利用 LO 端線性提升技術之 38 GHz 被動次諧波混頻器 - 應用於5G行動通訊之38GHz混頻器設計

本章節將介紹一個利用 LO 端線性提升技術 (LO boosting linearization technique)之 Ka Band 混頻器，設計的 RF 頻率為 38 GHz，LO 頻率為 18.5 GHz，

IF 頻率為 1.0 GHz，為了達到較高的線性度與轉換增益，我們透過在 LO 端使用 transformer-based balun 與 Matching Inductor，並加上由電晶體組成的 varactor 來最佳化特性，利用 65-nm 1P9M 互補式金屬氧化物半導體製程(Standard 65-nm 1P9M CMOS process)來實現此電路設計。在 38 GHz 時，閘極偏壓為 0.0 V，可變電容之電晶體偏壓為 0.25 V，在 LO 功率為 10 dBm 時量測的轉換增益約為-10.4 dB，IP1dB 約為 2 dBm，OP1dB 約為 -9.3 dBm，整體功耗為 0 W，整體晶片佈局面積為 0.82 mm × 0.52 mm。

4. 1 簡介

由於上一章使用 Fundamental 架構，得到的模擬與量測結果，LO 端的 NTNL 設計中，可變電容並沒有發揮作用，而根據一些研究經驗指出，在 Sub-Harmonic 架構中可變電容的影響將比原本的架構要來的大，故想探討如果將架構換成 Sub-Harmonic 架構，是否在相同頻率條件下有著不同的結果，圖 4-1 為本章設計的混頻器架構圖。

本章節將利用標準 65-nm CMOS 製程，設計一 IF 頻率為 1.0 GHz，RF 頻率為 38 GHz 的混頻器。

LOin

LO_0°

LO_180°

LO_90°

LO_270°

C^bypass

Coupler + Transformer-based balun

IFⁱⁿ+ IFⁱⁿ -V^MOS

RFout

Marchand balun

圖 4-1 運用 LO 線性提升技術之被動式基礎混頻器架構圖

4. 2 利用 LO 端線性提升技術之 38 GHz 被動次諧波混頻器設計 4.2. 1 電晶體尺寸和偏壓選擇

首先將電晶體偏壓和可變電容偏壓設為 0，在模擬環境: LO 頻率設 18.5 GHz，

IF 頻率設 1.0 GHz, IF 功率設-15 dBm，去模擬不同 LO 功率時的不同尺寸下，哪個 LO 功率時轉換增益接近飽和，以及哪個尺寸在此 LO 功率時有最大轉換增益，

顯示於圖 4-2 到圖 4-4。接著模擬在此 LO 功率下，模擬不同 RF 頻率，哪個尺寸有最大轉換增益及最平緩(頻寬最大)的特性，根據圖 4-5 到圖 4-7 的模擬結果，在尺寸 2*4, 2*8, 2*16 下有最大轉換增益及不錯的頻寬特性。接著我們先採取由 Transformer-based balun 輸出端後給偏壓的方式，模擬不同電晶體閘極偏壓下的轉換增益，由圖 4-8 得知在偏壓為 0.0 V 時有最大轉換增益，接著重複沒加偏壓時的步驟，為圖 4-9 到圖 4-14，並模擬在不同 IF 功率下 RF 的輸出功率，找出 OP1dB 點。經過圖 4-15 到圖 4-17 的綜合比較結果，2*8 尺寸下有最大轉換增益、最大 OP1dB 及不錯的頻寬特性，故選擇之當作電晶體尺寸。

-15 -10 -5 0 5 10 15

LO Freqency = 18.5 GHz IF Freqency = 1 GHz IF Power = -15 dBm

Conversion Gain (dB)

LO Power (dBm)

MOS Size = 2um x 2f

LO Freqency = 18.5 GHz IF Freqency = 1 GHz IF Power = -15 dBm

Conversion Gain (dB)

LO Power (dBm)

MOS Size = 4um x 2f

-15 -10 -5 0 5 10 15

LO Freqency = 18.5 GHz IF Freqency = 1 GHz IF Power = -15 dBm

Conversion Gain (dB)

LO Power (dBm)

MOS Size = 6um x 2f

Conversion Gain (dB)

RF Frequency (GHz)

MOS Size = 2um x 16f MOS Size = 2um x 32f

圖 4-5 電晶體寬度 2 um，不同指差數下的轉換增益對 RF 頻率作圖

20 25 30 35 40 45 50

Conversion Gain (dB)

RF Frequency (GHz)

