行政院國家科學委員會專題研究計畫 成果報告
高效能高電壓直流電源供應器研製 研究成果報告(精簡版)
計 畫 類 別 ： 個別型
計 畫 編 號 ： NSC 100-2221-E-011-009-
執 行 期 間 ： 100 年 08 月 01 日至 101 年 07 月 31 日 執 行 單 位 ： 國立臺灣科技大學電機工程系
計 畫 主 持 人 ： 楊宗銘
計畫參與人員： 碩士班研究生-兼任助理人員：張庭瑋 碩士班研究生-兼任助理人員：蕭智文 碩士班研究生-兼任助理人員：葉維珊 博士班研究生-兼任助理人員：陳銘輝
報 告 附 件 ： 出席國際會議研究心得報告及發表論文
公 開 資 訊 ： 本計畫可公開查詢
中 華 民 國 101 年 08 月 16 日
中 文 摘 要 ： 本計畫提出之電路架構基於對稱式 Cockcroft-Walton 倍壓器 之高昇壓比特性，無須使用昇壓變壓器即可獲得一高電壓輸 出比，並使用功率因數修正技術改善輸入電源電流品質，且 在輸出端得一可調之高輸出電壓。本文使用平均電流控制 IC ICE1PCS01 基於準穩態控制的方法，以單週期前緣調變技術 做控制，實現功率因數修正的目的；此控制方法不需使用乘 法器及回授輸入電壓，如此可以簡化控制器設計之複雜度並 且減少控制電路的體積。本文實作一輸出 200 瓦之系統電路 測試，以實驗結果驗證此轉換器之可行性。
中文關鍵詞： 倍壓電路、高電壓比、單週期控制、功率因數修正、高升壓 交流-直流轉換器
英 文 摘 要 ： 英文關鍵詞：
行政院國家科學委員會補助專題研究計畫 成果報告
期中進度報告
高效能高電壓直流電源供應器研製
計畫類別： 個別型計畫 整合型計畫 計畫編號：NSC 100-2221-E-011-009
執行期間： 100 年 8 月 1 日 至 101 年 7 月 31 日
計畫主持人：楊宗銘 副教授 共同主持人：
計畫參與人員：陳銘輝、葉維珊、蕭智文
成果報告類型(依經費核定清單規定繳交)：精簡報告 完整報告
本成果報告包括以下應繳交之附件：
赴國外出差或研習心得報告一份
赴大陸地區出差或研習心得報告一份
■
出席國際學術會議心得報告及發表之論文各一份
國際合作研究計畫國外研究報告書一份
處理方式：除產學合作研究計畫、提升產業技術及人才培育研究計畫、列 管計畫及下列情形者外，得立即公開查詢
涉及專利或其他智慧財產權，一年 二年後可公開查詢
執行單位：國立台灣科技大學電機工程系
中 華 民 國 101 年 7 月 31 日
2
高效能高電壓直流電源供應器研製
Implementation of High Performance High voltage DC power Supply
計畫編號： NSC 100-2221-E-011-009
執行時間： 100 年 8 月 1 日 至 101 年 7 月 31 日 計畫主持人：楊宗銘 副教授 計畫參與人員：陳銘輝、葉維珊、蕭智文
執行單位： 國立台灣科技大學電機工程系
摘要
本文提出之電路架構基於對稱式 Cockcroft-Walton 倍壓器 之高昇壓比特性，無須使用昇壓變壓器即可獲得一高電壓輸出 比，並使用功率因數修正技術改善輸入電源電流品質，且在輸 出端得一可調之高輸出電壓。本文使用平均電流控制 IC ICE1PCS01 基於準穩態控制的方法，以單週期前緣調變技術 做控制，實現功率因數修正的目的；此控制方法不需使用乘法 器及回授輸入電壓，如此可以簡化控制器設計之複雜度並且減 少控制電路的體積。本文實作一輸出 200 瓦之系統電路測試，
以實驗結果驗證此轉換器之可行性。
關鍵詞:Cockcroft-Walton 倍壓電路、高電壓比、單週期控制、
功率因數修正、高升壓交流-直流轉換器
Abstract
This paper proposes a transformerless single-stage single- phase high step-up ac-dc converter based on symmetrical Cockcroft-Walton voltage multiplier (CW-VM) with adding two bidirectional switches and two boost inductors. With the help of the boost structure, not only the voltage gain can be higher than the conventional ones but also the power factor correction (PFC) methods for conventional boost ac-dc converter can apply to the proposed topology to achieve high quality of line conditions and regulated dc output. In this paper, a commercial average-current controller (ICE1PCS01) based on quasi-steady-state approach by using one-cycle control technique on leading-edge modulation is used to implement the PFC function. By this way, the multiplier and line-voltage sensor are unnecessary as compared with the multiplier approach; it simplifies the controller design and reduces the circuit components. A 200W laboratory prototype of the proposed converter is built for test, and experimental results demonstrate the validity of the proposed converter.
