組只考慮兩個干擾層的其他細胞組干擾，在經過巧妙的排列後，便可以產生每個細胞組向外都可以看到兩個干擾層的細胞組，而且沒有一個細胞的內容是重複的。如此一來，所有19 個細胞組中的每個使用者在計算其他細胞干擾時都完整的計算到兩個干擾層的其他細胞干擾，如此19 個細胞組的統計值都是可

(19)

以參考的，大大提高了模擬的效率。此效果的實現方法將在6-2 中詳細的說明。經過摺疊以後所呈現各細胞排列的效果如圖3.2.1 所示，其中加白色的範圍是未使用折疊技術時等效之系統模擬範圍，而六角形中的數字代表基地台的編號，且因對於某個細胞來說，它的同頻帶細胞只有19 個，我們並不需要模擬到 76 個細胞，我們將用新的折疊技術來簡化，這將由6-2 中做詳細的說明 圖 3.2.1 使用折疊技術後等效的系統模擬環境

(20)

3-3 鏈路預算(Link Budget)

鏈路預算(Link Budget)可以幫助在一個系統開始準備建立之前，先來進行涵蓋範圍的估算。不過要值得注意的是鏈路預算裡的多項參數的值都是考慮一段時間的平均值，因此透過鏈路預算所計算出的結果只能提供系統建置初期的參考，有了此初期參考，在系統一開始規劃時才有依據，而實際的情形還是需要透過進一步的模擬才能清楚。表3.3.1 是一個鏈路預算的範例。為了要真實的模擬系統的環境，必須設定環境參數都可以合理的反應出真實的現象，在鍊路預算中的每一個參數即有其物理意義，也表現出真實系統中的環境變因。才能讓系統模擬的結果更具有參考價值。在接下來說明完每一項參數的意義之後，下一節將會提供一個完整的範例說明。表3.3.1 所列的鍊路預算範例所考慮的情況是使用者在速度(30 km/hr)，並考慮接收機(Receiver)的頻寬為 6MHz，且環境溫度在 293K(20°C)。此鍊路預算所列出的各種參數與建議的設定值可以在 H. Holma 的著作[22]中找到更進一步的說明。 ‧環境參數說明：

Max. mobile transmission – 使用者所能達到發射訊號的最大功率，單位是 dBm。

Mobile antenna gain – 使用者的天線增益，此項為零則代表使用無指向性(omni-

directional)天線，若不為零則代表使用指向性(direction)天線。單位為 dBi。

Thermal noise density –熱雜訊的密度與溫度呈正比關係，公式為 No=KT。T 為

所考慮環境的凱氏溫度，K 為蒲朗克常數：

1.38 10

×

−23。單位為(dBm/Hz)。

Base station receiver noise figure – 在經過基地台接收機時，訊號雜訊比會因為

射頻(RF)元件的作用而引入額外的雜訊，此項代表訊號雜訊比(SNR)惡化的程度。單位為dB。

Receiver noise density – 在基地台 RF 接收設備的輸出端，等效的熱雜訊密度。

單位為(dBm/Hz)。

(21)

況，所收到的熱雜訊強度便是該位置的熱雜訊密度乘上濾波器的頻寬。單位為 dBm。

Interference margin – 系統所規劃準備承受的最大干擾(Interference)強度，此強

度是以熱雜訊的強度為比較基準，故單位為 dB。由於通訊系統的干擾強度與使用者數量有某種程度的正比關係，故此項的值會直接影響到系統的容量。之所以會以熱雜訊強度為比較基準，是因為當系統硬體設備規格決定後，接收機在濾波器之後所收到的熱雜訊強度便會固定，此值是不會隨系統其他參數或演算法而有所改變，故以此為比較的基準。舉例來說，Interference margin 為 10dB，則代表系統被規劃在干擾強度為熱雜訊強度的10 倍時，系統的服務品質(Quality of Service)將會降到所規劃的臨界值。

Receiver interference power – 在基地台 RF 接收設備的輸出端，所規劃承受的最

大干擾強度，單位為dBm。

Total thermal noise + interference power -在基地台 RF 接收設備的輸出端，所規

劃承受的最大干擾加上熱雜訊強度，單位為dBm。

Required SIR – 使用者所使用的服務所對應需要的訊號品質。S 為訊號中每個位

元內所含的功率強度(Power)，而 I 是同頻(Co-Channel)訊號所造成的干擾 (Interference)功率強度。實上這裡的 I 並不單指同頻訊號干擾功率強度，還包含

了熱雜訊功率強度的影響，此為一個功率的比值，單位為dB。Required SIR 會

影響到接收機在BER(Bit Error Rate)的表現，其之間的關係並非線性，而是需要

透過基頻(Base-band)系統模擬找出兩者對應的關係。這兩者之間的關係會隨著傳送接收機(Tranceiver)的設計而有所不同，換句話說，傳送接收機設計的不好時，

在同樣的SIR 下，會造成較高的 BER。反過來說，Required SIR 的設定出發點是

為了要能滿足特定的BER，因此使用不同服務型態時對 BER 的要求會不同，也

連帶會使Required SIR 會不一樣。

Receiver sensitivity – 其定義式為 Required SIR – Processing gain + Total thermal

noise + interference power。此項為滿足一定的 BER(Bit Error Rate)時所對應需要的訊號品質。Required SIR + Total thermal noise + interference power 是所需要的訊

