應用於5G行動通訊之38GHz混頻器設計

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(1)國立臺灣師範大學電機工程學系碩士論文. 指導教授：蔡政翰博士. 應用於 5G 行動通訊之 38 GHz 混頻器設計 Design of 38 GHz Mixers for Fifth Generation Wireless Communication System. 研究生：劉文弘撰. 中華民國 109 年 01 月.

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(3) 應用於 5G 行動通訊之 38 GHz 混頻器設計學生：劉文弘. 指導教授：蔡政翰博士. 國立臺灣師範大學電機工程學系碩士班. 摘. 要. 本論文研究內容為實現兩顆應用於第五代行動通訊系統之升頻混頻器，皆使用 TSMC 65nm CMOS 製程，設計頻段皆為 38 GHz，此為第五代行動通訊極有可能在未來開放的頻段之一，第二章會大致介紹混頻器的主要參數和設計時的參考公式，第三章與第四章分別針對兩顆混頻器做製作過程的描述與特性分析。第一顆晶片整體面積為 0.58 mm × 0.57 mm，使用 Fundamental 架構並加上 LO 端線性提升技術(Local Oscillator boosting linearization technique)來研究其功效，中心頻率為 38 GHz，在 LO 驅動功率 9 dBm 與 0.5 V 的閘極偏壓下，轉換增益 (Conversion Gain)為-8.4 dB，OP1dB(Output Power 1 dB compression point)為-1.5 dBm，在 RF(Radio frequency)頻率 31-41 GHz 間，當 LO 輸入功率為 6 dBm 時，轉換增益範圍為-10.4 dB 到-11.3 dB 間，直流功耗為 0 mW。第二顆晶片整體面積為 0.82 mm × 0.52 mm，使用 Sub-Harmonic 架構並加上 LO 端線性提升技術來研究其功效，中心頻率為 38 GHz，在 LO 驅動功率 10 dBm 與 0.0 V 的閘極偏壓和 0.25 V 的可變電容偏壓下，轉換增益為-10.4 dB，OP1dB 為-9.3 dBm，在 RF 頻率 29-40 GHz 間，當 LO 輸入功率為 10 dBm 時，轉換增益範圍為-10.5 dB 到-10.1 dB，直流功耗為 0 mW。. I.

(4) 關鍵字：第五代行動通訊、混頻器、線性提升技術. II.

(5) Design of 38 GHz Mixers for Fifth Generation Wireless Communication System ––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––––. Advisor：Dr. Jeng-Han Tsai. Student：Wen-Hung Liu. Department of Electrical Engineering National Taiwan Normal University ABSTRACT. The research of this thesis is based on two up-converter mixers. Both were fabricated using TSMC 65nm CMOS for 38 GHz applications. In the second half of this thesis, we introduce the design and implementation of mixers. Then, we express the design flow and analysis. The chip size of the first circuit is 0.58 mm × 0.57 mm. The mixer is based on the fundamental topology with the local oscillator boosting linearization technique. This mixer provides -8.4 dB conversion gain with -1.5 dBm OP1dB(Output Power 1 dB compression point) at 38 GHz under 9 dBm LO(Local Oscillator) drive power. The biasgate voltage is 0.5 V. The conversion gain is within the range of -10.4 to -11.3 dB with 31 to 41 GHz when LO power is 6 dBm. The dc power consumption is zero. The chip size of the second circuit is 0.82 mm × 0.52 mm. The mixer is based on a sub-harmonic topology with LO boosting linearization technique. This mixer provides -10.4 dB conversion gain with -9.3 dBm OP1dB at 38 GHz under 10 dBm LO drive power. The bias-gate voltage is 0.0 V and the voltage of varactor is 0.25 V. The. III.

(6) conversion gain is within the range of -10.5 to -10.1 dB with 29 to 40 GHz when LO power is 10 dBm. The dc power consumption is zero.. Keywords：5G, Mixers, Boosting Linearization Technique. IV.

(7) 誌. 謝. 兩年多的碩班生活中，有許多人從旁協助讓我順利畢業，最感謝的便是我的指導教授蔡政翰教授，平時很有耐心的教導我很多研究方法與指導我許多在實作中的疑難雜症，並用您豐富的所學與過往經驗來引導我們在碩班中往正確的方向去研究去解惑，讓我在碩班生活中的很多事情能做的有效率又完整，也讓我在設計實務的知識和技能上都提升不少。再來要感謝口試委員林群祐博士以及余帝穀博士，於口試當天給予了我許多專業上的建議，使論文內容得以更加充實與完善。感謝 RFIC 實驗室的學長們傳奇、蕭璿、武璇、佳龍、煜哲和怡建，從一開始進實驗室時耐心的幫我解決非常多疑問，還有在平時設計電路時用他們的經驗教會我很多重要的知識，還有在下線時從旁的協助讓我能順利完成。接著感謝實驗室夥伴芳銘、禎芳和于惠，不管是專業上還是平日生活上大家都很團結的一起解決很多問題，也一起努力完成很多需要合作交流的設計任務。然後還要感謝實驗室學弟伊佐、義倫、谷容、柏均以及專題生慧馨、雲岳、荷青、博原，謝謝你們的加入讓整個實驗室更加的溫暖與歡樂。最後感謝系辦的琇文、嘉安和婷節，在申請口試和畢業過程的問題上都很有耐心的回答我遇到的問題還有在相關流程上給予協助。也感謝我父母在碩班時給我充裕的資源與噓寒問暖，讓我能心無旁鶩的專心在碩班的學業上。. 劉文弘 109.01.07 國立臺灣師範大學電機工程學系碩士班 RFIC 實驗室. V.

(8) VI.

(9) 目. 摘. 錄. 要 .................................................................................................................... I. ABSTRACT ..................................................................................................................III 誌. 謝 ....................................................................................................................... VII. 目. 錄 .................................................................................................................... VIIII. 圖目. 錄 ................................................................................................................ VIII. 表目. 錄 ................................................................................................................. XV. 第一章. 緒論 ...............................................................................................................1. 1. 1 研究背景與動機 ................................................................................................1 1. 2 文獻探討 ............................................................................................................1 1. 3 研究成果 ............................................................................................................5 第二章. 混頻器基本介紹 ...........................................................................................7. 2. 1 概述 ....................................................................................................................7 2. 2 混頻器之設計參數 ............................................................................................7 2.2. 1 轉換增益/損耗(Conversion Gain/Loss) ..............................................8 2.2. 2 轉換增益對 LO 功率(Conversion Gain versus LO Power) ................8 2.2. 3 頻率範圍 ..............................................................................................9 2.2. 4 線性度(Linearity) .................................................................................9 2.2. 5 隔離度(Isolation) .................................................................................9 2. 3. 混頻器種類與常用架構 ..................................................................................10. 2. 4. 基礎混頻器和次諧波混頻器 ..........................................................................10. 第三章. 利用 LO 端線性提升技術之 38 GHz 被動基礎混頻器...........................13. 3. 1 簡介 ..................................................................................................................13. VII.