Keywords: Cockcroft-Walton voltage multiplier, high voltage ratio, one-cycle control, power factor correction, high step-up ac-dc converter.
一、簡介
高壓直流電源供應器已被廣泛的應用於工業、科 學、醫學、軍事，特別在測試設備之中，如 X 光系統、
灰塵過濾、絕緣測試及靜電噴漆等[1-3]。
傳統 CW 倍壓電路具有高電壓比、二極體及電容器 不需高耐壓、電路穩固及成本低等特色，其可分為對稱 型及非對稱型，均常被應用於高直流電壓輸出。對稱式 CW 倍壓電路相較於非對稱式，具有更好的性能，如較
低的電壓降和漣波、較高的平均輸出電壓與電流半波對 稱[4]。雖然對稱式 CW 倍壓電路在電路拓墣上需使用較 多的元件，但仍常被使用在高壓輸出的應用上。
本文使用功率因數修正技術來改善傳統型對稱式 CW 倍壓電路在輸入端的低功率因數及輸入電流失真的 缺點，CW 倍壓電路使用之功率因數修正技術有些是利 用兩級的電力轉換結構，也就是在系統之前級做功率因 數修正，後級做高電壓輸出，但兩階段的電能轉換相對 的提高了轉換器的成本及損失，於文獻[5]中所提出之單 級單相交流-直流昇壓型轉換器，其電路基於 CW 倍壓電 路僅多加入一昇壓電感器及一雙向開關，而不需使用高 頻昇壓變壓器，即可得到於輸入端有高的功率因數及低 的電流失真，輸出端得到一可調的高輸出直流電壓。
因對稱式 CW 倍壓電路需要兩個反相的交流電源以 得到高直流輸出，常搭配低頻中心抽頭變壓器使用，然 而，在使用市電做為電源時，低頻的變壓器會導致效率 的降低。本文提出之架構於對稱式 CW 倍壓電路中加入 兩個雙向開關及兩個昇壓電感器，而不需使用變壓器，
其電路架構如圖 1 所示。相較於傳統非對稱 CW 倍壓電 路，本文之架構具有更高的電壓增益，並使用功率因數 修正技術，得到具高功率因數及低電流失真之輸入，及 一可調之高輸出直流電壓。
本文將於第 II 章分析說明電路操作原理及電壓增益 推導；於第 III 章介紹本文之控制策略；第 IV 章將說明 本文架構之實作結果，串聯 2 階對稱式 CW 倍壓電路，
輸入 110V 交流電壓及輸出 200W/750V 直流電壓，並量 測其波形以驗證本文提出轉換器之性能的可行性。
二、電路操作與穩態分析：
本文所提出之電路架構如圖 1 所示，此架構是由一 個交流電壓源vs、兩個昇壓電感器Lu及Ll、兩個雙向 開關Su及Sl與一個 N/2 階的對稱式 CW 倍壓電路所構成
。本文將此架構分為上下兩個部分，雙向開關Su及Sl
為同時導通與截止，上半部電感器電流iLu與下半部電
感器電流iLl相等，其和即為輸入電流is；對稱式 CW 倍壓電路之二極體電流及電容器電壓在任何情況下，
上下半部為相等。
由於本文之架構為上下對稱，其動作與操作模式 上下半部皆相等，故以下分析皆針對上半部做討論，
且為了簡化理論的分析，本文之轉換器使用二階對稱 式 CW 倍壓電路(如圖 2)，並做了以下的假設:
(1) 全部的元件皆為理想；
(2) 所有電容器足夠大，使得穩態下之電容器電壓為一 固定值；
(3) 電路操作在連續電流導通模式(CCM)下；
(4) 在 CW 倍壓電路中，任一時間只有一組二極體(DNu
、DNl)導通，其中輸入正半週時為偶數二極體導通
，負半週時為奇數二極體導通；
(5) 電路於穩態操作情形下，其輸出電壓vo N vs.max。
在無載的情況下，除了電容器 C1u，其餘電容器上
的電壓皆相等，且為輸入電壓峰值的兩倍，因此，假設 對稱式 CW 倍壓電路上所有電容器足夠大，則每個電容 器的電壓可表示為
.max .max
,
2 ,
s Ck
s
v v
v
1 2, 3,...