號強度，由於這邊考慮的interference power 是我們所規劃系統準備承受的最大干

擾強度。由此可知Receiver sensitivity 所代表的意義便是，當系統處在最惡劣的

情況時，在基地台 RF 設備的輸出端所要求訊號須滿足的最低強度，其單位為

(22)

Base station antenna gain – 在基地台所使用天線的增益。此值為零的時候代表

使用無指向性(Omni-Directional)天線，若不為零時則代表使用指向性天線。通常使用指向性天線伴隨著細胞分隔(Sectorize)技術的使用，若使用無指向性天線時

則否。單位為dBi。

Cable loss in the base station – 一般基地台的高頻設備都架在樓頂，與機房之間

有一點距離，中間會使用同軸電纜傳遞訊號，因此必須考慮訊號在同軸電纜中有

遭受到的損耗。單位為dB。

Fast fading margin – 由於功率控制的機制會試著去克服通道衰落的影響以期使

接收訊號的訊雜比(SIR)可以維持在欲鎖定的目標，因此在接收端訊雜比要求不變的情況下，傳送端的功率變化將會與通道衰落中的快衰落(Fast Fading)變化的幅度一致。因此我們知道傳送端的功率將會是在一個區間內起伏變化，雖然它的平均為零，但仍需預留一段空間確保傳送端有足夠的空間調整功率以因應快衰落突然變嚴重。此參數在使用者移動速度不快時特別需要考慮，因為此時閉迴路功率控制(Close Loop Power Control)機制較能跟得上快衰落的變化，因此傳送端的功率變化會比較劇烈。至於當使用者移動速度很快時，由於閉迴路功率控制根本無法跟上通道快速的變化，因此傳送端功率的變化幅度反而不大，此時會直接提高Required Eb/No 來因應通道的變化。

Max. allowable propagation loss – 當使用者手機發射功率最高時，考慮系統處於

近乎所規劃的滿載的情況時，訊號可以容忍的最大傳播損失(Propagation Loss)。單位為dB。 Coverage probability – 當使用者位在所規劃的涵蓋範圍邊界上，在系統中干擾 強度達到所規劃的上限時，使用者傳送到基地台的訊號品質能滿足系統要求的機率。原因在於當使用者位在涵蓋區邊界上的不同位置時，由於各位置與基地台之間所遭受到的遮蔽衰落(Shadow Fading)情況都不相同，因此訊號所遭受的傳播損失亦不相同。詳細原理將在4-3 說明。

Log-normal fading constant – 在 4-3 將會提到遮蔽衰落的影響大小，在統計上會

呈現一個 Log-normal 的分佈，而此項則是指這個 Log-normal 分佈的均方差

(Standard Deviation)值。此為一量測值，會根據環境不同而有所改變。

Propagation model exponent – 在很簡單的路徑損失(Path Loss)模型中可將路徑

損失的量近似成與距離的某次方成反比，而此項便代表在該環境中，適合此路徑損失模型的次方數。此值亦會隨所考慮的環境而有所不同。

(23)

Log-normal fading margin – 前面提到遮蔽衰落的影響大小會呈現一個 Log-

normal 的分佈，因此若把可容許最大傳播損失的門檻(Threshold)設為平均的遮蔽

衰落加上路徑損失，則當使用者位在涵蓋區邊界時，只有50%的機會能滿足訊號

品質的要求。為了達到Coverage probability 所要求，我們必須在所規劃的最大傳

播損失中，多預留一些空間因應遮蔽衰落的變動。由於遮蔽衰落是呈Log- normal

的分佈，因此在已知 Log-normal fading constant 時，我們便可算出所需要的

Log-normal fading margin。在下一節的範例中將會舉例說明。此項的單位為 dB。

Allowed path loss for cell range – 在考慮所有系統效能限制與所規劃的系統資

源分配後，每個使用者所能夠允許承受的最大路徑損失。此值主要與使用者和基地台間的距離有關，因此透過這個值並配合適當的路徑損失模型，我們便可規劃出這個基地台在滿足各種條件情況下的有效涵蓋半徑為何

(24)

Modulation Scheme QPSK QPSK 16QAM 16QAM 64QAM 64QAM Coding Rate 1/2 3/4 1/2 3/4 2/3 3/4

Transmitter (Mobile)

Max. Mobile Tx Power

[dBm] 30 30 30 30 30 30 a

Mobile Antenna Gain

[dBi] 18 18 18 18 18 18 b

Back Off [dB] 5 5 5 5 5 5 c

EIRP [dB] = a+b-c 43 43 43 43 43 43

Receiver (BS)

d

Thermal Noise Density

[dBm/Hz] = KT -173.933 -173.933 -173.933 -173.933 -173.933 -173.933 e

Noise Figure [dB] 7 7 7 7 7 7 f

Receiver Noise Density

[dBm/Hz] = e+f -166.933 -166.933 -166.933 -166.933 -166.933 -166.933 g Receiver Noise Power

[dBm] -99.2 -99.2 -99.2 -99.2 -99.2 -99.2 h Required SINR [dB] 9.4 11.2 16.4 18.2 22.7 24.4 i Receiver Sensitivity [dBm] -85 -83 -78 -76 -72 -70 j Receiver Interference Power [dBm] = 10 log10(10^(j-i) - 10^h) k -96.14 -95.85 -96.14 -95.85 -96.61 -95.85 BS Antenna Gain [dBi] 15 15 15 15 15 15 l

