第四章 次諧波混頻器設計…
4.6 Leveled-LO 次諧波升頻混頻器實作…
本節的 leveled-LO 次諧波升頻混頻器和上一節電路同樣使用了 WIN 0.15um PHEMT 製程技術，且 RF 也是 40.1GHz，LO 頻率 20GHz，IF 頻率為 100MHz，LO、RF 端的電路架構也都如同上一節，
使用 polyphase filter 和 LC current combiner，以方便作兩者電路的分
析比較，本節不再贅述，電路架構如(圖 4.35)所示：
(圖 4.35) PHEMT leveled-LO 次諧波升頻混頻器電路圖 4.6.1 晶片量測結果
(圖 4.36)為 WIN 0.15um PHEMT leveled-LO 次諧波升頻混頻器 die photo，整體面積同樣為 1.5mm x 1mm。同樣的，LO 和 IF 在量測時 也都需外接 balun 來輸入差動訊號。
(圖 4.36) PHEMT Leveled-LO 次諧波混頻器 die photo(1.5mm x 1mm)
— 量測結果—
LO Power (dBm)
CG
(圖 4.37) Conversion Gain V.S. LO Power
-40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -5
(圖 4.38) Conversion Gain V.S. IF Power
-35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0
IF Input Power (dBm) Pf1
P2f1-f2
LO Power = 9.5 dBm LO Frequency = 20GHz IF Frequency = 0.1GHz
(圖 4.39) OP1dB & OIP3
37 38 39 40 41 42 43
RF Frequency (GHz)_fix IF
CG
(圖 4.40) Conversion Gain V.S. RF Frequency (fix LO)
-5 -4 -3 -2 -1 0 1 2 3
IF Frequency (GHz)_fix LO
CG
(圖 4.41) Conversion Gain V.S. IF Frequency (fix RF)
20 25 30 35 40 45 50
RF Frequency (GHz)_fix IF
CG
(圖 4.42) Conversion Gain V.S. RF Frequency (fix IF)
0.0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 -90
-80 -70 -60 -50 -40 -30 -20
IFtoRFIsolation(dB)
IF Frequency (GHz)
IFtoRFisolation
(圖 4.43) IF-to-RF Isolation V.S. IF Frequency
8 10 12 14 16 18 20 22 24 26
-60 -50 -40 -30 -20 -10
Isolation(dB)
LO Frequency (GHz)
LOtoRFisolation 2LOtoRFisolation
(圖 4.44) 2LO-to-RF & LO-to-RF Isolations V.S. LO Frequency
0 10 20 30 40 50
(圖 4.45) RF Return Loss
Process WIN 0.15um PHEMT Vdd/ Idd 5V / 13.3mA Conversion Gain -1dB @ LO:9dBm
OP1dB -22 dBm
OIP3 -6 dBm
RF Bandwidth 39.1~40.8 GHz IF Bandwidth 1 GHz
LO-to-RF Isolation -45 dB @ LO:20GHz 2LO-to-RF Isolation -40 dB @ LO:20GHz IF-to-RF Isolation <-70 dB @ IF:100MHz
RF Return Loss -18 dB @ 40GHz Chip Size 1.5 mm x 1 mm
(表 4.4) WIN 0.15um PHEMT Leveled-LO 次諧波升頻混頻器
4.6.2 結果與討論
本小節與上一節 stacked-LO 電路比較，兩個電路 die size 相同，
且輸出 return loss 都能落在 40GHz 附近，故能公平地比較這兩種電路 架構。Level-LO 次諧波混頻器 LO 打入 9dBm 時，只有約-1dB 的轉 換增益(1dB 轉換損耗)，較 stacked-LO 略佳(7dB 轉換損耗@LO：
7dBm)，是因 leveled-LO 架構可以操作在較大的直流電流下
(leveled-LO：13.3mA V.S. stacked-LO：6mA)，由理論知主動電路頻 率約操作在電晶體 fT的三分之ㄧ左右，故沒有轉換增益可能是因電晶 體在 40.1GHz 處已經接近 1/2 fT (PHEMT fT=85GHz)，瀕臨其操作極 限。另外，leveled-LO 的 LO power 需要比 stacked-LO 更大，比較結 果雖不明顯，但大致符合。而隔離度的部份，stacked-LO 架構在 LO-to-RF 和 2LO-to-RF 隔離度分別為-50dB 和-53dB 均優於 leveled-LO 架構的-45dB 和-40dB，均與理論吻合。
第五章
單邊頻帶混頻器
5.1 前言
