可提供定電壓與定電流輸出之儀器用交換式電源供應器

發明專利說明書

※申請案號：

※申請日期： ※ＩＰＣ分類：

一、發明名稱：(中文/英文)

可提供定電壓與定電流輸出之儀器用交換式電源供應器 二、申請人：共 人

指定 為應受送達人

三、發明人：

◎專利代理人：

四、聲明事項

□主張專利法第二十七條第一項國際優先權：

□主張專利法第二十九條第一項國內優先權：

□ 主張專利法第二十六條微生物：

□ 熟習該項技術者易於獲得，不須寄存

五、中文發明摘要：

一種具有零電壓切換脈波寬度調變(zero-voltage- switching pulse-width modulation，ZVS-PWM)技術的 儀器 用換式電源供應器(switching-mode

instrumentation powersupply，SMIPS)。該 ZVS-PWM SMIPS 在輸出電壓/電流可調整下有能力提供定電壓或定 電流輸出；控制方法為利用電壓可調控制裝置(voltage- adjust control，VAC)與電流限制控制裝置(current- limit control，CLC)來達成上述目地，並在輸出端利用 高效率的線性電壓調節器(linear voltageregulator，

LVR)來做電壓調節。

六、英文發明摘要：

七、指定代表圖：

（一）本案指定代表圖為：

（二）本代表圖之元件代表符號簡單說明：

八、本案若有化學式時，請揭示最能顯示發明特徵的化學式：

九、發明說明：

[圖式簡單說明]

[0011]第1圖為傳統的交換式電源供應器；

[0012]第2a圖為具有零電壓切換脈波寬度調變(ZVS-PWM) 技術之交換式儀器用電源供應器(SMIPS)的方塊圖；

[0013]第2b圖為具有零電壓切換脈波寬度調變(ZVS-PWM) 技術之交換式儀器用電源供應器(SMIPS)的簡化電路圖；

[0014]第2C圖為零電壓切換脈波寬度全橋(ZVS-PWM-FB) 轉換器的主要功率級；

[0015]第3圖為SMIPS在定電壓與定電流模式下的輸出特 性；

[0016]第4圖為本發明之SMIPS之系統控制架構方塊圖；

[0017]第5a圖為SMIPS在定電流模式下的電流可調控制方 塊圖；

[0018]第5b圖為SMIPS在定電流模式下的小訊號等效模 型；

[0019]第5c圖為SMIPS在定電流模式下的數學模型；

[0020]第6a圖為SMIPS在定電壓模式下的電壓可調控制方 塊圖；

[0021]第6b圖為SMIPS在定電壓模式下的數學模型；

[0022] 第7圖為ZVS-PWM轉換器中I _P 、V _P 與V _AB 的波 形圖；

[0023]第8圖為ZVS-PWM SMIPS實體電路圖；

[0024] 第9a圖為V _o =10/I _O =10A時，主電流I _P 與電 壓V _AB 的電流、電壓波形圖；

[0025] 第9b圖為V _O =30/I _o =4.5A時，主電流I _P 與電 壓V _AB 的電流、電壓波形圖；

[0026]第10圖為在特定輸出電壓下，電源效率對負載電 流示意圖；

[0027] 第11a圖為在定電壓模式下的輸出電壓調節示意 圖(V _o =50V)；

[0028] 第11b圖為在定電流模式下的輸出電流調節示意 圖(I _o =10A)。

[0001]本發明係有關於一種儀器用交換式電源供應器，

可提供定電壓輸出或定電流輸出，並確保系統的低功率 損耗與高效率電源輸出。

[0002]一般待測物廣泛使用交換式電源供應器

(switching powersupply)提供所需電源。在傳統上提供 待測物所需之電源供應器多是用線性式電源供應器。線 性式電源供應器常用於可提供定電壓或定電流的儀器用 電源供應器之中，並且提供如低漣波雜訊(low ripple noise)、低電磁干擾(low EMI)、良好調節特性與容易控 制等多項優點。雖然線性式電源供應器已在市場上廣為 一般使用者所接受，但它仍有一些缺點如：功率損耗大 與電源效率低。再者，由於儀器用電源供應器的體積龐 大且效率不高，因此利用交換式技術(switching- modetechnique)來製作儀器用電源供應器已成為必然之 趨勢，並以此提升電源密度和電源效率。