Cable Loss [dB] 2 2 2 2 2 2 m Max. Allowable Propagation Loss [dB] = d-j+l-m n 141 139 136 134 130 128 Coverage Prob. [%] 95 95 95 95 95 95 Log Normal Fading

Constant [dB] 8.2 8.2 8.2 8.2 8.2 8.2 o Path Loss Exponent 4.117 4.117 4.117 4.117 4.117 4.117 Log Normal Fading

Margin [dB] 9.4 9.4 9.4 9.4 9.4 9.4 p Allowed Path Loss for

Cell Range [dB] = n-p 131.6 129.6 126.6 124.6 120.6 118.6 r

Cell Radius [m] 1612.35 1471.24 1285.56 1177.11 991.61 912.52 BS Antenna Height [m] 30 30 30 30 30 30

Min reuse factor

4.117 ( 3 ) / 6 N S I< 2.36 2.57 3.10 3.26 3.63 3.76 表 3.3.1 鍊路預算範例

(25)

3-4 涵蓋區規劃範例

◆行動通訊系統基地台涵蓋範圍規劃 在此詳細把使用鍊路預算(Link Budget)之流程介紹一下，依據前一節對於每項參數的解釋，逐漸說明如何透過鍊路預算進行基地台涵蓋區域的規劃。此範例參考在3-3 節中表 3.3.1 所列的參數設定。在編列鏈路預算時，首先必須先定義好系統所涵蓋的地區內使用者與環境的特性為何，如此才得已對一些參數做好定義。這裡所考慮的鏈路預算是針對使用者使用QPSK 編碼速率 1/2，且使用者處於低速(30km/hr)的狀況。根據前面對於模擬環境的宣告，我們便可以定義出幾個適當的參數值以反映這樣的環境： Required SIR = 9.4dB → 目前只先針對 QPSK 編碼速率為 1/2 這種調變方式。

Base station antenna gain = 15dB

→ 使用指向性天線，天線增益為 15dB。

Fast fading margin = 0dB

→ 由於使用者移動速度很快，因此快衰落(Fast Fading)變化的非常快，使得閉迴路功率控制無法跟上快衰落的變化，因此傳送端的功率變化並不會隨著快衰落而大幅變動。因此不需要保留額外的空間來因應傳送端發射功率的變化。因為可以藉由鍊路預算來估算系統有效的涵蓋區，因此比如說在估算使用者各項統計值時，必以使用者位在涵區邊緣時的狀況考慮，且同時在系統負載最嚴重的情況下仍能滿足所要求的訊號品質。根據這兩個考量，在規劃鍊路預算時，需考慮使用者以最大傳輸功率發射訊號，並且應考慮系統內的干擾強度達到所規劃承受的最大值。在接下來的運算式中，都將以表2.3.1 中最右側欄位中的代號來代表各個參數對應到的設定值。特別要註明的是，這裡的運算都是以dB 為單位運算。首先在表2.3.1 中最上方的一組參數都與發射端有關，而在傳送端整體等效所發射的訊號功率為 a+b-c = 43 dBm。接下來的一組參數都是與基地台接收端有關，由熱雜訊密度為規劃的出發點。熱雜訊密度與所考慮環境的溫度有關係，這裡我們考慮系統所處環境的溫度約為 293K(20℃)，因此可算出當地的熱雜訊密

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度為： 23 10

10 log (1.38 10

×

−

×

293)

= −

173.9 dB Hz

/

當訊號經過高頻設備時訊號雜訊比會因為高頻元件引入額外的熱雜訊，使得熱雜訊密度等效上增加5dB，因此在接收機高頻設備的訊號輸出端等效的熱雜訊密度便為 –173.9 + 7 = -166.9 (dB/Hz)。考慮接收機的前端濾波器頻寬為 6MHz 時，其強度為： 10

166.9 10 log (6000000)

99.2dBm

−

+

= −

由於根據IEEE 802.16a 的規格之參考數據，所需的 SIR 在 QPSK 編碼率為 1/2 的情況下，為 9.4dB 且 Receiver sensitivity 為-85dBm，我們可以知道所能忍受 最大雜訊干擾強度為-96.14dBm 考慮在基地台接收端高頻設備所造成的訊號增益與損失，配合前面推算出使用者發射端最大的訊號發射功率與基地台在系統滿載時對於訊號強度的最低要求，便可以計算出訊號在通道的傳播過程所能容忍的最大傳播損失(Propagation Loss)為(d)-(j)+(l)-(m) = 141dB。這段可容忍的訊號損失空間是預留給路徑損失 (Path Loss)與遮蔽衰落(Shadow Fading)所將造成的訊號強度損失。

一般而言，傳播損失的效果會區分為三種類型，分別代表真實通道中會造成訊號衰落的不同原因：第一種是路徑損失(Path Loss)，其次是遮蔽衰落(Shadow Fading)，最後則是多路徑衰落(Multi-path Fading)。由於多路徑衰落，或稱為快衰落(Fast Fading)，所造成的影響已在前面提到的”Fast fading margin”所考慮了，因