MOS Size = 4um x 2f

Conversion Gain (dB)

RF Frequency (GHz) MOS Size = 6um x 2f

0.0 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.8

LO Freqency = 18.5 GHz IF Freqency = 1 GHz IF Power = -15 dBm MOS size = 2um x 8f

Conversion Gain (dB)

Vg (V)

LO Freqency = 18.5 GHz IF Freqency = 1 GHz IF Power = -15 dBm

Conversion Gain (dB)

LO Power (dBm)

MOS Size = 2um x 2f

-15 -10 -5 0 5 10 15

LO Freqency = 18.5 GHz IF Freqency = 1 GHz IF Power = -15 dBm

Conversion Gain (dB)

LO Power (dBm)

MOS Size = 4um x 2f

LO Freqency = 18.5 GHz IF Freqency = 1 GHz IF Power = -15 dBm

Conversion Gain (dB)

LO Power (dBm)

MOS Size = 6um x 2f

20 25 30 35 40 45 50

Conversion Gain (dB)

RF Frequency (GHz) MOS Size = 2um x 2f

Conversion Gain (dB)

RF Frequency (GHz)

MOS Size = 4um x 2f

20 25 30 35 40 45 50

Conversion Gain (dB)

RF Frequency (GHz) MOS Size = 6um x 2f LO Freqency = 18.5 GHz MOS Size = 2um x 8f

Conversion Gain (dB)

IF Power (dBm) LO Power = 3 dBm

LO Power = 6 dBm LO Power = 9 dBm LO Power = 12 dBm

圖 4-15 電晶體尺寸 2 um*8 f，不同 LO 驅動功率下的轉換增益對 IF 功率作圖

-20 -15 -10 -5 0 5 10 15

IF Freqency = 3.5 GHz LO Freqency = 34.5 GHz MOS Size = 4um x 4f

Conversion Gain (dB)

IF Power (dBm) LO Power = 3 dBm

IF Freqency = 3.5 GHz LO Freqency = 34.5 GHz MOS Size = 6um x 2f

Conversion Gain (dB)

IF Power (dBm) LO Power = 3 dBm

LO Power = 6 dBm LO Power = 9 dBm LO Power = 12 dBm

圖 4-17 電晶體尺寸 6 um*2 f，不同 LO 驅動功率下的轉換增益對 IF 功率作圖

4.2. 2 RF 端 Marchand Balun

決定完尺寸後，在 RF 端設計一 Marchand Balun 並加入 0.3 nH 的匹配電感增加頻寬，圖 4-18 到圖 4-22 為單獨 Marchand Balun 的模擬特性，我們目的是將單獨的特性先做好，再代入整個電路中模擬後微調到最佳化，首先三端的反射係數盡量越小越好，避免訊號不必要的損失，接著注入損耗，因為本身分為兩端的關係至少-3 dB 起跳，我們期望它接近-3 dB 並且兩端損耗一致，才能使訊號輸出 Balun 後同輸入時平均分配給兩端，接著在我們設計的 38 GHz 頻率下，兩端的相位差必須符合設計中要求的 180 度，最後是振幅誤差，必須接近理想的 0 dB 值

圖 4-23 和圖 4-24 為將 Marchand Balun 的 EM 檔代入電路後的整體模擬，

Marchand Balun 的損耗造成 Conversion Gain 降低導致 OP1db 下降，電感性也造成頻寬往低頻飄移，則在進入電晶體前用一對並聯電感做匹配，將 OP1dB 提升和頻寬調回 38GHz 處，經模擬結果 OP1dB 可維持在原來的理想情況上。

freq (1.000GHz to 70.00GHz)

S(1,1)S(2,2)S(3,3)

S(2,2) S(3,3)

S(1,1)

Frequency (38 GHz)

圖 4-18 RF 端 Marchand Balun 反射係數 Smith 圖

0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 65 70 -20

-18 -16 -14 -12 -10 -8 -6 -4 -2 0

S(1,1) S(2,2) S(3,3)

Return Loss (dB)

Frequency (GHz)

圖 4-19 RF 端 Marchand Balun 反射係數模擬圖

0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 65 70 -60

-50 -40 -30 -20 -10 0

S(2,1) S(3,1)

Insertion Loss (dB)

Frequency (GHz)

圖 4-20 RF 端 Marchand Balun 注入損耗模擬圖

0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 140

150 160 170 180 190 200

S(2,1) and S(3,1) Phase Difference

Phase Difference(Degree)

Frequency (GHz)