(10) 3. 2 利用 LO 端線性提升技術之 38 GHz 被動基礎混頻器設計 ........................15 3.2. 1 電晶體尺寸和偏壓選擇 ....................................................................15 3.2. 2 RF 端 Marchand Balun 和匹配電感設計.........................................25 3.2. 3 LO 端線性提升技術 .........................................................................30 3.2. 4 LO 端 Marchand Balun 與 Transformer-based Balun 模擬比較 .....32 3. 3 混頻器之模擬結果 ..........................................................................................35 3. 4 混頻器之量測與模擬比較結果 ......................................................................40 3. 5 結果與討論 ......................................................................................................46 3. 6 總結 ..................................................................................................................52 第四章. 利用 LO 端線性提升技術之 38 GHz 被動次諧波混頻器.......................55. 4. 1. 簡介 ..................................................................................................................55. 4. 2. 利用 LO 端線性提升技術之 38 GHz 被動次諧波混頻器設計 ....................57 4.2. 1 電晶體尺寸和偏壓選擇 ....................................................................57 4.2. 2 RF 端 Marchand Balun ......................................................................66 4.2. 3 LO 端 Balun 和 Varactor 設計 ..........................................................70 4.2. 4 LO 端 Coupler 設計 ..........................................................................72. 4. 3 混頻器之模擬結果 ..........................................................................................76 4. 4 混頻器之量測與模擬比較結果 ......................................................................81 4. 5 結果與討論 ......................................................................................................92 4. 6 總結 ..................................................................................................................99 第五章. 結論 ...........................................................................................................101. 參考文獻 .....................................................................................................................103 自傳 .............................................................................................................................107 學術成就 .....................................................................................................................107. VIII.

(11) 圖. 目. 錄. 圖 1-1 文獻探討思路流程圖 .........................................................................................2 圖 2-1 LO 驅動功率對轉換增益示意圖 .......................................................................8 圖 3-1 以 Fundamental+Varactor 為基礎改良之被動式基礎混頻器架構圖 ............14 圖 3-2 電晶體長度 0.13 um，不同指差數下的轉換增益對 LO 驅動功率作圖 .....16 圖 3-3 電晶體長度 90 nm，不同指差數下的轉換增益對 LO 驅動功率作圖 ........16 圖 3-4 電晶體長度 65 nm，不同指差數下的轉換增益對 LO 驅動功率作圖 ........17 圖 3-5 電晶體寬度 2 um，不同指差數下的轉換增益對 LO 驅動功率作圖 ..........17 圖 3-6 電晶體寬度 4 um，不同指差數下的轉換增益對 LO 驅動功率作圖 ..........18 圖 3-7 電晶體寬度 6 um，不同指差數下的轉換增益對 LO 驅動功率作圖 ..........18 圖 3-8 電晶體寬度 2 um，不同指差數下的轉換增益對 RF 頻率作圖...................19 圖 3-9 電晶體寬度 4 um，不同指差數下的轉換增益對 RF 頻率作圖...................19 圖 3-10 電晶體寬度 6 um，不同指差數下的轉換增益對 RF 頻率作圖.................20 圖 3-11 電晶體尺寸 2 um *8 f，閘極偏壓以及 LO 驅動功率對轉換增益作圖 .....20 圖 3-12 電晶體寬度 2 um，不同指差數下的轉換增益對 LO 驅動功率作圖 ........21 圖 3-13 電晶體寬度 4 um，不同指差數下的轉換增益對 LO 驅動功率作圖 ........21 圖 3-14 電晶體寬度 6 um，不同指差數下的轉換增益對 LO 驅動功率作圖 ........22 圖 3-15 電晶體寬度 2 um，不同指差數下的轉換增益對 RF 頻率作圖.................22 圖 3-16 電晶體寬度 4 um，不同指差數下的轉換增益對 RF 頻率作圖.................23 圖 3-17 電晶體寬度 6 um，不同指差數下的轉換增益對 RF 頻率作圖.................23 圖 3-18 電晶體尺寸 2 um*8 f，不同 LO 驅動功率下的轉換增益對 IF 功率作圖 24 圖 3-19 電晶體尺寸 4 um*4 f，不同 LO 驅動功率下的轉換增益對 IF 功率作圖 24 圖 3-20 電晶體尺寸 6 um*2 f，不同 LO 驅動功率下的轉換增益對 IF 功率作圖 25 圖 3-21 Marchand balun 3D 圖 .....................................................................................26. IX.

(12) 圖 3-22 RF 端 Marchand Balun 反射係數 Smith 圖 ...................................................26 圖 3-23 RF 端 Marchand Balun 反射係數模擬圖 .......................................................27 圖 3-24 RF 端 Marchand Balun 注入損耗模擬圖 .......................................................27 圖 3-25 RF 端 Marchand Balun 輸出相位差模擬圖 ...................................................28 圖 3-26 RF 端 Marchand Balun 振幅誤差模擬圖 .......................................................28 圖 3-27 RF 端 Marchand Balunm 與匹配電感帶入前後 OP1dB 整體特性變化 ......29 圖 3-28 RF 端 Marchand Balunm 與匹配電感帶入前後 RF 頻寬整體特性變化 .....29 圖 3-29 用來重塑 LO 波型的 NTNL 架構 .................................................................30 圖 3-30 可變電容操作流程 .........................................................................................31 圖 3-31 Balun 3D 圖(a)傳統 Marchand-type balun (b)1:1 transformer-based balun (c) 1:2 transformer-based balun .....................................................................32 圖 3-32 LO Marchand Balun 與 Single turn Transformer-based Balun 線性度比較 ..33 圖 3-33 LO Marchand Balun 與 Double turn Transformer-based Balun 線性度比較 33 圖 3-34 LOMarchand Balun 與 Double turn 1:2 Transformer-based Balun 線性比較34 圖 3-35 LO 端匹配電感波形比較 ...............................................................................34 圖 3-36 模擬 LO 驅動功率對轉換增益作圖 .............................................................35 圖 3-37 模擬 IF 功率對轉換增益作圖(IF 頻率為 3.5GHz) ......................................36 圖 3-38 模擬 IF 功率對轉換增益作圖(IF 頻率為 1.0GHz) ......................................36 圖 3-39 模擬 RF 頻率對轉換增益作圖 ......................................................................37 圖 3-40 模擬 IF 頻率對轉換增益作圖 .......................................................................37 圖 3-41 模擬 RF 頻率 LO to RF 隔離作圖 ................................................................38 圖 3-42 模擬 RF 頻率 LO to IF 隔離作圖 ..................................................................38 圖 3-43 使用 LO 端線性提升技術之混頻器電路佈局圖 .........................................39 圖 3-44 混頻器晶片微影圖 .........................................................................................40 圖 3-45 量測儀器架設示意圖 .....................................................................................40 圖 3-46 LO 驅動功率對轉換增益量測圖 ...................................................................41. X.