此剩下分別需要考慮路徑損失與遮蔽衰落所造成的影響。在4-3 節將會提到遮蔽衰落所造成的影響可以模擬成一個 Log-normal 的隨機變數，若我們將所能容忍傳播損失的空間都保留給路徑損失，那麼當使用者位在涵蓋區邊界時，由於傳播損失是路徑損失再加上遮蔽衰落，我們可想而知由於遮蔽衰落效果的存在，使用者所發出的訊號有50%的機率無法滿足系統的要求。在”Coverage probability”這項參數中，我們設定使用者位在涵蓋區邊界時，在考慮遮蔽衰落的影響之下，使用者所發送至基地台的訊號仍應維持 95%的機率能滿足系統對訊號品質的要求，因此我們需要再預留額外的空間以因應遮蔽衰落所造成的訊號強度變動。由於遮蔽衰落的效果可以用 Log-normal 的隨機變數模擬，因此利用 Q- function 便可以找出一個值比此隨機變數 95%的值都來得高，而此值與此隨機變數的平均值便是”Shadow fading margin”。特別要說明的是，在計算此值時還需配合”Log-normal fading constant”，因為 Q-function 一般在查表時所提供的值都是考慮此隨機變數的標準差(Standard Deviation)為 1 的情形。而”Log-normal fading

(27)

constant”所反映的是在該環境中遮蔽衰落的變動幅度，在不同環境中此項的量測

值不見得會相同。根據Q-function 的計算，當需要涵蓋 95%的機率時，邊界值應

該要多增加1.65dB，但由於環境中”Log-normal fading margin”的值為 8，因此我們應該多預留的空間為 1.65 * 8 = 13.2dB。但在表 3.3.1 中只多保留了 9.4dB 而非13.2dB，原因在於因為手機在一開機時會進行基地台選擇”Cell Selection”的動作，因此實際上在所建立的連線中，訊號所遭受到的遮蔽衰落平均起來會比預期的要小，因此我們可以不用預留那麼多的空間。至於可以縮減此空間到什麼程度，則需根據系統模擬的結果再微調才可知。根據前面的說明，我們知道在可容忍的傳播損失空間中要預留一些給遮蔽衰落，此外當使用者位在車輛內時還需考慮”In-car loss”。整理一下可以得知系統最大可容忍的路徑損失為 (o)-(p) = 131.6 dB。由於路徑損失幾乎只與使用者和基地台之間的距離有關，因此透過符合所考慮之模擬環境的路徑損失模型，便可以反算出該基地台在特定系統環境的考慮時，有效的涵蓋半徑。此鍊路預算對於系統建置時的初步規劃有非常大的幫助，但更精確的基地台涵蓋半徑仍需透過完整的系統模擬才有辦法得知。

(28)

第四章系統模擬環境建立

在各種無線通訊的系統，由於多種無線通道(Wireless Channels)的效應

[23][24]。如路徑損失(Path Loss) ，遮蔽衰落(Shadow Fading)，多路徑衰落 (Multi-path Fading)、及在接收天線上之損耗、再加上接收機上因熱所產生的熱效應（Thermal Noise…）彼此錯綜在一起。因此建立一個接近真實的模擬環境是非常重要的，以確保正確的模擬系統的運作情形，。在建立這樣的環境之前，我們需要先瞭解整個系統是處在一個什麼樣的環境中，在4-1 節中將描述我們所模擬的系統所處的環境。在 4-2 ~ 4-4 節中將分別詳細說明這些通道效應的成因，以及模擬的方法。

4-1 模擬環境

首先透過圖4.1.1 來描繪行動通訊系統中，訊號傳播所經過的環境，以及幾個主要造成訊號衰落的原因： 圖 4.1.1 無線傳播環境示意圖 在蜂巢式(Cellular)行動通訊系統中，無論城市鄉村，地表上都有著不同程度的建築物或地形起伏，因此一定要考慮充滿反射物的訊號傳播環境。不論系統是

(29)