k
k N
(1) 其中vCk表示為第 k 個電容器的電壓。由圖 1 可知輸出 電壓vo為所有偶數電容器電壓的總和，可表示為
.max 2,4
N
o Ck s
k
v v N v
(2) 圖 3 為本文之電路架構的主要波形，其操作模式可 分為四個部分，其操作說明如下:
模式一:
正半週時，電路操作於DTm之區間，如圖 3(b)，雙 向開關皆為導通的狀態，此操作為模式一狀態，其電路 導通迴路如圖 4 所示。其中所有二極體均截止，奇數電 容器呈現開路狀態，僅偶數電容器C2、C4提供能量給 負載。由圖 4 可知此時電感器為儲能的狀態，且由圖 3(b) 中雙向開關導通時所對應的電感器電流波形可知，電感 器電流斜率呈線性上升。其方程式可表示為
Lu
s u
v L di
dt (3) 模式二:
正半週時，電路操作於(1- )D Tm之區間，如圖 3(b)
，雙向開關皆為截止的狀態，此操作為模式二狀態，
其電路導通迴路如圖 5 所示。由圖 5 可知此時電感將儲 存的能量傳送至對稱式 CW 倍壓電路，且由圖 3(b)中雙 向開關截止時所對應的電感器電流波形，可知電感器 電流斜率呈線性下降。其程式可表示為
Lu
s u
v v Ldi
dt
(4) 在模式二下，僅偶數二極體導通，其導通的順序 為 D4u至 D2u。當 D4u導通時，如圖 5(a)所示，電感器電 流iLu流經昇壓電感器 Lu、電容器 C1u、C3u及二極體 D4u
，對電容器 C1u、C3u放電，對電容器 C2、C4則為充電；
當 D2u導通時，如圖 5(b)所示，電感器電流iLu流經昇壓 電感器 Lu、電容器C1u及二極體 D2u，對電容 C1u、C4 放電，對電容 C2則為充電。
模式三：
負半週時，電路操作於DTm之區間，如圖 3(c)，雙 向開關皆為導通的狀態，此操作為模式三狀態，其電 路導通迴路如圖 6 所示。由圖 6 可知其電路動作原理與 模式一狀態相似，電感器亦為儲能的狀態，其差別在 於電流方向相反，並由圖 3(c) 中雙向開關導通時所對 應的電感器電流波形可知，電感器電流斜率呈線性下
is
Su
Sl 1
vC u
vu
Ll
vs
C1u
Lu
1
vC l
C1l 2
vC
C2
D1u
D1l
D2u
D2l
i1u
i1l
i2u
i2l
iLu
iLl vl
RL ( 1)
C N u
v
(N1)u
D DNu
(N1)u
C
vo ( 1)
C N l
v
(N1)l
C vCN
CN (N1)l
D DNl
(N1)l
i (N1)u
i
iNu
iNl
iu
il Bi-directional
switch device
圖 1 本文提出之系統架構圖
is
Su
Sl 1
vC u
vu
Ll
vs
C1u
Lu
1
vC l
C1l
2
vC
C2
D1u
D1l
D2u
D2l
i1u
i1l
i2u
i2l
iLu
iLl l
v
RL 3
vC u
D3u D4u
C3u
vo
3
vC l
C3l
vCN
CN
D4l
i3l
i3u i4u
i4l
iu
il
D3l
圖 2 使用二階對稱式 CW 倍壓電路之系統架構圖
PWM t
t t t vs
u, l
i i
(b)
(c)
u, l
S S
Lu,Ll
i i
(a)
Lu,Ll
i i
u, l
S S ON
OFF
Tm
DTm (1D T)m
t
t
(b)
Lu,Ll
i i
u, l
S S
OFF ON
Tm
DTm (1D T)m
t
t
(c)
圖 3 電路架構之主要波形，(a)輸入電壓、電感器電流、
對稱式 CW 倍壓電路之輸入電流、開關之輸入訊號，(b) 系統於正半週與(c)負半週時之電感器電流及開關訊號
3 降。其方程式如(3)式所示。
模式四:
負半週時，電路操作於(1- )D Tm之區間，如圖 3(c)