(13) 圖 3-47 IF 功率對轉換增益量測圖(IF 頻率為 3.5GHz) ............................................42 圖 3-48 IF 功率對轉換增益量測圖(IF 頻率為 1.0GHz) ............................................42 圖 3-49 RF 頻率對轉換增益量測圖 ............................................................................44 圖 3-50 IF 頻率對轉換增益量測圖 .............................................................................45 圖 3-51 RF 頻率 LO to RF 隔離量測圖.......................................................................45 圖 3-52 RF 頻率 LO to IF 隔離量測圖 ........................................................................46 圖 3-53 不同可變電容偏壓下轉換增益與線性度的變化 .........................................47 圖 3-54 不同可變電容偏壓下進到電晶體閘極端的電壓波形圖 .............................47 圖 3-55 模擬 LO 端波形擺幅的模擬點 A 和 B .........................................................49 圖 3-56 不同 LO 匹配電感下模擬點 A 的電壓波形圖 ............................................50 圖 3-57 不同 LO 匹配電感下模擬點 B 的電壓波形圖 .............................................51 圖 3-58 LO 端 Marchand Balun 與 Double turn 1:2 Transformer-based Balun 波形比較 ................................................................................................................51 圖 3-59 使用 Marchand Balun 與 Transformer-based Balun 共軛匹配的 Smith 圖 ..52 圖 4-1 運用 LO 線性提升技術之被動式基礎混頻器架構圖 ....................................56 圖 4-2 電晶體寬度 2 um，不同指差數下的轉換增益對 LO 驅動功率作圖 ...........58 圖 4-3 電晶體寬度 4 um，不同指差數下的轉換增益對 LO 驅動功率作圖 ...........58 圖 4-4 電晶體寬度 6 um，不同指差數下的轉換增益對 LO 驅動功率作圖 ...........59 圖 4-5 電晶體寬度 2 um，不同指差數下的轉換增益對 RF 頻率作圖....................59 圖 4-6 電晶體寬度 4 um，不同指差數下的轉換增益對 RF 頻率作圖....................60 圖 4-7 電晶體寬度 6 um，不同指差數下的轉換增益對 RF 頻率作圖....................60 圖 4-8 電晶體尺寸 2 um *8 f，閘極偏壓以及 LO 驅動功率對轉換增益作圖 ........61 圖 4-9 電晶體寬度 2 um，不同指差數下的轉換增益對 LO 驅動功率作圖 ...........61 圖 4-10 電晶體寬度 4 um，不同指差數下的轉換增益對 LO 驅動功率作圖 .........62 圖 4-11 電晶體寬度 6 um，不同指差數下的轉換增益對 LO 驅動功率作圖 .........62 圖 4-12 電晶體寬度 2 um，不同指差數下的轉換增益對 RF 頻率作圖..................63. XI.

(14) 圖 4-13 電晶體寬度 4 um，不同指差數下的轉換增益對 RF 頻率作圖..................63 圖 4-14 電晶體寬度 6 um，不同指差數下的轉換增益對 RF 頻率作圖..................64 圖 4-15 電晶體尺寸 2 um*8 f，不同 LO 驅動功率下的轉換增益對 IF 功率作圖 .64 圖 4-16 電晶體尺寸 4 um*4 f，不同 LO 驅動功率下的轉換增益對 IF 功率作圖 .65 圖 4-17 電晶體尺寸 6 um*2 f，不同 LO 驅動功率下的轉換增益對 IF 功率作圖 .65 圖 4-18 RF 端 Marchand Balun 反射係數 Smith 圖 ...................................................66 圖 4-19 RF 端 Marchand Balun 反射係數模擬圖 .......................................................67 圖 4-20 RF 端 Marchand Balun 注入損耗模擬圖 .......................................................67 圖 4-21 RF 端 Marchand Balun 輸出相位差模擬圖 ...................................................68 圖 4-22 RF 端 Marchand Balun 振幅誤差模擬圖 .......................................................68 圖 4-23 RF 端 Marchand Balunm 與匹配電感帶入前後 OP1dB 整體特性變化 ......69 圖 4-24 RF 端 Marchand Balunm 與匹配電感帶入前後 RF 頻寬整體特性變化 .....69 圖 4-25 Marchand Balun 是否有加 variable capacitor 的比較 ...................................70 圖 4-26 Transformer-based Balun 是否有加 variable capacitor 的比較 .....................71 圖 4-27 LO 端 Coupler 反射係數電磁模擬模型 ........................................................72 圖 4-28 LO 端 Coupler 反射係數 Smith 圖 .................................................................73 圖 4-29 LO 端 Coupler 反射係數模擬圖 ....................................................................73 圖 4-30 LO 端 Coupler 注入損耗模擬圖 ....................................................................74 圖 4-31 LO 端 Coupler 輸出相位差模擬圖 ................................................................74 圖 4-32 LO 端 Coupler 振幅誤差模擬圖 ....................................................................75 圖 4-33 Coupler 帶入前後 OP1dBm 整體特性變化 ...................................................75 圖 4-34 Coupler 帶入前後 RF 頻寬整體特性變化 .....................................................76 圖 4-35 模擬 LO 驅動功率對轉換增益作圖 ..............................................................77 圖 4-36 模擬 IF 功率對轉換增益作圖 ........................................................................77 圖 4-37 模擬 RF 頻率對轉換增益作圖 .......................................................................78 圖 4-38 模擬 IF 頻率對轉換增益作圖(IF 頻率 1-4GHz) ...........................................78. XII.