被設置在市中心或是郊區，訊號從基地台(Base Station)發射出以後，大多是經過重重反射才得以到達使用者所持有的行動終端設備(Mobile)。事實上，特別在都會區的環境中，基地台與使用者之間是幾乎不可能沒有遮蔽物所阻擋的，代表訊號必然是經過多重反射後才被接收到。一般來說在不同的傳播機制下,對於從發射機到接受端之間的電波,在不同加乘性的特性下,有著下列持性: ․吸收(牆、樹、大氣層) ․反射(Reflection) ․散射(Scattering) ․漫射(Diffraction) 反射(Reflection)，當傳播中的電磁波撞擊一個大小遠大於本身波長的平坦物體時，會有反射的現象。發生的情況通常在地表、建築物及牆壁上。反射物通常都會吸收部分，除了反射(Reflection)之外，電磁訊號的在反射物上的漫射 (Diffraction) ，漫射發生在發射器與接收器之間的傳播路徑被大小遠大於本身波長的緊密結實物體阻擋時造成的，還有使用者的電磁波撞擊到的物體大小與傳播的電磁波波長比較下是差不多或小於波長時，對於電磁波來說受撞擊物體如同多面的反射體所造成散射(Scattering)效應也都會造成訊號劇烈的變動。在圖 4.1.1 中可以看到，訊號在基地台與使用者之間傳播時，會經過幾條主要的反射路徑，而造成這幾條主要反射路徑的物體，則被稱為主要反射物(Dominant Reflector)。由於這些主要反射物通常體積較大且有一定的截面積，因此訊號經主要反射物反射時，同時也會有散射的現象。若是由基地台發出訊號的觀點來看，電磁訊號的波前(Wavefront)事實上可以看成是一個平面而非一個波束(Beam)，因此經過反射後訊號亦將逐漸散開在一定的空間範圍中，我們稱這是訊號傳播的其中一個路徑 (Path)。由這個路徑到達使用者附近的訊號，還會再經過使用者周圍鄰近的反射物(Local Scatterers)折射或是反射後才會被使用者所接收到，如此會造成訊號等效上可能由使用者的四面八方而來，而有散射(Scattering)的效果。這些鄰近的反射物一般只有在使用者終端才比較明顯，因為使用者通常會位在大樓或是街道上，周遭有許多可能造成訊號反射的物體。至於基地台，由於大多設置在較高的位置，相對周遭的傳播環境比較單純，因此鄰近的空間並不容易有明顯的反射物，以致不需要去考慮訊號到達基地台接收端時會有散射的效果。此外，訊號在空間中傳播所受到最主要也是最單純的影響，便是隨著傳播距離越遠，訊號的強度便會越來越弱。以上所提到這些通道效果，可以分成三種不同特性的效果：路徑損失(Path Loss)､遮蔽衰落(Shadow Fading)與多路徑衰落 (Multi-Path Fading)。這三種通道效應與模擬的技術將會在接下來的章節分別描述並說明。

(30)

在進行系統效能模擬時，我們通常會試著將環境變數簡化，但同時又希望兼顧準確性。因此考慮系統所處的真實環境，並使用適合的通道模型，是建立系統模擬環境時非常重要的一個步驟。在UMTS (Universal Mobile Telecommunications System)規格書所提供的參考資料[25]中，依使用者的特性將系統運作環境歸類成

三種典型：

室內/辦公室(Indoor Office Test Environment)

-此環境的特色在於基地台涵蓋範圍小，且訊號傳輸功率低。基地台與使用者幾乎是在室內固定不動的。路徑損失的主要原因來自於牆壁､樓板與金屬結構如隔板或儲櫃等，這些物體亦會造成遮蔽衰落的變化。根據量測的結果，室內的遮蔽衰落變化程度會是 Log-normal 的分佈，而標準差約為 12dB。

室內與室外間移動的行人(Outdoor to Indoor and Pedestrian Test Environment) -在此環境之中，基地台的涵蓋範圍與訊號傳輸功率亦不大。基地台被設置

於室外但樓層不高的位置，使用者則是位在建築物內､街上或是住宅中。當使用者與基地台間有訊號直線傳輸路徑(Line Of Sight, LOS)時，路徑損失大致上會與兩者間距離的平方成反比。但當使用者離基地台更遠一點以致兩者間沒有訊號直線傳輸路徑(Non-LOS)時，且考慮建築物的轉角可能造成訊號的散射，此時路徑損失大致會與兩者間距離的四次方成反比。此

環境中的遮蔽衰落變化經統計是以Log-normal 分佈，且標準差約為 8dB。

在交通工具上(Vehicular Test Environment)

-此環境的特色在於基地台涵蓋範圍大且訊號傳輸功率高。在都會區與市郊的環境中，路徑損失大約會與使用者和基地台間距離的四次方成反比，且遮蔽衰落變化幅度的標準差約為10 dB。在鄉間(Rural)的環境，由於地形變化較平緩，使相同間距時的路徑損失相較於都會或市郊都要來得低。若是在山區，若將基地台佈放於適當的制高點可使路徑損失降至與距離的平方成反比。在系統模擬前先確定所考慮的環境，並搭配合理的系統與使用者參數設定，將能讓系統模擬結果更為準確且更具參考價值。

(31)

4-2 路徑損失模型(Path Loss Model)

很直覺得當電磁波傳播的越遠，訊號損失的越嚴重，因此路徑損失最大的

因素是傳播距離，再加上上一節的一些加成因素加成而成。路徑損失模型是根據 IEEE 802.16a 的貢獻投稿(Contribution)[26]作為參考依據，在載波頻率為 2GHz，

接收機天線高度為 2 公尺高的上傳通道(Uplink)，且根據不同的地形會有不同的參數設定，一共有三種不同地形，種類Ａ是在多崎嶇不平的小山坡地，種類 C 是平坦的平地，種類Ｂ則是介於此兩者之間，也是我們所採用的種類，由表4-2-1 可以得到。 10 0

10 log ( /

)

PL A

= + ϒ

d d

+

s

for

d

0

>

d

10 0 0

20 log (4

/ )

100 (

/ )

10

80

b b b

A

d

m

a bh

c h

m h

m

π

λ

γ

=

−

+

<

b

h

是基地台的高度參數種類Ａ種類Ｂ種類Ｃ a 4.6 4 3.6 b 0.0075 0.0065 0.005 c 12.6 17.1 20 表 4-2-1 不同地形對應之參數

4-3 遮蔽衰落模型

而在Shadowing(或稱 slow fading 慢速衰弱)方面是因為在傳送與接收間有較

大阻隔，但因隨著使用者之移動，會漸漸離阻隔遠去，而沒有了阻隔。

(32)