，雙向開關皆為截止的狀態，此操作為模式四狀態，
其電路導通迴路如圖 7 所示。由圖 7 可知其電路動作原 理與模式二狀態相似，其差別在於電流方向相反，並 由圖 3(c) 中雙向開關導通時所對應的電感器電流波形 可知，電感器電流斜率呈線性上升。其方程式可表示 為
L s
v v Ldi
dt
(5) 在模式四下，僅奇數二極體導通，其導通的順序 為 D3u至 D1u。當 D3u導通時，如圖 7(a)所示，電感器電 流 iLu流經昇壓電感器 Lu、電容器 C1u、C3u及二極體 D3u
，對電容 C1u、C3u放電，對電容 C2、C4則為充電；當 D1u導通時，如圖 7(b)所示，電感器電流 iLu流經昇壓電 感器 Lu、電容器 C1u及二極體 D1u，對電容 C1u、C2、C4 皆放電。
在穩態的情形下，對稱式 CW 倍壓電路的輸出電壓 與輸入電壓峰值之間的電壓增益比可由(2)式得
.max . o
s peak
v N
v (6) 由(1)及(6)式，可將各個電容器電壓重新整理為
, 2 ,
o
Ck o
v v N
v N
1
2, 3,...
k
k N
(7)
對稱式 CW 倍壓電路之輸入端電壓vu在系統電路 操作於模式一及模式三時為 0，且雙向開關在一切換週 期Tm中導通時的電感器電流變化量由(3)式可推得
s
Lu m
u
i v D T
L (8)
其中 D 為雙向開關Su在正半週導通模式下的開關責任
週期。
當系統電路操作於模式二時，對稱式 CW 倍壓電路 之輸入端電壓，即(4)式中之vu可表示為下式
o u
v v
N (9) 當系統電路操作於模式四時，對稱式 CW 倍壓電路 之輸入端電壓，即(5)式中之vu可表示為下式
o u
v v
N (10) 則對稱式 CW 倍壓電路之輸入端電壓vu可表示成
o u
v v
N (11) 因此，雙向開關在一開關切換週期中導通時的電感器
is
Su
Sl
RL
Ll
vs
Lu
vo 2
vC
C2
4
vC
C4
iLu
iLl
圖 4 模式一之電路導通圖
1
vC u
RL
Ll
D4u
vs
C1u
Lu
vo
C1l
v C1l
4
vC
C2
4
vC
C4
D4l 3
vC u
C3u
C3l
i4u
iLu
iLl vC l3
vu
vl i4l
il
iu
is
(a)
D2u
D2l
i2u
i2l 1
vC u
RL
vu
Ll
vs
C1u
Lu
vo
1
vC l
C1l
2
vC
C2
4
vC
C4
iLu
iLl
vl
iu
il
is
(b)
圖 5 模式二之電路導通圖，(a)二極體D D4 ,u 4l導通時之電 路，(b)二極體D D2 ,u 2l導通時之電路
Su
Sl
RL
Ll
vs
Lu
vo 2
vC
C2
4
vC
C4
iLu
iLl
is
圖 6 模式三之電路導通圖
is 1
vC u
RL
vu
Ll
vs
C1u
Lu
vo
1
vC l
C1l
2
vC
C2
4
vC
C4 3
vC u
C3u
3
vC l
C3l
D3u
D3l
i3u
i3l
iLu
iLl
vl
il
iu
is
(a)
is 1
vC u
RL
vu
Ll
vs
C1u
Lu
vo 1
vC l
C1l
2
vC
C2
4
vC
C4
D1u
D1l
i1u
i1l
iLu
iLl
vl
iu
il
is
(b)
圖 7 模式四之電路導通圖，(a)二極體D3u,D3l導通時之電 路，(b)二極體D1u,D1l導通時之電路
電流變化量由(4)、(5)及(11)式可推得 ( / )
(1 )
s o
Lu m
u
v v N
i D T
L
(12) 當系統操作於穩態時，其電感器電流於一開關週 期之導通與截止的變化量為相等，如下式所示
( / ) (1 )
s s o
m m
u u