(15) 圖 4-39 模擬 IF 頻率對轉換增益作圖(IF 頻率 0.1-0.9GHz) .....................................79 圖 4-40 模擬 RF 頻率隔離度作圖 ...............................................................................79 圖 4-41 使用 LO 端線性提升技術之混頻器電路佈局圖 ..........................................80 圖 4-42 混頻器晶片微影圖 ..........................................................................................81 圖 4-43 量測儀器架設示意圖 ......................................................................................81 圖 4-44 LO 驅動功率對轉換增益量測圖 ...................................................................82 圖 4-45 IF 功率對轉換增益量測圖(Vg 偏壓為-0.1V) ...............................................83 圖 4-46 IF 功率對轉換增益量測圖(Vg 偏壓為-0.05V) .............................................83 圖 4-47 IF 功率對轉換增益量測圖(Vg 偏壓為 0.0V) ................................................84 圖 4-48 IF 功率對轉換增益量測圖(Vg 偏壓為 0.05V) ..............................................84 圖 4-49 IF 功率對轉換增益量測圖(Vg 偏壓為 0.1V) ................................................85 圖 4-50 IF 功率對轉換增益量測圖(LO 功率為 3 dBm) ............................................87 圖 4-51 IF 功率對轉換增益量測圖(LO 功率為 6 dBm) ............................................87 圖 4-52 IF 功率對轉換增益量測圖(LO 功率為 9 dBm) ............................................88 圖 4-53 IF 功率對轉換增益量測圖(LO 功率為 10 dBm) ..........................................88 圖 4-54 RF 頻率對轉換增益量測圖 ............................................................................90 圖 4-55 IF 頻率對轉換增益量測圖(IF 頻率 1-4GHz) ................................................90 圖 4-56 IF 頻率對轉換增益量測圖(IF 頻率 0.1-0.9GHz) ..........................................91 圖 4-57 RF 頻率隔離度量測圖 ....................................................................................91 圖 4-58 模擬 LO 端波形擺幅的模擬點 A ..................................................................92 圖 4-59 無 varactor 時不同匹配電感在 Transformer-based Balun 下的線性度比較 93 圖 4-60 無 varactor 時不同匹配電感在 Transformer-based Balun 下的線性度比較 93 圖 4-61 Transformer-based Balun 無匹配電感下有無可變電容的線性度比較 ........95 圖 4-62 Transformer-based Balun 無匹配電感下有無可變電容的波形比較 ............95 圖 4-63 Transformer-based Balun 有匹配電感下有無可變電容的線性度比較 ........96 圖 4-64 Transformer-based Balun 有匹配電感下有無可變電容的波形比較 ............96. XIII.

(16) 圖 4-65 有 varactor 時不同匹配電感在 Transformer-based Balun 下的線性度比較 97 圖 4-66 有 varactor 時不同匹配電感在 Transformer-based Balun 下的波形比較 ....97 圖 4-67 使用 Marchand Balun 與 Transformer-based Balun 共軛匹配的 Smith 圖 ..98. XIV.

(17) 表. 目. 錄. 表 1-1 已發表之混頻器比較表 ......................................................................................3 表 3-1 不同 LO 功率和 RF 頻率下 OP1dB 量測與模擬比較表(Vg=0.5V) .............43 表 3-2 LO 功率 8dBm 下不同 Vg 偏壓的 OP1dB 量測與模擬比較表 .....................44 表 3-3 LO 功率 8dBm 下不同 IF 頻率的 OP1dB 量測與模擬比較表(Vg=0.5V) ....44 表 3-4 不同 LO 匹配電感下輸出 Balun 進入電晶體閘極和其他特性模擬比較表 49 表 3-5 不同 Balun 下進入電晶體閘極和其他特性模擬比較表 ...............................50 表 3-6 38 GHz 基礎混頻器與已發表論文比較 ..........................................................53 表 4-1 不同電晶體和可變電容偏壓組合下轉換增益和 OP1dB 量測比較表 .........86 表 4-2 不同 LO 輸入功率下轉換增益和 OP1dB 量測比較表..................................89 表 4-3 Transformer-based Balun 不同 LO 匹配電感在 LO gate 端的特性比較 .......94 表 4-4 38 GHz 次諧波混頻器與已發表論文比較 ......................................................99 表 5-1 38 GHz 混頻器與已發表論文比較 ................................................................102. XV.

(18) XVI.

(19) 第一章. 緒論. 1. 1 研究背景與動機面對第五代行動通訊的到來，38 GHz 為在毫米波頻段內極有可能被使用的頻段，高資料率(High data rate)與低功率的技術也隨之被提出，混頻器在整個無線收發系統中扮演重要角色，且其線性度的特性更是在傳送端的設計上占有非常重要的地位，被動混頻器由於它的高線性度與靈直流功率消耗的特性，已被廣泛使用，但它也同時具有低轉換增益的缺點，於是我們期望去設計出一個在傳送端上的升頻混頻器，同時具備高轉換增益與高線性度的特性。. 1. 2 文獻探討傳統設計的混頻器，不管是 Fundamental 和 Sub-harmonic 架構，如文獻[1]至文獻[5]存在線性度有限，如以 Fundamental 架構設計的文獻[1][2]和直流功率效耗過大的問題，如以 Fundamental 架構設計的文獻[3]和以 Sub-harmonic 架構設計的文獻[4]，而有人會改良原本的基礎架構，例如文獻[5]就結合了 Dual-gate 高線性度和 Gilbert-cell 高轉換增益的優點，而基於原本簡單架構，加入各種線性提升技術的研究也廣泛被討論著，比較常見的技術為 Second-harmonic injection，由於 Third order distortion product 是經過交互調變後的雜訊中最接近原始訊號的，則利用這項技術去消除之，如文獻[6][7][8]，在主動混頻器設計方面如文獻[9]，利用. Linearized transconductance stage 和文獻[10]利用二極體線性器來提升線性度。為了避免直流功率消耗的問題，我們首先採用被動混頻器，若沒有加入任何線性提升技術，單一被動混頻器的轉換增益或線性度難以提升，如文獻[11][12][13] 的 Fundamental 架構和文獻[14][15]的 Sub-harmonic 架構中。前一段中有提及一些技術來改變線性度，而在被動混頻器設計上，在文獻[16]中發現在混頻器的 LO 端. 1.