圖 4-21 RF 端 Marchand Balun 輸出相位差模擬圖

0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50

-60 -50 -40 -30 -20 -10 0 10

S(2,1) and S(3,1) Insertion Loss Differencc

Insertion Loss Difference (dB)

Frequency (GHz)

圖 4-22 RF 端 Marchand Balun 振幅誤差模擬圖

-20 -15 -10 -5 0 5 10 15

LO Freqency = 18.5 GHz IF Freqency = 1 GHz

Pre-sim (CG) Pre-sim (Pout) RF Balun (CG) RF Balun (Pout)

RF Balun + Inductor (CG) RF Balun + Inductor (Pout) Conversion Gain (dB) & RF Output Power (dBm)

IF Power (dBm)

圖 4-23 RF 端 Marchand Balun 與匹配電感帶入前後 OP1dB 整體特性變化

RF Balun + Inductor LO Power = 10 dBm

IF Power = -15 dBm IF Freqency = 1 GHz

Conversion Gain (dB)

RF Frequency (GHz)

圖 4-24 RF 端 Marchand Balun 與匹配電感帶入前後 RF 頻寬整體特性變化

4.2. 3 LO 端 Balun 和 Varactor 的設計

在 LO 端設計多種 Transformer-based balun 搭配不同的匹配電感去比較其特性，尋找線性度比傳統 Marchand Balun 更佳的組合。

模擬環境:LO 功率 10 dbm, IF 頻率 1 GHz, LO 頻率 18.5 GHz, RF 頻率 38 GHz, 閘極偏壓為 0.0 V, RF 端為 Marchand Balun 的電磁模擬，LO 端為 Transformer-based Balun 的電磁模擬，其他部份為理想模型。

而順序是先設計好 Transformer-based balun，設計步驟同 RF 端先單獨將特性做好後代入電路做調整，在匹配電感和可變電容都理想下進行，之後調整匹配電感值，考慮面積和對特性的效益大小，決定為 0.1 nH，之後調整由電晶體組成的可變電容之尺寸和偏壓，模擬在哪個尺寸和偏壓下的組合，能使電路達到最佳的轉換增益和線性度，而由此組合當作之後的模擬環境。

-20 -18 -16 -14 -12 -10 -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 10 12

LO Freqency = 18.5 GHz IF Freqency = 1 GHz

CG without variable capacitor Pout without variable capacitor CG with variable capacitor Pout with variable capacitor Conversion Gain (dB) & RF Output Power (dBm)

IF Power (dBm)

圖 4-25 Marchand Balun 是否有加 variable capacitor 的比較

-20 -18 -16 -14 -12 -10 -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 10 12

LO Freqency = 18.5 GHz IF Freqency = 1 GHz

CG without variable capacitor Pout without variable capacitor CG with variable capacitor Pout with variable capacitor Conversion Gain (dB) & RF Output Power (dBm)

IF Power (dBm)

圖 4-26 Transformer-based Balun 是否有加 variable capacitor 的比較

根據圖 4-25 和圖 4-26 的模擬結果來看，使用 Marchand Balun 與 Transformer-based Balun 在加入 variable capacitor 前並無太大差別，經模擬 OP1dB 約-11.8 dBm，

但調整適當的 variable capacitor 加入後，使用 Transformer-based Balun 的 OP1dB 能達到-6.0 dBm 而 March Balun 的 OP1dB 只有-8.2 dBm，故採用 Transformer-based Balun 來當作 LO 端的 Balun，而以上模擬均在 Balun 到 variable capacitor 中間加入ㄧ段匹配的 0.1 nH 電感，才得以配合 variable capacitor 達到現性度的最佳化。

4.2. 4 LO 端 Coupler 設計

Coupler 為一三端元件，訊號由第一端進入後，藉由四分之一波長的耦合到另外兩端，產生相位差 90 度和振幅大小相同的訊號，普遍上耦合方式有分上下耦合(Broadside Coupling)和邊緣耦合(Edge Coupling)，由於面積考量選擇上下耦合。

設計流程為畫出電磁模擬模型後進行單獨特性模擬，模型圖顯示於圖 4-27，

結果如圖 4-28 到圖 4-32，要求在三端的反射係數越小越好，注入損耗接近理想-3 dB，兩端相位差接近理想 90 度和兩端振幅誤差接近理想 0 dB，然後再代入電路依轉換增益和線性度最佳化做微調，圖 4-33 為代入模擬圖，可看到因為自身損耗而導致線性度下降一些。