v v v N
D T D T
L L
(13)
將(13)式整理可得輸出電壓 vo與輸入電壓 vs關係式如下 式
1
o v
s
v N
M v D
(14)
其中Mv表示為本文所提出之轉換器的電壓增益比。
三、控制策略
本文提出之轉換器為使用單週期控制(OCC)策略作 控制，使轉換器穩態操作在連續電流導通模式下，並 達到功率因數修正及穩壓之功能[7]。本文使用前緣調 變做控制，此電路之控制方塊圖如圖 8 所示，此控制系 統主要由一固定脈波產生器(Clock generator)、一個比 較器(Comparator)、一個 SR 正反器(Flip Flop)及一個重 置(Reset)的斜率產生器(Ramp waveform generator)所組 成。以下將對轉換器之功率因數修正做介紹與分析。
假使控制方法可以使轉換器達到功率因數修正之 功能，則由轉換器輸入端看進去的轉換器阻抗可視為 一等效電阻Re[6]，其與輸入電源電壓vs之關係式可表 示為
s e s
v R i (15)
其中vs 為輸入電壓之絕對值， is 為一切換週期中的 平均輸入電源電流的絕對值。
假設對稱式 CW 倍壓電路中的電容足夠大，使得
輸出電壓v 可視為一定值o V ，並將(14)式代入(15)式得 o
(1 )
o e
s
V D
R
N i
(16) 為調節轉換器的等效電阻Re，可使用(17)式之控制定 律
m
s s
v
R i v
M (17) 其中Rs為轉換器之電流檢測電阻值，vm為電壓補償器 (Voltage compensator)之輸出。將(14)式代入(17)式可得
(1 )
m
s s
v D
R i
N
(18)
由(18)式可看出，若vm 被控制在一定值時，只需適當
調整開關的責任週期 D 即可使轉換器的等效電阻Re為
一定值。如(15)式所示，當Re為一定值時，輸入電流
與輸入電壓將會相位一致且成比例，進而達到功率因 數修正之目的。
四、實驗結果
為印證所提出之轉換器性能的可行性及理論分析 的正確性，本文建立一套 200 瓦輸出的實驗模型並測試
，而本系統的實驗規格與元件參數分別如表 1 及表 2 所 示。本文是使用一商業用的功率因數修正 IC ICE1PCS01 做為本系統 PWM 調變的控制核心，以輸出具有功率因 數修正功能的 PWM 訊號驅動本文轉換器之功率開關。
此外，本文為了證明所提出之架構具有良好的電路特性
，一傳統對稱式 CW 倍壓電路用相同的輸出電壓及功率 規格亦是被建構及測試。傳統對稱式 CW 倍壓電路及本 文提出之轉換器於 Po = 200W 及 Vo = 750V 的實驗結果 如圖 9 所示。圖 9(a)及(b)分別為傳統對稱式 CW 倍壓電 路及本文轉換器之輸入電壓 vs、輸入電流 is及輸出電壓 vo的波形圖。由圖 9(a)可知，傳統對稱式 CW 倍壓電路 之輸入電流有嚴重的失真(亦含有大量的諧波)，且其功 率因數僅 63.4%；對照於圖 9(b)，本文提出之轉換器具 體改善了輸入電流的品質，如輸入電流似於正弦波，且
Flip Flop
Voltage compensator
S
R Q
Comparator Q
2 y ( ) /
x t t m
v v N d Reset Clcok generator
CLK
PWM
vo
PWM modulator with ICE1PCS01
1 s s
v Ri
is
Rs
vm
Ramp waveform generator 1
N
Vref
Gate Driver
u, l
S S
Tm
is
圖 8 本文架構之控制方塊圖
表 1 本系統之實驗規格
輸出功率 Po 200W
輸出電壓 Vo 750V
輸入電源電壓 Vs 110Vrms
輸入電源頻率 fs 60Hz
開關切換頻率 fm 100kHz