(20) 上加上一種 Non-Linear Transmission Line (NLTL)電路，能重塑 LO 端波形，而改變轉換增益和線性度，從這篇模擬結果中，轉換增益從-1 dB 提升到 1.2 dB，IP1dB 則從-2.9 dBm 提升到 0.9 dBm，並得知 LO 端電壓擺幅大小與整個混頻器的特性息息相關，該篇也解釋因為 NTNL 架構中的可變電容的充放電特性，造成 LO 端波形擺幅增大，而增加了轉換增益和線性度，而在文獻[17]和[18]中，用數學模型去推導，改變 LO 端匹配電感和可變電容值，能去調整 LO 端的波形，故萌生研究調整 NTNL 架構在 LO 端上影響擺幅大小和線性度之間相互關係的想法。而將這技術用在晶片上稱作 Local Oscillator Boosting，以文獻[19]為例，該文獻是將一基本 Fundamental 架構的混頻器加上此種技術後，經模擬發現可將轉換增益和線性度同時提升，量測時也證實其轉換增益為-8.5dB，OP1dB 為-2.7 dBm，比原本類似頻段下的混頻器特性來的好，在文獻[20]中也同樣使用 NTNL 架構在 LO 端上，經量測後可比沒加 NTNL 時轉換增益增加 2.5 dB，OP1dB 增加 3 dB。本次設計是被動混頻器，採用 Local Oscillator Boosting 技術應用在 Fundamental 和 Sub-harmonic 兩種架構上。由於混頻器閘極端的波形在整體特性中扮演重要角色，此技術能增大 LO 波形振福以減少訊號的損耗，並且因為減少了電晶體的導通電阻，而能改善轉換增益，再者，重塑 LO 端的波形還能使電晶體開關在較大的 IF 訊號輸入時打開，藉以提升線性度，則本次設計就是期望能符合這項技術的預期效果，圖 1-1 為文獻探討的思路流程圖，表 1-1 是文獻探討中的部分文獻比較表格。. 主動混頻器存在直流功耗過大與線性度有限問題 Fund[1][2][3] Sub[4][5]. 傳統被動混頻器轉換增益和線性度表現不佳 Fund[11][12][13] Sub[14][15]. 為了改善線性度而提出多種技術 [6][7][8][9][10]. 圖 1-1 文獻探討思路流程圖. 2. NTNL架構被提出運用在LO端上改善混頻器特性 [16][17][18][19][20].

(21) 表 1-1(a) 已發表之混頻器比較表 [1]. [2]. [3]. [9]. [11]. [19]. (2013). (2016). (2017). (2017). (2010). (2018). 90 nm. 0.18 μm. 65 nm. 65 nm. 0.18 μm. 0.18 μm. CMOS. CMOS. CMOS. CMOS. CMOS. CMOS. up. up. up up. up. Ref. Process up Fundamental Fundamental Fundamental Fundamental pseudo Topology. Fundamental Fundamental double-. double-. double. balanced ring. balanced. balanced. differential and current with IF buffer Gilbert cell. Resistive. Resistive. Ring mixer. mixer. N/A. LO boosting. Gilbert cel. reused Transconduct. Linearity. N/A. N/A. N/A ance stage. approach RF Freq. (GHz). 17.5-22.3. 14-35. 60(45-65). 27.5-43.5. 15-50. 28(23-33). LO Power (dBm). 6. 3. 5. 5. 10. 8. Peak CG (dB). -0.62. 4. -6.5. -5. -13. -8.5. OP1dB (dBm). -13. -17.14. -5. 0.42. -10. -2.7. DC Power (mW). 0.149. 2.75. 29. 14. 0. 0. Area (mm2). 0.91 × 0.8. 0.98 × 0.7. 0.45 × 0.45. 0.52 × 0.67. FoM. 0.097. 0.037. 0.022. 0.110. 0.505 × 0.62 0.70 × 1.40 0.053. 0.097. 3.

(22) 表 1-1(b) 已發表之混頻器比較表 [4]. [5]. [14]. [21]. [22]. [23]. (2016). (2006). (2005). (2009). (2015). (2009). 90 nm. 0.13 μm. GaAs. 0.15 μm. 0.15 μm. 0.18 μm. CMOS. CMOS. MMIC. GaAs. GaAs. CMOS. Ref. Process up up. down. Subharmonic. up up. Subharmonic. active balun Subharmonic Dual-gate. novel. Gilbert-cell. isolation-. mixer. enhanced. a pair of antiparallel gate-. single. doublemixer. Subharmonic miniature. feedback, Gilbert-cell. Subharmonic. novel. and RCTopology. Subharmonic up. drain-. sideband. connected. balance. mixer mixer. diode mixer. mixer Linearity. N/A. N/A. N/A. N/A. N/A. N/A. RF Freq. (GHz). (60)53-65. 18-28. 43-46. 35-42. 24-44. 10-40. LO Power (dBm). 0. 3. 12. 15. 11. 8. Peak CG (dB). 0.78. 0.7. -11. -7.1. 10.5. -15.6. OP1dB (dBm). -11.2. -5.2. -16. -24. -11.5. -7.9. DC Power (mW). 27.8. 8. 0. 50. 225. 0. Area (mm2). 0.89 × 0.84. 0.68 × 0.69. 1.7 × 1.7. 1.3 × 0.9. 1.33 × 0.82. 1.1 × 0.67. FoM. 0.010. 0.063. 0.011. --. --. 0.027. approach. 4.

(23) 1. 3 研究成果本論文提出兩個混頻器設計，都針對高輸出功率與改善線性度做出設計與實現，晶片製作採用標準 65-nm CMOS 製程，並完成設計、驗證與量測。第一顆混頻器介紹於第三章，使用 Fundamental 架構並加上 LO 端線性提升技術(LO boosting linearization technique)，在 LO 驅動功率 8 和 9 dBm 與 0.5 V 的閘極偏壓下，轉換增益為-9.1 dB 和-8.4 dB，OP1dB 為-3.2 dBm 和-1.5 dBm，在 RF 頻率 31-41 GHz 間，當 LO 輸入功率為 6 dBm 時，轉換增益範圍為-10.4 dB 到11.3 dB，直流功耗為 0 mW。第二顆混頻器介紹於第四章，使用 Sub-Harmonic 架構並加上 LO 端線性提升技術(LO boosting linearization technique)，在 LO 驅動功率 10 dBm 與 0.0 V 的閘極偏壓和 0.25 V 的可變電容偏壓下，轉換增益為-10.4 dB，OP1dB 為-9.3 dBm，在 RF 頻率 29-40 GHz 間，當 LO 輸入功率為 10 dBm 時，轉換增益範圍為-10.5 dB 到-10.1 dB，直流功耗為 0 mW。. 5.

(24) 6.