[0003]傳統的交換式電源供應器如第1圖所示，係利用迴 路的導通及截止反覆變化時，將輸入電壓整流濾波後之 直流電壓做一定的頻率切換，其結果再加以濾波，即可 得到一固定的輸出電壓。

[0004]一般而言，交換式電源供應器都是屬於高頻的電 子裝置，其工作頻率目前大部分處於20KHz至200KHz之 間。在系統電路中，其功率開關，如電晶體或金氧半場 效電晶體(MOSFET)，會工作於飽和(Saturation)與截止 (cut off)之特性區域中。而傳統的線性式電源供應器統 常使用工作在線性區域的電晶體，用它來做變阻器，以 調節不穩定的輸入電壓。在這種型式的電路中，被動元 件必須承受隨負載而改變的電流，一旦輸入電壓發生變 化或是負載突然增加，則被動元件所消耗的功率也隨之 變化或增加。因此，整個系統損失之功率也隨之提高，

而效率則隨之下降。然而交換式電源供應器並非完全工 作於線性區域之中，所以，即使輸入電壓範圍變化甚 廣、負載變化甚大，仍可獲得比線性式電源供應器更高

之效率。

[0005] 現今較廣為使用的交換式技術為脈波寬度調變 (pulse-Width modulation,PWM)和諧振(resonance)。但 由於交換損失高且電磁干擾相當嚴重，因此限制住了PWM 轉換的使用，並使PWM轉換無法適用於儀器用交換式電源 供應器(switching-mode instrumentation power supply,SMIPS)中 ^。 而將諧振的觀念應用於電源轉換，

造就了在電源交換中的零電流切換(zero-current- switching,ZCS)和零電壓切換(zero-voltage-

switching,ZVS)；並且對高電源密度、高效率、低雜訊 的電源供應器發展指引了一條明路。現今被廣泛使用的 諧振轉換技術包括串聯諧振(series-resonance)、並聯 諧振(parallel-resonance)和半諧振(quasi-

resonance,QRC)，其中QRC轉換由於有高電壓／電流應 力，並因而限制了在它實際上的使用，所以QRC轉換不適 合與其他一般的轉換器並用。現今，利用ZVS-PWM技術是 提升電源密度並同時保持高效率的較佳策略；因為ZVS- PWM技術結合了先前PWM低傳導損耗，與QRC在電源交換中 的零電壓／電流交換的優點。目前市面上已有各種ZVS- PWM雛形被發表出來，以提供高可靠度與高效率的電源供 應於各種應用中。

[0006]有鑑於此，本發明的提出了融合了ZVS-PWM技術，

用全橋轉換器(full-bridge,FB)構成的SMIPS模組。本發 明所提出的SMIPS是在輸出電壓／電流可調下有能力提供 定電壓(constant-voltage,CV)與定電流(constant- current,CC)的輸出。其中的控制方法是利用電壓可調控 制裝置(voltage-adjustcontrol,VAC)與電流限制控制裝 置(current-limit control,CLC)的迴路來達成。在輸出 端利用高效率的線性電壓調節器(linearvoltage

regulator,LVR)來做電壓調節。

[0007]根據上述之目的，本發明提出一種儀器用交換式 電源供應器，可提供定電壓輸出或定電流輸出，包括：

(1)一全橋轉換器裝置100，將一相對高直流電壓轉換成 一相對低直流電壓，該全橋轉換器裝置並包括一回授電 壓輸入端；(2)一線性電壓調節裝置102，將該相對低直 流電壓做出反應，以轉換成該交換式電源供應器的輸出 電壓，該線性電壓調節裝置並提供一控制電壓的輸出，

該線性電壓調節裝置包括：一兩段式切換開關122，用以 一第一輸入訊號和一第二輸入訊號間做切換；一線性電 壓調節器112，用以對輸出負載電流的變動作適當調整，

並產生該控制電壓；(3)一電壓可調控制裝置104，用以 控制該交換式電源供應器在定電壓模式下操作，該電壓 可調控制裝置對該交換式電源供應器的輸出電壓做出反 應，以輸出該第一輸入訊號至該兩段式切換開關；(4)一 電流限制控制裝置106，用以控制該交換式電源供應器在 定電流模式下操作，該電流限制控制裝置對該交換式電 源供應器的輸出電壓做出反應，以輸出該第二輸入訊號 至該兩段式切換開關；(5)一放大器110，將該線性電壓 調節裝置所提供之該控制電壓，與一參考電壓做比較，