負載 RL 2.8kΩ
串接階數 n 2
表 2 本系統之元件參數
元件 規格/型號
昇壓電感器 Lu,Ll 0.8mH 雙向開關 Su,Sl IXH25N120D1 所有電容器 1000μF/400V
所有二極體 SF20L60U
功率因數修正 IC ICE1PCS01
5
與輸入電源電壓同相位，並將功率因數提升至 99.3%。
此外，在 Po = 200W 及 Vo = 750V 的輸出條件下，
傳統對稱式 CW 倍壓電路與本文轉換器之輸入電源電壓 分別為 138 與 110 Vrms，由此可證明本系統架構不僅具 有可調節輸出電壓的功能，相較於傳統對稱式 CW 倍壓 電路也具有更高的輸出電壓比。圖 9(c)為本文轉換器之 輸入電壓 vs、輸入電流 is、及電感電流 iLu、iLl的波形圖
。由此可明顯觀察到電感電流 iLu與 iLl為一大小、相位
對稱的波形，且其和即為輸入電流 is，由此結果可印證
本文理論分析的可行性。圖 10 為本文提出之架構於不 同輸出功率下所量測的效率曲線圖。本文轉換器的效率 曲線隨著輸出功率的增加有呈現上升的趨勢，而在滿載 Po=200W 時，效率達到 91.1%。
五、結論
本文提出之新型單相高昇壓交流-直流轉換器，基於 對稱式 CW 倍壓電路，無須使用昇壓變壓器即可獲得高 電壓輸出比。此外，在功率因數修正技術下，本文提出 之轉換器實現輸入電源端具有高功率因數及低電流失 真，且輸出側之直流電壓具有調節的能力。本文之控制 策略是藉由功率因數修正 IC ICE1PCS01 來實現完成，
此 IC 內部沒有輸入電源電流命令所需的乘法器，也不 需要回授偵測輸入電源電壓，因此控制電路設計較簡單 且成本也較低。最後，實驗結果也證實本文提出轉換器 之性能及理論分析的可行性。
致謝
本論文所完成的研究成果，其經費承蒙國科會計畫 編號 NSC 100-2221-E-011-009 輔助支持，謹此致謝。
參考文獻
[1] M. D. Bellar, E. H. Watanabe, and A. C. Mesquita, “Analysis of the dynamic and steady-state performance of Cockcroft-Walton cascade rectifiers,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 7, pp. 526–534, Jul. 1992.
[2] F. Hwang, Y. Shen, and S. H. Jayaram, “Low-ripple compact high-voltage DC power supply,” IEEE Trans. Ind. Appl., vol.
42, no. 5, pp. 1139–1145, Sept./Oct. 2006.
[3] I. C. Kobougias and E. C. Tatakis, “Optimal design of a half-wave Cockcroft–Walton voltage multiplier with minimum total capacitance,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 25, pp. 2460–2468, Sept. 2010.
[4] C. M. Young and M. H. Chen, “A novel single-phase ac to high voltage dc converter based on Cockcroft-Walton cascade rectifier,” in Proc. IEEE PEDS, Nov. 2009, pp. 822–826.