(25) 第二章. 混頻器基本介紹. 本章節將介紹混頻器原理與在設計時需考量到的參數特性，其中包含轉換增益/損耗(Conversion Gain/Loss)、頻寬(Bandwidth)、線性度(Linearity)、隔離度 (Isolation)以及功率消耗等參數，再來介紹混頻器常用種類與架構。. 2. 1 概述在無線收發系統中，訊號必須進行升頻轉換或降頻轉換，才能進行傳播和處理。在發射端部分，數位訊號經過調變器(Modulator)轉換成載有訊息之類比訊號後，透過升頻器(Up-conversion Mixer)將低頻訊號轉換為高頻訊號，再由功率放大器提升擺幅與功率，最後從天線發射出去。升頻混頻器為發射端的核心，線性度和轉換增益為衡量混頻器性能的重要指標，線性度決定了混頻器能處理的最大信號強度，好的轉換增益能降低後面電路的設計難度，因此如何設計一個具有高線性度和高轉換增益的混頻器一直都是研究的重點之一。其工作原理為利用具有非線性特性的元件，像是二極體、BJT 或 MOS 等元件，將兩個輸入的訊號結合成一個輸出訊號，經由元件的非線性特性產生出多階諧波，取出其二階交互調變項，即可獲得升頻或降頻的訊號，在升頻混頻器中，輸入端為 IF 和 LO，輸出端為 RF，將 IF 之欲升頻訊號與由本地震盪源提供的 LO 訊號經過混頻器後，得到 RF 較高頻的訊號由天線發射出去。. 2. 2 混頻器之設計參數設計混頻器時，一般會考量的設計參數有轉換增益 / 損號 (Conversion Gain/Loss)、頻率範圍、線性度(Linearity)、隔離度(Isolation)以及功率消耗等參數。. 7.

(26) 2.2. 1 轉換增益/損耗(Conversion Gain/Loss) 轉換增益(Conversion Gain)為不同頻率的輸入與輸出功率之間放大的比率，若輸出訊號沒有被放大而是損耗，那則稱為轉換損耗(Conversion Loss)，一般單位以分貝來表示，以升頻的混頻器為例，輸入為 IF 功率，輸出為 RF 功率，則轉換增益的算法為輸出的 RF 功率除以輸入的 IF 功率，若用分貝作單位，則直接相減就為轉換增益或轉換損耗，如式(2-1). Conversion Gain (dB) = 10 log. available RF output power available IF input power. (2- 1). 2.2. 2 轉換增益對 LO 功率(Conversion Gain versus LO Power) LO 功率為設計混頻器中一個非常重要的考量，會大大影響混頻器的許多特性，從圖(2-1)可看出，一開始隨著 LO 功率上升，轉換增益也呈正比上升，但當 LO 功率上升到一定程度後，轉換增益會達飽和，則在設計時會考量轉換增益對 LO 功率的模擬，避免浪費多餘的 LO 功率，且無法獲得更大的轉換增益。. Conversion Gain (dB). Design. LO Power (dBm). 圖 2-1 LO 驅動功率對轉換增益示意圖. 8.

(27) 2.2. 3 頻率範圍頻率範圍是混頻器可以工作的頻寬，一般定義中心頻率的轉換增益下降 3dB 時的頻率為可用的頻率範圍，以升頻混頻器來說，RF 輸出頻率為輸出的頻率範圍，而 IF 輸入頻率為輸入的頻率範圍，通常到某個 IF 頻率之後，轉換增益會掉的很快，則比其小的頻率範圍為可用區域。. 2.2. 4 線性度(Linearity) 衡量線性度的一個重要參數為輸出 1-dB 增益壓縮點(Output 1-dB compression point)，簡稱 OP1dB，當 IF 輸入功率持續增加，增加到某點使轉換增益跟最一開始 IF 輸入功率很小時比下降了 1dB 大小時，在該 IF 輸入攻率下得到的 RF 輸出功率，就為 OP1dB 的值，而對應的 IF 輸入功率為 IP1dB。. 2.2. 5 隔離度(Isolation) 因為混頻器為三端元件，由二極體或電晶體組成，則訊號可能從某端點漏至其他端點產生雜訊而干擾原訊號，則我們使用隔離度(Isolation)來做為訊號漏至其他端點的大小依據，其計算方式為從某端點輸入功率，觀察另一端得到此功率的大小與原訊號的比例，其中由於 LO 端和 RF 端較高頻影響較大，故本論文針對三個指標去斷定這個混頻器的隔離度，如式(2-2)到式(2-4). available LO power to RF Port available LO power to LO Port available LO power to IF Port LO to IF Isolation (dB) = 10 log available LO power to LO Port available 2LO power to RF Port 2LO to RF Isolation (dB) = 10 log available LO power to LO Port LO to RF Isolation (dB) = 10 log. 9. (2- 2) (2- 3) (2- 4).

(28) 2. 3 混頻器種類與常用架構混頻器分主動式混頻器和被動式混頻器，主動式混頻器的優點在於其有較高的轉換增益，並且使用較小的 LO 端驅動功率下，就能達到需要的特性要求，缺點為需要直流功耗，並在線性度及頻寬的表現上通常相較被動式混頻器來的差，而被動式混頻器的優點在於不需要直流功耗，並有較高的線性度和不錯的頻寬特性，缺點為轉換功率低。混頻器為三端元件，依據輸入輸出端的方式可以大致分為三種架構。第一種為單端輸入輸出架構(Single-Ended)，此架構的混頻器架構很簡單，主要利用二極體或電晶體非線性效應，達到頻率混合的目的，但其隔離度取決於元件本身的性能，需要用專用的濾波器以防止訊號由元件泄漏出去。第二種架構為單端平衡(Single-Balanced)，由兩個單端混頻器與一個 3dB 混合耦合器便可組成一個單端平衡混頻器，而耦合器分為 90 度和 180 度，對於 90 度耦合器，RF 和 LO 端的反射係數小，但 RF 和 LO 端之間有交叉耦合，隔離度很差；對於 180 度耦合器，RF 和 LO 端有較高的反射係數，但 RF 和 LO 之間無交叉耦合，故其隔度很好。第三種為雙端平衡(Double-Balanced)，又稱 Gilbert Cell 架構，在混頻器三端都有差動對訊號，如果電路具有完美的對稱性，電路阻抗匹配的很好，RF-LO-IF 之間的隔離度會很高。. 2. 4 基礎混頻器和次諧波混頻器由於使用非線性元件做為混頻，用式(2-5)表示一非線性模型，假設輸入訊號是一個含有𝑤1 和𝑤2 的弦波訊號，用 𝑥(𝑡 ) = 𝐴1 𝑐𝑜𝑠(𝑤1 𝑡 ) + 𝐴2 𝑐𝑜𝑠(𝑤2 𝑡 )來表示，則代入式(2-5)中後可改寫成式(2-6)，其中 w 訊號位於頻帶內，稱之為基礎(Fundamental) 訊號，而 2w、3w 等稱之為諧波(Harmonics)訊號，次諧波是代表頻率小於基頻 w 的訊號，這邊表示為基頻頻率的一半 0.5w 的訊號。. 10.