度統計起來是呈現 Log-normal 的分佈。因此在進行系統模擬且沒有考慮特定地形地物的情況時，我們會用一個呈現 Log-normal 分佈的隨機變數，來產生遮蔽衰落所造成的影響。此隨機變數的標準差則隨著所考慮的模擬環境而有所不同。利用一個 Log-normal 的隨機變數來產生遮蔽衰落的變化在統計上是常用的做法，因隨著使用者的位置不同，雖說就算距離相同，也可能訊號有所不同衰減，但隨著更進一步的研究[50]，發現到在真實環境中量測到的遮蔽衰落變化之數據，在某些方面是有相關性的。總結這些對於遮蔽衰落相關性的研究，可以歸納出兩種遮蔽衰落的相關性類型：自相關特性(Auto-correlation)與交相關特性(Cross -correlation)，這兩種相關特性在系統中所代表的意義各不相同，接下來將會分別說明。 ◆遮蔽效應的自相關模型：遮蔽效應(Shadow Fading)的主要成因來自於訊號傳播的路徑上有遮蔽物的阻擋，這些遮蔽物可能是人造的建築物如高樓大廈，也可能是天然的障礙物如山丘或是森林。透過圖4.3.1 可以說明遮蔽效應的成因： Buildi ng 1 House Base Station Hill User 圖 4.3.1 遮蔽效應示意圖 在圖 4.3.1 中可以看到，若固定基地台和使用者之間的距離，將使用者可能的位置畫成一個圓。在這個圓上的每個位置，由於半徑相同，所以訊號所遭受到

(33)

的路徑損失都會相同。但在實際的環境中，訊號由基地台發射出去時，在每個方向所面臨的地形地物都不相同，可能朝某些方向發射的訊號會遇到障礙物而嚴重衰減，而另一個方向可能因為地形空曠而使訊號並未遭受特別的衰減。這可以說明為何雖然這個圓上的每個位置皆和基地台間的距離相同，但沿著此圓繞一圈所量測到的訊號強度卻會起起伏伏，而這起伏的變化統計起來會呈現 Log-normal 的分佈。由上面對於遮蔽效應的描述，可知遮蔽效應的影響會隨著使用者所處在的位置而有所不同，因此當使用者沒有移動時，該使用者所遭受遮蔽效應的影響是不會改變的。反過來說，當使用者移動時，遮蔽效應便會隨著使用者所處的位置改變而有所變化。前面提到在系統模擬時產生遮蔽衰落是透過一個 Log-normal 的隨機變數，因此在模擬時，每當使用者移動時，以往的做法是再隨機產生一個值做為使用者移動至下一點時所遭受到的遮蔽衰落之影響。但由於使用者的移動速度有限，因此可推知系統在相鄰兩次取樣時間點時，使用者的位置變動並不會太大。將此概念對應到實際的空間環境，代表使用者所看到的遮蔽物並不會在這麼短的時間而有太大的變化，也因此該使用者的訊號強度所遭受到的遮蔽衰落並不應該有太大的變化。此觀點由實際系統中的訊號量測結果亦得到證實，雖然遮蔽衰落於系統中整體的統計特性之標準差並不小，但在短距離的相鄰位置所測得的遮蔽衰落程度之差距並不大。由數學的觀點，我們可能稱遮蔽衰落的變化是與相鄰兩取樣點的距離而有相關性的。由於在短時間內可以將使用者移動的速度視為定值，因此可以將遮蔽衰落與距離的相關性轉變成為與時間的相關性。由於這種相關性指的是同一組使用者與基地台之間的連線，在不同的時間點所遭受到的遮蔽衰落彼此之間具有相關性，因此我們又稱此種相關性為遮蔽衰落的自相關性 (Auto-correlation on Shadow Fading)。

有許多學者或研究人員根據他們的量測結果建立起一些描述此種遮蔽衰落的自相關模型，其中最常被參考使用的便是 Gudmundson 所提出的模型[27]，在 UMTS 規格書中對於系統模擬時所建議的遮蔽衰落自相關模型亦為此模型，接下來將會說明之。在進行系統模擬時，這種模型的應用與否，將會影響到演算法效能評估的結果，這在P. Dassanayake 的研究成果[28]中有詳細的說明。 Gudmundson 根據量測的結果提出的自相關模型如下： 2 | | /

( )

k vT D D

R k

a

σ

ε

=

其中 R(k) 為兩取樣值之間的相關性 σ 為系統中統計遮蔽衰落變化得到的標準差

(34)