[5] Infineon Technologies, “ICE1PCS01-standalone power factor correction controller in continuous conduction mode,”
Preliminary datasheet, V1.1, May 2003.
[6] Z. Lai and K. M. Smedly, “A family of continuous-conduction mode power-factor-correction controllers based on the general pulse-width modulator,” IEEE Trans. Power Electr., vol. 13, no. 3, pp. 501-510, May 1998.
[7] 楊宗銘，陳銘輝，柯鈞琢， “基於Cockcroft-Walton倍壓電 路之單相交流-高壓直流轉換器，” 電力電子雙月刊，Vol.9 No.2，pp.65-75，2011年3月。
(100V/div)
vs is(5A/div) (200V/div) vo
s, s
v i vo
time=10.0ms (a)
s,s
v i vo
(200V/div) vo
(5A/div) is
(100V/div) vs
time=10.0ms (b)
(5A/div)
is iLu(5A/div)
(5A/div) iLl
s,s
v i
iLu
iLl
(100V/div) vs
time=10.0ms (c)
圖 9 在 Po=200W 和 Vo=750V 時，傳統 CW 倍壓電路與本 文轉換器之實驗結果(a)傳統對稱式 CW 倍壓電路之 vs、is
及 vo波形(b)本文架構之 vs、is及 vo波形(c) 本文架構之 vs
、is、iLu及 iLl波形
70 90 110 130 150 170 190 210 94
92 90 88 86 84 82 80 78
o(W)
輸出功率P
η(%)效率
圖 10 本文所提出轉換器之實作效率曲線圖
行政院國家科學委員會補助國內專家學者出席國際學術會議報告
101 年 7 月 31 日 報告人
姓名 楊宗銘 服務機構
及職稱
國立台灣科技大學電機工程系 副教授
會 議
地點
時間
澳大利亞-墨爾本 2011年 11 月 07 日
至
2011年 11 月 10 日
本會補助 計畫編號
補助項目：「國外差旅費」
計畫編號：NSC 100-2221-E-011-009-
會議 名稱
(中文) 第三十七屆 IEEE 工業電子學會會議
(英文) The 37th Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society (IECON 2011)
IEEE 工業電子學會會議(IECON)，類屬工業電子領域的國際重要大型學術 會議。此會議今年舉辦於澳大利亞-墨爾本，會議時間為期四天(2011/11/07 至 2011/11/10)。本次會議大致可分為先進學者前瞻性演說、口頭形式之論文發表 及海報形式之論文發表，詳細會議議程如表 1 所示。本次出席國際研討會本人 共發表論文 1 篇，為海報形式之論文發表，其發表時間在 11 月 9 日下午。
11 月 06 日（星期日）早上 09：20 搭乘長榮航空公司飛機，啟程前往澳 大利亞-墨爾本參加第三十七屆 IEEE 工業電子學會會議(IECON)，約 11 月 06 日晚上 11：30 許抵達墨爾本機場，隨即搭乘客運抵達入住飯店，也就是會議 地點皇冠會展中心，隨後即參與會議內容之行程。
11 月 08 日（星期二）早上 08：30 到達大會會議現場，隨後聆聽澳大利 亞學者 Prof. Graham Goodwin 之演說，由演說中獲取許多新的知識與想法，預 計應用於未來的研究之中。而圖 1 為與參與研討會學者之合影。此篇論文也是 由本次國科會計畫補助之研究成果，論文全文如附件 1 所示。
圖 1 與參與研討會學者之合影
11 月 09 日（星期三）早上 08：30 到達大會會議現場，隨後也參與大會所安 排 之 會 議 內 容 。 本 人 論 文 之 海 報 發 表 時 間 約 下 午 1 5 ： 4 0 舉 行 ， 全 程 皆 使 用 英 文 討 論 ， 其 中 曾 與 最 佳 論 文 作 者 及 國 外 學 者 進 行討論，從中也獲取一些不錯的建議。藉由會議空檔本人也前往參觀，其所展 示的產品有旋轉及線性馬達控制系統、監控系統。部分產品為提供研究開發所 用之發展系統。
此次會議所蒐集到的資料包括第三七屆 2011 IEEE 工業電子學會會議論文 集光碟及會議議程手冊各一份、會場廠商產品展示之儀器設備資料及出席研討 會所獲得之國際最新技術發展趨勢，對於個人未來之研究及產學合作計畫之執 行，獲益良多。
表 1 會議議程
附件 1
(以下為由國科會計畫補助所發表之論文全文)
D1 1
vC
2
vC vCN
( 1)
vC N−
RL
D2 DN−1 DN
vS
C1 CN−1
CN
C2
vO
Fig. 1 Conventional N/2-stage CW voltage multiplier LS
iLs
Sn
Sp
D1 1
vC
2
vC vCN
( 1)
vC N−
RL
D2 DN−1 DN
C1 CN−1
CN
C2
vO
vS
Fig. 2 Boost type ac/dc converter based on CW voltage multiplier proposed in [5]
A Cockcroft-Walton voltage multiplier with PFC using ZC-ZVT auxiliary circuit
Chung-Ming Young1, Member, IEEE, Chun-Cho Ko1, Ming-Hui Chen1, Student Member, IEEE, and Chao-Cheng Wu2
1Department of Electrical Engineering, National Taiwan University of Science and Technology, Taipei, ROC
2CPC Corporation, Taiwan, ROC Email: [email protected]
Abstract—This paper proposes a soft-switching technique applying to a single-stage single-phase ac to high voltage dc converter based on Cockcroft-Walton (CW) voltage multiplier circuit. Originally operating under hard-switching, the proposed converter improves switching characteristics by adding an auxiliary circuit for achieving soft-switching. The circuit operation principle of the proposed converter is presented in this paper. The design consideration for determining the values of circuit components used in the implementation is driven as well.