以輸出一誤差電壓；(6)一光耦合器112，用以接受該放 大器所提供之該誤差電壓，以光耦合方式輸出一光耦合 電壓；以及(7)一零電壓切換脈波寬度調變器114，用以 接受該光耦合器所提供之該光耦合電壓，以輸出一回授 電壓至該全橋轉換器裝置之該回授電壓輸入端，藉以提 升電源密度並保持高電源效率。而該交換式電源供應器 更進一步包括一適應性參考電壓隨耦器108，以提供該放

大器所需之該參考電壓。

[0008]為使本發明之上述目的、特徵和優點能更明顯易 懂，下文特舉一較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細 說明如下：

圖式簡單說明

[0009]第1圖為傳統的交換式電源供應器；

[0010]第2a圖為具有零電壓切換脈波寬度調變(ZVS-PWM) 技術之交換式儀器用電源供應器(SMIPS)的方塊圖；

[0011]第2b圖為具有零電壓切換脈波寬度調變(ZVS-PWM) 技術之交換式儀器用電源供應器(SMIPS)的簡化電路圖；

[0012]第2C圖為零電壓切換脈波寬度全橋(ZVS-PWM-FB) 轉換器的主要功率級；

[0013]第3圖為SMIPS在定電壓與定電流模式下的輸出特 性；

[0014]第4圖為本發明之SMIPS之系統控制架構方塊圖；

[0015]第5a圖為SMIPS在定電流模式下的電流可調控制方 塊圖；

[0016]第5b圖為SMIPS在定電流模式下的小訊號等效模 型；

[0017]第5c圖為SMIPS在定電流模式下的數學模型；

[0018]第6a圖為SMIPS在定電壓模式下的電壓可調控制方 塊圖；

[0019]第6b圖為SMIPS在定電壓模式下的數學模型；

[0020] 第7圖為ZVS-PWM轉換器中I _P 、V _P 與V _AB 的波 形圖；

[0021]第8圖為ZVS-PWM SMIPS實體電路圖；

[0022] 第9a圖為V _o =10/I _O =10A時，主電流I _P 與電 壓V _AB 的電流、電壓波形圖；

[0023] 第9b圖為V _O =30/I _o =4.5A時，主電流I _P 與電 壓V _AB 的電流、電壓波形圖；

[0024]第10圖為在特定輸出電壓下，電源效率對負載電 流示意圖；

[0025] 第11a圖為在定電壓模式下的輸出電壓調節示意 圖(V _o =50V)；

[0026] 第11b圖為在定電流模式下的輸出電流調節示意 圖(I _o =10A)。

主要元件符號說明

[0027]100．．．全橋轉換器裝置 [0028]102．．．線性電壓調節裝置 [0029]112．．．線性電壓調節器 [0030]122．．．兩段式切換開關 [0031]104．．．電壓可調控制裝置 [0032]106．．．電流限制控制裝置 [0033]108．．．適應性參考電壓隨耦器 [0034]110．．．放大器

[0035]112．．．光耦合器

[0036]114．．．零電壓切換脈波寬度調變器 實施例：

[0037]本發明所提出之具有零電壓切換脈波寬度調變 (ZVS-PWM)技術之交換式儀器用電源供應器(SMIPS)方塊 圖與簡化線路圖分別如第2a圖、第2b圖所示，第2C圖為 零電壓切換脈波寬度全橋(ZVS-PWM-FB)轉換器114用在交 換式儀器用電源供應器之主要功率級。由於在電壓及電 流迴路中之放大器是不可能同時操作，因此對於任何負

載電阻，電源供應器不是當作定電壓供應器、就是當作 定電流供應器。而本發明會根據負載電阻，自行切換該 交換式儀器用電源供應器是當作定電壓電源供應器或定 電流電源供應器。其操作原理詳述如後。

[0038] 在定電壓與定電流的兩種操作模式中，根據輸出 電壓設定及輸出電流設定的比例與輸出負載阻抗的關 係，本發明會自動切換輸出的操作模式。第3圖說明了理 想定電壓與定電流供應器的輸出特性。輸出負載開路(R

L =∞)，輸出電流I _O =0及V _O⁼ V _SET ，其中V _SET 為前 板設定控制電壓。當供應器輸出端有負載時，輸出電流 增加，而輸出電壓維持固定；第3圖之D點代表了典型的 定電壓操作點。再者，減少負載電阻即增加輸出電流，