k 為兩取樣點所間隔的取樣次數 a 為兩取樣值間之相關常數(correlation coefficient) v 為使用者移動速度 T 為每次取樣的間隔時間 D 為經量測得知該環境之非相關距離(De-correlation Distance) ε 為兩取樣點相距為 D 時之自相關常數值 D 若將非相關距離定義成兩取樣點之相關性降至1/2 時之距離，則 Gudmundson 的自相關模型可以修改成：其中 ρ 為兩取樣點之間的自相關常數值 x + 為兩取樣點所對應的距離(k．T．v) D 為經量測得知該環境之非相關距離 透過Gudmundson 所提出的遮蔽效應自相關模型，我們可以將系統模擬時遮蔽衰落的變化模式更進一步的釐清。首先，由於每個使用者所處的位置都不同，因此透過一個隨機變數產生遮蔽衰落的效果給某個使用者，這個隨機變數的機率分佈是呈 Log-normal 的分佈。當使用者移動至新的位置時，由於位置的改變，因此需要透過隨機變數重新產生一個值做為遮蔽衰落的效果。但這個新產生的值與前一個時間點所產生的值彼此之間是有相關性的，而這個相關性可透過 Gudmundson 所提出的模型找出來。在說明如何藉由前一次的結果來產生下一次的輸出之前，我們先用數學分析來討論當兩個隨機變數具有相同的統計特性 (Normal Distribution)且已知彼此的相關常數時，在已經其中一個隨機變數的值時，另外一個隨機變數的機率分佈會如何隨著這個隨機變數的結果而改變：首先我們假設有兩個隨機變數X､Y，其統計特性為 Normal(Gaussian)分佈，且平均值(mean)與標準差(Standard Deviation)分別為m₁､m₂與σ ､₁ σ 。當已知₂ 隨機變數Y 的值為 y 時，隨機變數 X 的值 x，其條件機率分佈(Conditional PDF) 將不再和原本X 的機率分佈一致，而會透過 X 與 Y 的相關性，將 Y=y 的影響引入。

|

ln 2

( )

x

D

x

e

ρ

+

=

−

+

(35)

因此當已知 Y=y 時，隨機變數 X 的機率分佈仍然會維持 Normal(Gaussian) 分佈的特性，但平均值與標準差會隨著y 的值而有所不同。當我們考慮隨機變數 X 與 Y 是同一個隨機程序(Random Process)在不同時間點的輸出時，代表 X 與 Y 的平均值與標準差是相同的，並考慮遮蔽衰落的變化平均為零，則經過所推導得到的結果便可化簡為： , 2 2 ,

(1

)

x y x y

mean

y

STD

ρ

σ

ρ

=

×

=

−

透過理論推導的結果，可以知道在系統模擬時要如何產生遮蔽衰落的自相關特性。方法便在於每次使用者移動後要產生新的遮蔽衰落效果時，仍然是透過一個 Log-normal 的隨機變數來產生，但這個隨機變數的平均值與標準差必須要考慮前一個時間點使用者遭受遮蔽衰落影響的大小(y)，而新的平均值與標準差之算法則如同上面式子所示。用此方法產生使用者在新的位置所遭受到的遮蔽衰落 (x)，便可以確保其統計特性會與真實環境中量測到的結果一致。而加入此自相關模型以產生遮蔽衰落的效果，將可使系統模擬的結果更接近於真實的情況。 ◆遮蔽效應的交相關模型：在前一個小節中說明遮蔽衰落的自相關效應是由於使用移動速度有限，使得使用者在鄰近的位置所遭受到遮蔽衰落影響程度彼此間有相關性，而這個相關性是源自於現實環境中的遮蔽物在空間上是連續的，因此使用者在鄰近的位置所看到的地形地物是差不多的。我們稱這樣的現象導致使用者與某一基地台之間傳送的訊號在不同的時間點所遭受到的遮蔽衰落彼此之間具有相關性，而此種相關性被稱為遮蔽衰落的自相關性。基於類似的理由，接下來將說明遮蔽衰落的交相關性。前面提到，真實環境中的遮蔽物在空間上具有連續性，這可以說明不同的訊號若是從相同的方向收到時，這些訊號所經過的傳播空間在某種程度上是相重疊的，也因此這些訊號在傳送時因為遮蔽物而遭受到的遮蔽衰落在某種程度上會將具有相關性。這種相關性來自於訊號傳播時所共同經過的空間，因此這種相關性的強度會隨著不同訊號所共同經歷過的傳播空間重疊性越高而越強。由於這種相關性存在於某個時間點，某個使用者與不同基地台間傳送的訊號所各自遭受到的遮蔽衰落彼此間會有相關性。換句話說，這是在某個時間點中，不同的連線所遭受遮蔽衰落彼此間的相關性，因此我們稱此為遮蔽衰落的交相關性(Cross-correlation on Shadow Fading)。

(36)

為了在系統模擬時將遮蔽衰落的交相關性加入，許多學者發展出不同的方法。在Viterbi 所提出的方法[29]中，簡單的將使用者至不同基地台連線間所遭遇的遮蔽衰落分成了兩個部份。其中一個部份是每個連線所共同遭受到的遮蔽衰落影響，用來描述在所有訊號會共同經過使用者附近的訊號傳播環境。另一個部份則是每個連線各自用隨機變數產生的結果，用來描述大環境的地形地物變化。這樣的作法在系統模擬時很容易實現，但也把傳播環境中的遮蔽效應的變化太過簡化。此外，Klingenbrunn 亦發展出一套方法，將接收訊號的入射角與遮蔽衰落的交相關程度建立起關聯[30]。此種方法考慮到入射角越接近的訊號，所經過的傳播空間相似性越高，因此兩者所遭受到的遮蔽衰落彼此間的相關性便越高。此種方法更仔細的考慮了傳播空間中不同方向的遮蔽物所造成的不同效果，這可使系統模擬出的結果更具有參考價值，因此在我們的系統模擬平台中採用了此種模型。接下來會說明此模型所考量的狀況，與系統模擬時的實現方法。首先用圖 4.3.4 來說明此交相關模型考量的出發點。 圖 4.3.4 遮蔽衰落的交相關性 圖 4.3.4 可看出：當兩個基地台相對於使用者的方向角越接近時，由兩基地台所發射出的訊號所經過的傳播空間相似程度便越高，因此所遭遇到的遮蔽衰落彼此間的相關性也越高。而這樣的描述在存在多路徑訊號傳播時一樣成立。根據在真實環境中量測而得到結果，而整理出下列的關係式：