一直以來，雙平衡(double balanced) Gilbert 混頻器都是主動混頻 器最常用的架構，因為它有比較高的轉換增益，較小的面積，及好的 隔離度，但現今的無線通訊系統中，對直接轉換(direct conversion)和 低中頻(very low-IF)系統，都需要擁有 I(in-phase)及 Q(quadrature-phase) 兩路訊號的複數混頻器，才能避免使用龐大的 IF 濾波器，而單邊頻 帶(single-sideband SSB)升頻混頻器正是這樣的複數混頻器。由於頻寬 有限，低中頻系統的傳送機都必須要有單邊頻帶傳送的混頻器，以減 少頻寬的使用，並壓抑鏡像訊號，以避免干擾真正所要傳送的訊號 (desired signal)。
5.2 單邊頻帶升頻混頻器
以現今的技術，很多複數 Gilbert 混頻器都能在 CMOS 或 SiGe HBT 製程上實現，主要應用在低頻的無線通訊系統，但是矽基板的 寄生效應對高頻電路的影響是非常嚴重的，相反的，GaAs-based 製程 技術能提供精準的薄膜電阻(thin film resistors)和 MIM 電容，且沒有 基板的寄生效應，因此若使用 RC-CR 的多相位濾波器，複數混頻器 所特別需要的非常精準的正交相位產生器就能精準的製作出，本節電 路在 GaAs-based 的 0.15um AlGaAs/InGaAs PHEMT (pseudomorphic high electron mobility transistor)製程技術實現，電晶體有較高的截止
頻率(cut-off frequency-85GHz)，較高的崩潰電壓(breakdown
voltage-10V)，且是半絕緣(semi-insulating)的基板，非常適合來做高頻 的複數混頻器。在此之前有發表過少數幾篇在 PHEMT 製程上製作 Gilbert 混頻器的論文[1]-[3]，而本節用 PHEMT 製程製作的 Ku-band 的 SSB 複數混頻器則是第一個提出來的。
(圖5.1)為雙正交(double quadrature) SSB 升頻混頻器系統方塊
desire LO IF
image LO IF
我們由之前的 Die photo 可看到 polyphase filter 的佈局是很難達 到完全對稱的，尤其在本電路的佈局上，90度的走線容易安排，但 180度的走線卻很難佈局對稱，因此我們由數學式來探討180度的相 位不完美是否對邊帶消除(sideband rejection)造成影響。
假設無法提供完美的差動訊號，I channel 輸出1 消除沒有影響，只會降低了輸出訊號的增益，和降低 port-to-port 的 隔離度。
1
(圖5.2) WIN 0.15um PHEMT SSB 升頻混頻器電路圖
方塊圖中的兩個乘法器為雙平衡的 Gilbert 混頻器，由 Gilbert cells(M5~M8和 M9~M12)、IF 輸入級(M13~M16)和電流源(M17、M18) 組成，電流源電晶體的源極電阻是為了自我偏壓(self-bias)，因為不 同於一般電晶體的閘-源極正壓操作可用電流鏡偏壓，PHEMT 電晶體 是屬空乏模式操作(depletion mode operation)，閘-源極負壓操作必須 使用源極電阻偏壓。
電流模式(current mode)操作的加法器使用4.5.2節所介紹的 LC 電流合成器，由電感 L1、L2和電容 C1所組成，中心頻率設計在 15.18GHz，用來將差動訊號合成為單端訊號輸出，且增加了電壓增 益(x2)[4]。一般而言，高頻的主動的電流鏡作電流合成效果會比被動
的電流合成器差，因為電晶體的反應速度也無法達到這麼高頻，且 閘-汲電壓限制了輸出振幅(output swing)，相對的，被動的電流合成 器有較高的線性度，且不會有輸出振幅的限制。L1、L2電感在 15.18GHz 處使用單端接地的微帶線(microstrip line)來取代，在 GaAs-based 的基板上有較高的 Q 值，降低了 RF 的輸出損耗。
LO 的正交相位則是使用4.5.1節所分析的 RC-CR polyphase filter 產生，且設計為兩級以增加頻寬，中心頻率設計為15GHz，有著約 2GHz 的頻寬和9dB 的損耗，輸入至 Gilbert cells 電晶體閘極。
IF 端的正交相位輸入訊號須經由主動 balun 才能轉換為正交差 動訊號，主動 balun 由 M1~M4和 Ma、Mb 組成，因為 IF 為低頻信號，
才能使用主動 balun 將單端轉差動輸入，產生振幅相同、相位相反的 訊號，而這 IF balun 在設計上刻意降低它的轉換增益，否則它會限制 住電路的增益壓縮點(P1dB)。
5.2.3 晶片量測結果
(圖 5.3)為 WIN 0.15um PHEMT SSB 升頻混頻器 die photo，整體 面積為 1.5mm x 1mm。對照(圖 5.2)，上方的 VDD為混頻器偏壓，而 左上和右上角的 VDD1為 IF balun 偏壓，左邊的 IFI由 GSG PAD 輸入，
而右邊的 IFQ和 RF 則由 GSGSG PAD 輸入輸出，量測時 LO 端須外 接 balun 以輸入差動訊號，而 IF 端也須外接 90ocoupler 以產生正交
訊號，在佈局時所有的走線務必要求對稱，否則只要有一點不對稱就 會大大影響邊帶消除效果。
(圖5.3) SSB 升頻混頻器 die photo (1.5mm x 1mm)
— 量測結果—
(圖 5.4) Single Sideband Suppression
-10 -5 0 5 10 15 20 25 -20
-15 -10 -5 0 5 10