輸出電壓仍維持固定，直到輸出電流達到I _SET 其中I

SET 為前板設定控制電流;在此情況下電源供應器自動將 操作模式由定電壓源切換成定電流源。若繼續減少負載 電阻值，則輸出電壓開始下降，輸出電流維持固定，第3 圖之B點代表了典型的定電流操作點。再繼續減少負載電 阻值，則輸出電壓持續下降，輸出電流仍然維持固定，

最後輸出短路，I _O =I _SET 、V _O =0。相反的，逐漸改 變輸出負載從輸出短路到開路，則第3圖定電壓與定電流 電源供應器的操作軌跡將反向位移。

[0039] 在任何過負載條件下全範圍保護在定電壓與定電 流電源供應器設計原理中式顯而易見的，因為所有的負 載條件所引起的輸出端過負載都在第3圖操作軌跡中。不 論是定電壓操作或定電流操作，過當的V _SET 與I _SET 選 擇可確保負載裝置最佳的保護，有如電源供應器全範圍 保護一樣。

[0040] 通過原點的虛線斜率與電源供應器輸出端負載阻 抗成正比。負載阻抗的臨界值定義為 (1)前板電壓及 調節電流允許臨界阻抗從0~∞中設定為想要的值。如果R

L ＞RC，則電源供應器為電壓源在定電壓模式操作；反 之，若R _L ＜R _C 則電源供應器定電流模式操作。

[0041] 第4圖為本發明之儀器用交換式電源供應器之系 統控制架構方塊圖。其中ZVS-PWM控制器114被VAC104和 CLC106所控制，以維持該電源供應器的輸出為定電壓模 式或定電流模式。具有高效率之LVR112設置在輸出端以 做電壓調節。在此LVR112為增強型MOSFET。由於適應性 參考電壓隨耦器108(Adaptive Reference Follower，

ARF)的原因，所以該MOSFET具有可適應性調節之汲極-源 極電壓。該ARF108提供電流感測之電壓V _R3 去跟隨 (follow)電壓V _s ，用以保持閘極-源極的電壓在可接受 的範圍內，使得在電壓調節期間提供了低汲極-源極電壓 V _DS 。意即V _DS 會隨著輸出負載電流I _o 增加而變小，

而穩態時V _S =V _R3 。因為I _o 越大、V _SA 越大，則V

R3 也越大，所以V _S 越大則V _DS 越小，因此解決了 LVR112高輸出負載電流I _o 則線性高消耗的問題。其中V

S 是依據所感應到的電流來自LVR112之電壓；而V _R3 是 依據瞬間感應電流與負參考電壓源（在此為-10V）的電 壓值，關係式如下：

[0042]

[0043]關於本發明在定電流模式下的電流限制控制原 理、定電壓模式下的電壓可調控制原理、SMIPS的數學分 析、以及ZVS-PWM實際電路與量測結果分別詳述如後。

[0044] 一、定電流模式下的電流限制控制原理參考第4 圖，差動放大器Amp從電流感測電阻R _S 偵測輸出電流，

當輸出電流為極大值時，Amp的輸出端V _SA 的最大電壓為 10V。此時V _SA 與EA ₂ 之電流限制參考電壓做比較。電 流限制參考電壓V _R2 範圍從0~10V。當V _SA >V _R2 時，

意即當輸出電流超過所設定的輸出電流值時，V _I

=Vg;EA ₂ 的輸出端電壓值變得比較原先值要還低，因而 減少後即調節器的驅動。限制輸出電流直到V _SA =V _R2 時，精確的電流調節率才可達到。利用本發明此機制，

輸出電流會線性地追蹤電流可調控制器從零至最大的輸 出電流。如果輸出電流下降至電流限制設定點時，V ₁ 為高位準，此時VAC104電路將會動作去控制輸出為電壓 模式。

[0045] 第5a圖所示為第4圖在定電流模式下的電流可調 控制方塊圖，其中R _L ＜R _C ，且V _g 耦合至CLC106的輸 出切換點2。當感應電流流經G ₂ 去改變V _s ，且經由 CLC106以獲得伴隨電壓V _R3 時，V _g 處於選定的定電壓 範圍內以維持輸出端定電流，因此可獲得依據負載改變 的具電流可調之定電流輸出。第5b圖與第5c圖所示分別 為第5a圖在定電流模式下，小訊號等效模型與數學模 型。