For improving the line condition, power factor correction is applied to the proposed converter. Some conventional PFC control methods can be easily adapted to the proposed converter with few modifications. For convenience, this paper employs a commercial PFC IC to implement the controller for the proposed converter. The PWM signal generated form the PFC IC is modified by a simple digital circuit and then sends to the main and auxiliary switches in the power stage. A 500W/1200V prototype is built for test, measurement and evaluation. Finally, the experimental results demonstrate the validity of the proposed converter.
Keywords-Cockcroft-Walton, active snubber, zero-current switching, zero-voltage switching.
I. INTRODUCTION
Many industrial applications, such as accelerators, lasers, lamps, X-ray systems, dust-filtering, insulating test, and electrostatic coating [1], require high voltage dc as their power.
Providing the advantages of compactness and cost efficiency, Cockcroft-Walton (CW) voltage multiplier circuit, as shown in Fig. 1, which is constructed by a cascade of capacitors and diodes, is very popular among high voltage dc applications [2].
However, due to the no-ideal characteristics of the circuit components, such as the stray capacitance of the diodes and the equivalent series resistance of the capacitors, the traditional CW circuit presented high voltage regulation rate especially in heavy load. Moreover, when CW circuit was supplied by the ac source directly, the line current was highly distorted and half-wave asymmetrical. Thus, for improving the performance of CW circuit, both line conditions and voltage regulation should be considered.
Some high-switching circuits has been applied to CW circuit for improving voltage ripple and regulation [3,4].
However, in these previous works, a extra dc/dc stage with a
transformer was inserted between the diode bridge and the CW circuit, thus these modified CW circuits were too complicated and the poor line condition was still unsolved. In [5], a single-stage single-phase boost-type ac/dc converter based CW voltage multiplier was proposed, as shown in Fig. 2. It provided a simple structure for obtaining high step-up voltage gain, good line condition, and regulated output without a boost transformer. However, the bi-directional switch deployed in this converter operated under hard switching, which resulted in more loss and EMI problems. This paper applies soft-switching techniques to the converter proposed in [5] with adding an auxiliary snubber circuit.
The circuit operation of the proposed converter is divided into seven stages either in positive- and negative-half cycles of the line source, and will be discussed in next section. The