但在 Coupler 中主要影響的還有隔離度，由於無法做到兩邊訊號完全同等分配，則可由圖 4-34 看出，代入前和代入後的 LO 到 RF 隔離度變差了，但在特性考量取捨下必須犧牲一些隔離度。

圖 4-27 LO 端 Coupler 反射係數電磁模擬模型

freq (1.000GHz to 70.00GHz)

S(1,1)S(2,2)S(3,3)

Frequency (18.5 GHz) S(2,2)

S(3,3)

S(1,1)

圖 4-28 LO 端 Coupler 反射係數 Smith 圖

0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50

-34 -32 -30 -28 -26 -24 -22 -20 -18 -16 -14 -12 -10

S(1,1) S(2,2) S(3,3)

Return Loss (dB)

Frequency (GHz)

圖 4-29 LO 端 Coupler 反射係數模擬圖

0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 -25

-20 -15 -10 -5 0

S(2,1) S(3,1)

Insertion Loss (dB)

Frequency (GHz)

圖 4-30 LO 端 Coupler 注入損耗模擬圖

0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50

80 82 84 86 88 90 92 94 96 98 100

S(2,1) and S(3,1) Phase Difference

Phase Difference (degree)

Frequency (GHz)

圖 4-31 LO 端 Coupler 輸出相位差模擬圖

0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50

S(2,1) and S(3,1) Insertion Loss Difference

Insertion Loss Difference (dB)

Frequency (GHz) LO Freqency = 18.5 GHz IF Freqency = 1 GHz

CG with coupler pre-sim Pout with coupler pre-sim CG with coupler post-sim Pout with coupler post-sim Conversion Gain (dB) & RF Output Power (dBm)

IF Input Power (dBm)

圖 4-33 Coupler 帶入前後 OP1dBm 整體特性變化

20 25 30 35 40 45 50 -160

-140 -120 -100 -80 -60 -40

IF Freqency = 1 GHz IF Power = -15 dBm

LO to RF with Coupler (pre-sim) LO to RF with Coupler (post-sim) 2LO to RF with Coupler (pre-sim) 2LO to RF with Coupler (post-sim) 2LO to RF Isolation & LO to RF Isolation (dB)

RF Frequency (GHz)

圖 4-34 Coupler 帶入前後 RF 頻寬整體特性變化

4. 3 混頻器之模擬結果

接著將電路分成多塊電磁模擬陸續代入原先的 pre-simulation 中，模擬環境 : LO 輸入功率為 10 dBm, IF 頻率 1 GHz, LO 頻率 18.5 GHz, RF 頻率 38GHz 條件下，整體晶片之最後模擬特性結果如圖 4-35 到圖 4-40 所示，在上述的模擬環境下，峰值轉換增益為-9.7 dB，IP1dB 約出現在 1.5 dBm，OP1dB 為-9.25 dBm，頻寬特性在頻率為 36,38,41 GHz 下轉換增益分別為-9.7,-9.8,-10.2 dB，轉換增益最高點出現在頻率 38 GHz 處，3-dB IF 頻寬範圍在 0.1 GHz 到 4 GHz 內，而 2LO-to-RF Isolation、LO-to-2LO-to-RF Isolation 和 LO-to-IF Isolation 皆小於-50 dB，圖 4-41 為晶片的整體佈局圖。

-4 -2 0 2 4 6 8 10 12 14

LO Freqency = 18.5 GHz IF Freqency = 1 GHz

LO Power (dBm)

圖 4-35 模擬 LO 驅動功率對轉換增益作圖 LO Freqency = 18.5 GHz IF Freqency = 1 GHz

Conversion Gain (Sim.) RF Output Power (Sim.) Conversion Gain (dB) & RF Output Power (dBm)

IF Power (dBm)

圖 4-36 模擬 IF 功率對轉換增益作圖

20 25 30 35 40 45

LO Freqency = 18.5 GHz LO Power = 10 dBm IF Power = -15 dBm

LO=9 dBm Vg=0V Vc=0.25V LO=10 dBm Vg=0V Vc=0.25V LO=9 dBm Vg=0.05V Vc=0.4V LO=10 dBm Vg=0.05V Vc=0.4V

Conversion Gain(dB)

IF Frequency(GHz)

圖 4-38 模擬 IF 頻率對轉換增益作圖(IF 頻率 1-4GHz)

0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 -11.0

-10.5 -10.0 -9.5 -9.0

LO Freqency = 18.5 GHz LO Power = 10 dBm IF Power = -15 dBm

LO=9 dBm Vg=0V Vc=0.25V LO=10 dBm Vg=0V Vc=0.25V LO=9 dBm Vg=0.05V Vc=0.4V LO=10 dBm Vg=0.05V Vc=0.4V