[0046] 一、定電壓模式下的電壓可調控制原理參考第4 圖，當在定電壓模式操作時，V ₁ 為高位準電位，且V _V

＝V _g ，導致CLC106不動作而VAC104動作。當輸出電壓 上升時，因為EA1的負輸入端電壓值比正輸入端要高，所 以V _v 與V _g 電壓下降（此時V _V ＝V _g ），以致減少流 過後級LVR112上的輸出電流，如此輸出電壓才會調節至 正比於參考電壓V _R1 的輸出電壓。R3與R4構成輸出電壓 的分壓網路，致使最大V _R1 ＝10V時產生輸出電壓為最 大。如此，輸出電壓線性的追蹤VAC104從零到最大的輸 出電壓。

[0047] 第6a圖所示為第4圖在定電壓模式下的電壓可調 控制方塊圖，其中R _L ＞R _C ，且V _g 耦合至VAC104的輸 出切換點1。當感應電流流經G ₂ 去改變V _s ，且經由 CLC106以獲得伴隨電壓V _R3 時，V _g 為來自VAC104的可 選擇參考電壓以維持輸出端定電壓，因此可獲得依據負 載改變的具電壓可調之定電壓輸出。第6b圖為在定電壓 模式下的數學模型。

[0048] 一、SMIPS的數學分析第2b圖中ZVS-PWM轉換器所 述i _P 、V _P 與V _AB 的波形圖如第7圖所示。其中在半週 期內的有效工作週期(Validdutycycle)D _eff 僅於時間t

1 至t ₂ 之間。

[0049]

[0050] 其中D為PWM控制器的工作週期，△D為由於ZVS所 縮減的工作週期，f _S 為切換頻率，n為圈數比，LO為濾 波電感，LR為諧振電感。如果考量SMIP中的有效工作週 期擾動量 _eff 可由下式表示：d _eff =D _eff + _eff (4)根據小訊號及電路模型的分析，以及因為輸入電壓 Vin為固定常數，忽略輸入電壓對工作週期調變效應

v ，所以，可以簡化在D _eff 的有效工作週期擾動量

eff 如下：

[0051]

[0052] 其中 _i 是由於i _Lo 的變化造成， 為D的小 量變化，以及 _v 是由於Vin的變化造成。由第5b圖可得 輸出濾波電感電流對有效工作週期之轉移函數為其中α=R

esr1 [R _L R _esr2 ＋(R _esr2 ＋R _L )(R _S ＋R _DS ）]C

o1 c _o2 (9)b=(R _L ＋R _S ＋R _DS )R _esr1 C _o1 ＋[R _L R

esr2 ＋(R _esr2 ＋R _L )(R _S ＋R _DS )]C _o2 (10)c=[R

esr1 (R _esr2 ＋R _L )＋R _L R _esr2 ＋(R _esr2 ＋R _L )(R

S ＋R _DS )]C _o1 C _o2 (11)以及d=(R _esr1 ＋R _L ＋R _S

＋R _DS )C _o1 ＋(R _esr2 ＋R _L )C _o2 (12)由第5式至第8 式，可得濾波電感電流對工作週期之轉移函數為

[0053]

[0054]

[0055]由第5b圖可得阻抗 [0056]

[0057]因此在定電流模式下的功率級增益為 [0058]

[0059] 感測電流對輸出電感電流的轉移函數G _b (S)為 [0060]

[0061]感測電流對二次輸出電壓的轉移函數F(S)為 [0062]

[0063]放大器的輸出電壓對感測電流的增益A(S)為 [0064]

[0065] 光耦合器的增益G _d (S)為 [0066]

[0067]其中CRT為光耦合器的電流轉移比。

[0068] PWM的增益K ₄ 為 [0069]

[0070] 其中V _D 為鋸齒波v _D 之峰值電壓。

[0071] 放大器EA ₄ 的增益為 [0072]

[0073]根據第20式和第6至17式可得工作週期對光耦合器 的輸出電壓轉移函數為

[0074]

[0075] EA ₁ 的增益為 [0076]

[0077]在此定義 [0078]

[0079] 以及電流開迴路轉移函數為T _I,open (s) ⁼ Gg (s)×K ₂ +A(s))Kl (26)利用數學工具模擬T ₁ , _open (s)可得電流補償器

[0080]

[0081] 所以必迴路轉移函數T _1,open (s)為T1, _closed (s)=G _ICO (s) × Gg(S) × K ₂ +A(s)) (28)其中電流補 償器為