ConversionGain(dB)
LO Power (dBm)
CG
(圖 5.5) Conversion Gain V.S. LO Power
-40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10
-15 -10 -5 0 5 10
ConversionGain(dB)
IF Power (dBm)
CG
(圖 5.6) Conversion Gain V.S. IF Power
-40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15
IF Power (dBm) Pout (f
1) LO Power=11.4dBm LO Frequency=15 GHz IF Frequency=0.18 GHz OIP3=8dBm
OP1dB=-6dBm
Pout (2f1-f2)
(圖 5.7) OP1dB & OIP3
14.0 14.5 15.0 15.5 16.0
-35
RF frequency (GHz)
(圖 5.8) Conversion Gain V.S. RF Frequency (fix IF)
0.10 0.15 0.20 0.25 0.30 0.35 0.40 -65
-60 -55 -50 -45 -40
IFtoRFIsolation(dB)
IF Frequency (GHz)
IFtoRFIsolation
(圖 5.9) IF-to-RF Isolation V.S. IF Frequency
14.0 14.5 15.0 15.5 16.0
-35 -30 -25 -20 -15 -10
LOtoRFIsolation(dB)
LO Frequency (GHz)
LOtoRFIsolation
(圖 5.10) LO-to-RF Isolation V.S. LO Frequency
0 5 10 15 20 -25
-20 -15 -10 -5 0
ReturnLoss(S 11)(dB)
RF Frequency (GHz)
(圖 5.11) RF Return Loss
Process WIN 0.15um PHEMT Mixer Vdd / Idd 1.8V / 18mA IF Balun Vdd / Idd 2.5V / 8mA
IF / LO / RF Frequency 0.18GHz / 15GHz / 15.18GHz SSB Rejection Ratio 63dB
Conversion Gain 5 dB @ LO:10dBm
OP1dB -6 dBm
OIP3 8 dBm
RF Bandwidth 14.4~15.4 GHz
LO-to-RF Isolation <-31 dB for LO:14.7~15.2GHz IF-to-RF Isolation <-50 dB for IF:100~400MHz
RF Return Loss -19 dB @ 15.18GHz Chip Size 1.5 mm x 1 mm (表 5.1) WIN 0.15um PHEMT SSB 升頻混頻器
5.2.4 結果與討論
本篇 Ku-band 的 PHEMT SSB Gilbert 升頻混頻器是結合了類比與 微波的設計概念，有相當好的特性展現。63-dB 的 SSB rejection ratio 表示除了 LO 在 15GHz 有很精準的正交相位訊號外，整個電路的設 計和佈局都是非常對稱的，振幅和相位誤差都非常的小。當然，正交 相位的產生可以使用 Lange coupler 或 branch coupler 等微波電路，而 且可以產生更寬頻的 90o訊號，但無可避免它們的操作頻率在 30GHz 以下電路過大，故在毫米波(millimeter-wave)頻段較低頻的應用中，
RC-CR polyphase filter 應用在 PHEMT 製程中是個非常好的選擇。
第六章
結論
在本篇論文中我們研究了寬頻的 rat-race 混頻器、次諧波混頻器 和單邊頻帶混頻器，並整理了實現在各製程中的變壓器。
Rat-race 混頻器部分實現在 TSMC 0.35um SiGe BiCMOS 和 TSMC 0.13um CMOS 製程上。由量測結果看來，rat-race 有著不錯的 分合波功能，不僅能產生大小相同、相位相反的差動訊號，也能將差 動訊號合成輸出，且具寬頻的特性。唯將 rat-race 放在輸出端作合波 器時因損耗較大，影響了混頻器轉換增益的表現。
再來我們也利用了 TSMC 0.13um CMOS 製程設計被動次諧波混 頻器，和用 WIN 0.15 um PHEMT 製程來設計主動次諧波混頻器。被 動次諧波混頻器是實現在標準 0.13um CMOS 上，但與在 GaAs-based 基板和更先進的 90nm CMOS 技術的電路比起來，特性比較仍不遜色 (見表 4.2)。而由主動次諧波混頻器的量測結果中我們可清楚的看出 兩種架構的優缺點，和理論相符合。
次外，利用 WIN 0.15 um PHEMT 製程設計單邊頻帶混頻器。它 有著很好的邊帶消除結果(63dB)，但在 LO 到 RF 的隔離度表現較差，
表示電路 90 度的訊號是很對稱，但 180 度的訊號對稱性較不佳。
最後也整理實現在 UMC 0.18um CMOS、TSMC 0.35um SiGe BiCMOS、TSMC 0.35um CMOS、TSMC 0.18um CMOS 等製程技術 之變壓器量測結果，以利日後研究作參考。
第二章：
[1] 顏英杰, ”雙頻升頻器與結合被動元件正交相位降頻器,” 交通大學碩士論文, 2006.