Conversion Gain(dB)

IF Frequency(GHz)

圖 4-39 模擬 IF 頻率對轉換增益作圖(IF 頻率 0.1-0.9GHz)

26 28 30 32 34 36 38 40 42 44

-100 -90 -80 -70 -60 -50

IF Freqency = 1 GHz IF Power = -15 dBm

2LO-to-RF LO-to-RF LO-to-IF

Isolation (dB)

RF Frequency(GHz)

圖 4-40 模擬 RF 頻率隔離度作圖

圖 4-41 使用 LO 端線性提升技術之混頻器電路佈局圖

4. 4 混頻器之量測與模擬比較結果

圖 4-42 混頻器晶片微影圖

圖 4-42 為混頻器的晶片微影圖，晶片面積為 0.82 mm × 0.52 mm，圖 4-43 為量測時儀器架設示意圖，於臺灣半導體研究中心量測。

Agilent Chip N5247A

DC Power Supply

Network Analyzer

Agilent E3631A

圖 4-43 量測儀器架設示意圖

使用 0.0 V 作為電晶體閘極偏壓與可變電容器的偏壓，圖 4-44 顯示在-0.3 V

LO Freqency = 18.5 GHz IF Freqency = 1 GHz

LO Power (dBm)

圖 4-44 LO 驅動功率對轉換增益量測圖

-20 -18 -16 -14 -12 -10 -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 10

LO Freqency = 18.5 GHz IF Freqency = 1 GHz

IF Power (dB)

圖 4-45 IF 功率對轉換增益量測圖(Vg 偏壓為-0.1V) LO Freqency = 18.5 GHz IF Freqency = 1 GHz

IF Power (dB)

圖 4-46 IF 功率對轉換增益量測圖(Vg 偏壓為-0.05V)

-20 -18 -16 -14 -12 -10 -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 10

LO Freqency = 18.5 GHz IF Freqency = 1 GHz

IF Power (dB)

圖 4-47 IF 功率對轉換增益量測圖(Vg 偏壓為 0.0V) LO Freqency = 18.5 GHz IF Freqency = 1 GHz

IF Power (dB)

圖 4-48 IF 功率對轉換增益量測圖(Vg 偏壓為 0.05V)

-20 -18 -16 -14 -12 -10 -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 10 -16

-14 -12 -10

LO Power = 10 dBm LO Freqency = 18.5 GHz IF Freqency = 1 GHz

Vc=0.00 Vc=0.20 Vc=0.25 Vc=0.30 Vc=0.35 Vc=0.40 Vc=0.45

Conversion Gain(dB)

IF Power (dB

)

圖 4-49 IF 功率對轉換增益量測圖(Vg 偏壓為 0.1V)

Vg(V) Vc(V) CG(dB) OP1dB(dBm)

-20 -18 -16 -14 -12 -10 -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 10

LO Freqency = 18.5 GHz IF Freqency = 1 GHz

IF Power (dB)

圖 4-50 IF 功率對轉換增益量測圖(LO 功率為 3 dBm) LO Freqency = 18.5 GHz IF Freqency = 1 GHz

IF Power (dB)

圖 4-51 IF 功率對轉換增益量測圖(LO 功率為 6 dBm)

-20 -18 -16 -14 -12 -10 -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 10 -18

-16 -14 -12 -10

LO Power = 9 dBm LO Freqency = 18.5 GHz IF Freqency = 1 GHz

Vg=0V Vc=0V Vg=0V Vc=0.25V Vg=0.05V Vc=0V Vg=0.05V Vc=0.4V

Conversion Gain(dB)

IF Power (dB)

圖 4-52 IF 功率對轉換增益量測圖(LO 功率為 9 dBm)

-20 -18 -16 -14 -12 -10 -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 10 -18

-16 -14 -12 -10

LO Power = 10 dBm LO Freqency = 18.5 GHz IF Freqency = 1 GHz

Vg=0V Vc=0V Vg=0V Vc=0.25V Vg=0.05V Vc=0V Vg=0.05V Vc=0.4V

Conversion Gain(dB)

IF Power (dB)

圖 4-53 IF 功率對轉換增益量測圖(LO 功率為 10 dBm)

表 4-2 不同 LO 輸入功率下轉換增益和 OP1dB 量測比較表

在文檔中應用於5G行動通訊之38GHz混頻器設計 (頁 73-119)