[0082]

[0083]整個必迴路電流增益為 [0084]

[0085]由第6圖可得 [0086]

[0087] 令 _RI =0，開迴路電壓增益為T _v,open (s)=T _I (s)×G _h (s) (32)利用Matlab模擬可得

[0088]

[0089] 所以電壓迴路閉迴路轉移函數為T _v,closed (s)

=G _vco (s)×T ₁ (s)×G _h (s) (34)四、ZVS-PWM實際電路 與量測結果本實際電路實施例將規格訂為P _o =500W,I _o

=0~10A,V _o =0~50V以及Vin=380±20V _dc 。同時選擇工作 週期D _eff 為0.35，圈數比N=N _S /N _P =5/23=0.217，以 及主電流I _P,max =I _O,max N=2.17A。由於臨界主電流同 時為L _R 的函數，因此可重複實施以核對結果。首先使 ZVS發生於輸出電流高於I _O,critical =4.6A，而要求的主 電流為I _P,critical =N×I _O,critical =1.0A，諧振電感L _R 由L _R =C _S V _in² /I _P-S² 得LR=80μH。工作頻率f _s

=100KHz，等效諧振電容C _R =654pF，而輸出濾波電感L _O

=30μH，電流感應電阻R _S =20mΩ。

[0090] 五、發明說明(14)在此使用UC3879當作ZVS-PWM 控制器114，具有低R _DS , _ON =55mΩ的增強型MOSFET IRF150當作LVR112，電路圖如第8圖所示。第9圖為主電 流I _P 與轉移電壓V _AB 的電流、電壓波形圖，由圖中可 清楚的看出主電流與預測的極為接近。第10圖表示出當 輸出電壓分別為10V、20V和30V時對單一AC/DC模組的電 源分佈，以電源效率對負載電流表示。第11圖為輸出調 節維持在±0.2%範圍內。

[0091]本發明雖以一較佳實施例揭露如上，然其並非用 以限定本發明，任何熟習此項技藝者，在不脫離本發明 之精神和範圍內，當可做些許的更動與潤飾，因此本發 明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

十、申請專利範圍：

1.一種儀器用交換式電源供應器，可提供定電壓輸 出或定電流輸出，包括：一全橋轉換器裝置，將一相對 高直流電壓轉換成一相對低直流電壓，該全橋轉換器裝 置並包括一回授電壓輸入端；一線性電壓調節裝置，將 該相對低直流電壓做出反應，以轉換成該交換式電源供 應器的輸出電壓，該線性電壓調節裝置並提供一控制電 壓的輸出，該線性電壓調節裝置包括：一兩段式切換開 關，用以在一第一輸入訊號和一第二輸入訊號間做切 換；一線性電壓調節器，用以對輸出負載電流的變動作 適當調整，並產生該控制電壓；一電壓可調控制裝置，

用以控制該交換式電源供應器在定電壓模式下操作，該 電壓可調控制裝置對該交換式電源供應器的輸出電壓做 出反應，以輸出該第一輸入訊號至該兩段式切換開關；

一電流限制控制裝置，用以控制該交換式電源供應器在 定電流模式下操作，該電流限制控制裝置對該交換式電 源供應器的輸出電壓做出反應，以輸出該第二輸入訊號 至該兩段式切換開關；一放大器，將該線性電壓調節裝 置所提供之該控制電壓，與一參考電壓做比較，以輸出

一誤差電壓；一光耦合器，用以接受該放大器所提供之 該誤差電壓，以光耦合方式輸出一光耦合電壓；以及一 零電壓切換脈波寬度調變轉換器，用以接受該光耦合器 所提供之該光耦合電壓，以輸出一回授電壓至該全橋轉 換器裝置之該回授電壓輸入端，藉以提升電源密度並保 持高電源效率。

2.如申請專利範圍第1項所述之交換式電源供應器，

更進一步包括一適應性參考電壓隨耦器，以提供該放大 器所需之該參考電壓。

3.如申請專利範圍第1項所述之交換式電源供應器，

其中該線性電壓調節器為一增強型MOSFET。

4.如申請專利範圍第1項所述之交換式電源供應器，

其中該兩段式切換開關為一二極體。

5.如申請專利範圍第2項所述之交換式電源供應器，

其中該增強型MOSFET係操作於線性區。

十一、圖式：