[2] 吳智凱, ”結合 Cherry Hooper 放大機制與被動電路的射頻混頻器設計與實作,”
交通大學碩士論文, 2005.
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第三章：
[1] B. R. Heimer, L. Fan, and K. Chang, “Uniplanar hybrid couplers using
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[2] T. Q. Wang and K. Wu, “Size-reduction and band-broadening design technique of uniplanar hybrid ring coupler using phase inverter for M(H)MIC's,” IEEE
TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, vol.47, no.2, Feb. 1999.
[3] G. D. Alley, “Interdigital capacitors and their application to lumped-element microwave integrated circuits,” IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE
accurate design of low-loss microstrip circuit,” IEEE MTT-S Digest, 1998.
[5] J. L. Hobdell, “Optimization of interdigital capacitors,” IEEE TRANSACTIONS ON MiCROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, vol. Mm-27, no.9, Sept.
1979.
[6] 張家宏, ”被動分合波器與主動混頻器之整合及覆晶封裝之毫米波驅動放大器 設計與實作,” 交通大學碩士論文, 2006.
[7] C. Y. Chang , M. F. Hsieh, “Miniaturized broadband rat-race ring coupler,” APMC, 2003.
[8] 張世賢, ”在考慮衰減常數存在下，相位反轉 Rat-Race 分合波器之設計,” 交通 大學碩士論文, 2007.
[9] E. M. Cherry and D. E. Hooper, “The design of wide-band transistor feedback amplifiers,” Proc. IEE, vol. 110, no.2, pp.375-389, Feb. 1963.
[10]B. Razavi, “Design of Integrated Circuits for Optical Communications,”
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[11]B. Gilbert, ”The MICROMIXER: A highly linear variant of the Gilbert mixer using a bisymmetric class-AB input stage “, IEEE JSSC, vol.32, pp.1412~1413, Sept. 1997.
第四章：
[1] F. Behbahani, Y. Kishigami, J. Leete, and A. A. Abidi, “CMOS mixers and polyphase filters for large image rejection,” IEEE J. Solid-State Circuits, vol.36, no.6, pp.873-887, June. 2001.
[2] J. Crols and M. Steyaert, “A single-chip 900 MHz CMOS receiver front-end with a high performance low-IF topology, “ IEEE J. Solid-State Circuits, vol.30, pp.1438-1492, Dec. 1995.
[3] A. A. Abidi, “Direct-conversion radio transceivers for digital communications,”
IEEE J. Solid-State Circuits, vol.30, pp.1438-1492, Dec. 1995.
[4] L. Sheng, J. C. Jensen, and L. E. Larson, ”A wide-bandwidth Si/SiGe HBT direct conversion sub-harmonic mixer/downconverter.” IEEE J. Solid-State Circuits, vol.35, no.9, pp.1329-1337, Sept. 2000.
[5] J. Choma, Jr., ”A Three-Level Broad-Banded Monolithic Analog Multiplier,”
IEEE J. Solid-State Circuits, vol.SC-16, no.4, pp.392-399, August 1981.
[6] R. Svitek, and S. Raman, ”5-6 GHz SiGe active I/Q subharmonic mixers with power supply noise effect characterization,” IEEE Microw. Wireless Compon.
Lett., vol.14, no.7, pp.319-321, July 2004.
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