0.8 | | /150

| | 60

( )

0.4 | | 60

o o

if

θ

ρ θ

θ

−

≤

⎧

= ⎨

>

⎩

(37)

其中 ρ 為兩訊號傳送時所遭受的遮蔽衰落彼此間的相關常數 θ 為兩基地台方向角的差藉由使用者與各基地台的座標位置，我們可以解算出各基地台所發出的訊號所遭受到的遮蔽衰落，兩兩之間的相關常數(Correlation Coefficient)。有了這些參數以後，我們便可以在系統模擬時產生具有此種相關效果的遮蔽效應。在說明如何產生此效果之前，必須要先說明一些將會被使用到的數學模型。接下來要說明的是，藉由產生一組彼此獨立(Independent)的隨機變數，如何將其轉變成為一組彼此具有特定相關性的隨機變數。首先我們產生一組常態 (Normal)分佈的隨機變數x x₁, ....₂ x ，其中每一個隨機變數的平均值皆為零，且標N 準差為σ 。我們希望能透過這組隨機變數的線性組合而得到另外一組隨機變_X 數，其關係為：

Y CX

=

其中 X 與 Y 分別指兩組隨機變數x x₁, ....₂ x 與N y y1, ....2 y 。而 C 則是加權矩陣N (Weight Matrix)，我們現在的目標便是解算出加權矩陣 C，使得 Y 裡面每個隨機變數之間符合特定的相關性，且X 和 Y 中每個隨機變數的標準差相同。由於 Y=CX 且 X 裡面的每個隨機變數彼此間為獨立，可知 Y 陣列的相關性矩陣(Correlation Matrix)可以寫為：

T

CC

Γ =

此外，由相關性矩陣的定義可知： 12 1 21 2 1 2

1

N N N N

ρ

⎡

⎤

⎢

⎥

⎢

⎥

Γ =

⎢

⎥

⎢

⎥

⎢

⎥

⎣

⎦

"

#

%

#

"

其中ρab代表Y 陣列中第 a 項與第 b 項間的相關常數，因此在上面這個式子我們可以發現當a=b 時，ρab=1。給定 Y 的相關性矩陣，我們便可以得到Γ，並進一步解算出 C。由於_{Γ =}_CCT_{，因此解算} _{C 的流程將會是一個 Cholesky}

(38)

前面所提的遮蔽衰落交相關模型，和這裡所描述的數學模型相結合便提供我們一個產生具有交相關特性遮蔽衰落的方法：首先定義出每個使用者要考慮連線的基地台數量N，透過常態(Normal)分佈的隨機變數產生一組 N 個值的陣列 X，其中每個值皆為獨立產生。藉由使用者與每個基地台的座標位置換算出基地台兩兩間的方位角差，並透過交相關模型可找出每條連線中遮蔽衰落兩兩間的相關常數，這些相關性常數便可組合成 Y 的相關性矩陣Γ，其中 Y 便是我們最後希望得到的陣列。由前面的數學模型可知，藉由Cholesky Factorization 可以由Γ中解算出加權矩陣 C。將矩陣 C 與之前產生的陣列X 相乘，便可以得到陣列 Y，且陣列 Y 中的每一個數彼此間的交相關性皆符合Γ的特性。其它的學者對於遮蔽衰落交相關效應亦進行了許多研究，在 Mawira 的文章 [32]中提到了另一種交相關模型，而在 Sorensen 的文章中[33]則提出一個適合在小型都會區使用的交相關模型。 ◆ 結合遮蔽衰落的自相關與交相關特性在過去所進行的研究當中，系統模擬時很少同時考慮遮蔽衰落的兩種相關特性，這裡我們考慮了一個特別的方法來結合這兩種遮蔽衰落的相關特性，並且在文獻中找到了相關的理論推導來印證我們的想法是正確的。在系統模擬時，使用者與各基地台間的傳送訊號所遭受到的遮蔽衰落會因為使用者移動而改變，故每個連線所遭受到的遮蔽衰落在不同時間的影響彼此間具有相關性(自相關)。同時這些連線在每個時間點所遭受到的遮蔽衰落彼此間亦有相關性(交相關)。為了結合此兩種效果，我們發展出了下面的方法：假設一個使用者同時會接收到 N 個基地台的訊號，因此我們需要產生 N 個遮蔽衰落的值給每一條連線。於是我們透過一個常態(Normal)分佈的隨機變數，獨立產生N 個值，我們稱為遮蔽衰落的種子(Seed)值。由於這 N 個值彼此獨立，因此在每個時間點真正的遮蔽衰落值會是由這 N 個種子值配合遮蔽衰落交相關模型所解算出來。而這N 個種子值亦會隨著時間而改變(因為使用者移動)，每個值隨時間的變化皆符合其自相關的特性。