(29) 基礎混頻器是以 w 訊號做為混頻，可以看到在二次諧波成份中可得到我們要的相加頻率訊號，也可用式 2-7 表示，我們要的是𝑊𝐿𝑂 + 𝑊𝐼𝐹 訊號，所以要透過濾波器等方式去得到。而次諧波混頻器是以 0.5w 訊號做為混頻，其優點為 LO 端處在較低頻情況下，電路設計難度可降低，但相較基礎混頻器，其轉換增益和線性度較低，故通常會利用一些技術在 LO 端等地方，以提高其轉換增益和線性度達到接近甚至超越基礎混頻器的特性。. 𝑦(𝑡 ) = 𝑎1 𝑥 (𝑡 ) + 𝑎2 𝑥 2 (𝑡 ) + 𝑎3 𝑥 3 (𝑡 ). (2-5). 𝑦(𝑡 ) = 𝑎1 (𝐴1 𝑐𝑜𝑠𝑤1 𝑡 + 𝐴2 𝑐𝑜𝑠𝑤2 𝑡 ) + 𝑎2 (𝐴1 𝑐𝑜𝑠𝑤1 𝑡 + 𝐴2 𝑐𝑜𝑠𝑤2 𝑡)2 +𝑎3 (𝐴1 𝑐𝑜𝑠𝑤1 𝑡 + 𝐴2 𝑐𝑜𝑠𝑤2 𝑡)3. (2-6). 能得到原來頻率成份: 𝑤1 , 𝑤2 : 3 3 (𝑎1 𝐴1 + 𝑎3 𝐴1 3 + 𝑎3 𝐴1 𝐴2 2 )𝑐𝑜𝑠𝑤1 𝑡 4 2 3 3 (𝑎1 𝐴2 + 𝑎3 𝐴2 3 + 𝑎3 𝐴2 𝐴1 2 )𝑐𝑜𝑠𝑤2 𝑡 4 2 二次諧波成份: 𝑤1 ± 𝑤2 : 𝑎2 𝐴1 𝐴2 cos(𝑤1 + 𝑤2 )𝑡 + 𝑎2 𝐴1 𝐴2 cos(𝑤1 − 𝑤2 )𝑡 三次諧波成份: 2𝑤1 ± 𝑤2 或 2𝑤2 ± 𝑤1 ∶ 3𝑎3 𝐴2 𝐴1 2 3𝑎3 𝐴2 𝐴1 2 cos(2𝑤1 + 𝑤2 )𝑡 + cos(2𝑤1 − 𝑤2 )𝑡 4 4 3𝑎3 𝐴1 𝐴2 2 4. cos(2𝑤2 + 𝑤1 )𝑡 +. 3𝑎3 𝐴1 𝐴2 2 4. cos(2𝑤2 − 𝑤1 )𝑡. 1. 𝑐𝑜𝑠(𝑤𝐿𝑂 𝑡 ) ∗ 𝑐𝑜𝑠(𝑤𝐼𝐹 𝑡 ) = [𝑐𝑜𝑠(𝑤𝐿𝑂 + 𝑤𝐼𝐹 )𝑡 + 𝑐𝑜𝑠(𝑤𝐿𝑂 − 𝑤𝐼𝐹 )𝑡 2. 11. (2-7).

(30) 12.

(31) 第三章. 利用 LO 端線性提升技術之 38GHz 被動基礎混頻器. 本章節將介紹一個利用 LO 端線性提升技術 (LO boosting linearization technique)之 Ka Band 混頻器，設計的 RF 頻率為 38 GHz，LO 頻率為 34.5 GHz， IF 頻率為 3.5 GHz，為了達到較高的線性度與轉換增益，我們透過在 LO 端使用 transformer-based balun 與 Matching Inductor，利用 65-nm 1P9M 互補式金屬氧化物半導體製程(Standard 65-nm 1P9M CMOS process)來實現此電路設計。在 38 GHz 時，Vg 為 0.5 V，可變電容之電晶體偏壓 0.2 V，在 LO 功率為 8 dBm 時模擬的轉換增益約為-8.6 dB，IP1dBm 約為 5.5 dBm，OP1dB 約為-4.118 dBm，整體功耗為 0 W，整體晶片佈局面積為 0.58 mm * 0.57 mm。. 3. 1 簡介升頻混頻器主要是在發射端把基頻訊號升至高頻才由天線發射出去，為三端元件，理想下輸出頻率為兩個輸入頻率的差或和值，在升頻混頻器中，輸入訊號為 IF 基頻訊號和 LO 本地震盪源訊號，混頻後得到 RF 訊號。混頻器主要分主動混頻器和被動混頻器，主動混頻器較被動有較高的轉換增益，可在較低的 LO 功率推動下達到想要的運作結果，但其必須犧牲直流功耗且在頻寬和線性度的表現上不如被動混頻器來的佳，而被動混頻器的轉換增益不如主動，但相對的擁有較寬的頻寬和較好的線性度，且無直流功耗。混頻器架構主要分單端輸入輸出(Single-Ended)、單端平衡(Single-Balance)和雙端平衡(Double-Balance)三種架構，由於本次設計沒有特別針對隔離度(Isolation) 做設計，則使用隔離度最佳的雙端平衡架構。另外本次架構參考文獻[12]，使用 Fundamental 架構並在 LO 端加上可變電容，研究在 65-nm CMOS 製程下是否利用 LO 端線性提升技術具有和其他製程相同的效用，圖 3-1 為本次電路的架構，紅色部分(Transformer-based balun 和 LO 端電感)，與文獻[12]的不同處，在設計. 13.

(32) 時發現使用其他種 Transformer-based balun 和加上匹配電感會影響整體特性，故試著去調整這些元件以提高電路效能。本章節將利用標準 65-nm CMOS 製程，設計一 IF 頻率為 3.5 GHz，RF 頻率為 38 GHz 的混頻器。. VGS. IFin + IFin -. Cbypass LOin. VMOS. Transformer-based balun. Marchand balun RFout 圖 3-1 以 Fundamental+Varactor 為基礎改良之被動式基礎混頻器架構圖. 14.

(33) 3. 2 利用 LO 端線性提升技術之 38 GHz 被動基礎混頻器設計 3.2. 1 電晶體尺寸和偏壓選擇首先將電晶體閘極偏壓和 Varactor 偏壓設為 0 V 以此排除不同偏壓的變因，本次設計模擬環境: LO 頻率設 34.5 GHz，IF 頻率設 3.5 GHz。首先，我們先決定電晶體 Channel Length 大小，在電晶體寬度 2 um 下模擬 0.13 um、90 nm 和 65 nm 長度的電晶體，在不同 LO 驅動功率下的轉換增益，從圖 3-2 到圖 3-4 中的模擬能明顯觀察出 65 nm 長度下的轉換增益最大，故選擇該長度尺寸做為設計，接著，我們尋找不同電晶體寬度去模擬在不同 LO 驅動功率時的不同尺寸下，LO 驅動功率要打到多少時轉換增益接近飽和，以及哪個尺寸在此 LO 驅動功率時有最大轉換增益，如圖 3-5 到圖 3-7，接著在適當的 LO 驅動功率下，模擬一定的 RF 頻率範圍，哪個尺寸有最大轉換增益及最平緩(頻寬最大)的特性，如圖 3-8 到圖 3-10，最後根據圖 3-5 到圖 3-10 的模擬結果，觀察到在 2*8, 4*4, 6*2 這三種尺寸下有最大轉換增益及不錯的頻寬特性。接著我們在 LO 端 balun 輸出後到電晶體閘極端之間給偏壓的方式，模擬不同電晶體閘極偏壓下的轉換增益，由圖 3-11 得知在偏壓為 0.4 到 0.6V 時有最大轉換增益，接著重複沒加偏壓時的步驟，分別模擬 LO 功率和頻寬圖，如圖 3-12 到圖 3-17 所示，並模擬在不同 IF 輸入功率下 RF 的輸出功率，找出 OP1dB 點，為圖 3-18 到圖 3-20。經過綜合比較結果，2*8 尺寸下有最大轉換增益、最大 OP1dB 及不錯的頻寬特性，故選擇之當作電晶體尺寸。另外為了維持一定的轉換增益和較佳的 OP1dB，由圖 3-18 的模擬結果，將 LO 驅動功率定在 8 dBm。. 15.

(34) -5 LO Freqency = 34.5 GHz IF Freqency = 3.5 GHz IF Power = -15 dBm. Conversion Gain (dB). -10 -15 -20 -25. Length = 0.13 um. -30. MOS Size = 2um x 2f MOS Size = 2um x 4f MOS Size = 2um x 8f MOS Size = 2um x 16f MOS Size = 2um x 32f. -35 -40 0. 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. 9. 10. LO_pow (dBm). 圖 3-2 電晶體長度 0.13 um，不同指差數下的轉換增益對 LO 驅動功率作圖. -5. Conversion Gain (dB). -10 -15 -20 -25. Length = 90 nm. -30. MOS Size = 2um x 2f MOS Size = 2um x 4f MOS Size = 2um x 8f MOS Size = 2um x 16f MOS Size = 2um x 32f. LO Freqency = 34.5 GHz IF Freqency = 3.5 GHz IF Power = -15 dBm. -35 -40 0. 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. 9. 10. LO_pow (dBm). 圖 3-3 電晶體長度 90 nm，不同指差數下的轉換增益對 LO 驅動功率作圖. 16.

(35) -5. Conversion Gain (dB). -10 -15 -20 -25. Length = 65 nm. -30. MOS Size = 2um x 2f MOS Size = 2um x 4f MOS Size = 2um x 8f MOS Size = 2um x 16f MOS Size = 2um x 32f. LO Freqency = 34.5 GHz IF Freqency = 3.5 GHz IF Power = -15 dBm. -35 -40 0. 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. 9. 10. LO_pow (dBm). 圖 3-4 電晶體長度 65 nm，不同指差數下的轉換增益對 LO 驅動功率作圖. 0. Conversion Gain (dB). -10. LO Freqency = 34.5 GHz IF Freqency = 3.5 GHz IF Power = -15 dBm. -20 -30 -40 MOS Size = 2um x 2f MOS Size = 2um x 4f MOS Size = 2um x 8f MOS Size = 2um x 16f MOS Size = 2um x 32f. -50 -60 -70 -15. -10. -5. 0. 5. 10. 15. LO_pow (dBm). 圖 3-5 電晶體寬度 2 um，不同指差數下的轉換增益對 LO 驅動功率作圖. 17.

(36) 0. Conversion Gain (dB). -10. LO Freqency = 34.5 GHz IF Freqency = 3.5 GHz IF Power = -15 dBm. -20 -30 -40 MOS Size = 4um x 2f MOS Size = 4um x 4f MOS Size = 4um x 8f MOS Size = 4um x 16f MOS Size = 4um x 32f. -50 -60 -70 -15. -10. -5. 0. 5. 10. 15. LO_pow (dBm). 圖 3-6 電晶體寬度 4 um，不同指差數下的轉換增益對 LO 驅動功率作圖. 0. Conversion Gain (dB). -10. LO Freqency = 34.5 GHz IF Freqency = 3.5 GHz IF Power = -15 dBm. -20 -30 -40 MOS Size = 6um x 2f MOS Size = 6um x 4f MOS Size = 6um x 8f MOS Size = 6um x 16f MOS Size = 6um x 32f. -50 -60 -70 -15. -10. -5. 0. 5. 10. 15. LO_pow (dBm). 圖 3-7 電晶體寬度 6 um，不同指差數下的轉換增益對 LO 驅動功率作圖. 18.

(37) 0. Conversion Gain (dB). -5 -10 -15 -20 -25 -30 20. IF Freqency = 3.5 GHz IF Power = -15 dBm LO Power = 8 dBm MOS Size = 2um x 2f MOS Size = 2um x 4f MOS Size = 2um x 8f MOS Size = 2um x 16f MOS Size = 2um x 32f. 25. 30. 35. 40. 45. 50. RF Frequency (GHz). 圖 3-8 電晶體寬度 2 um，不同指差數下的轉換增益對 RF 頻率作圖. 0. Conversion Gain (dB). -5 -10 -15 -20 -25 -30 20. IF Freqency = 3.5 GHz IF Power = -15 dBm LO Power = 8 dBm MOS Size = 4um x 2f MOS Size = 4um x 4f MOS Size = 4um x 8f MOS Size = 4um x 16f MOS Size = 4um x 32f. 25. 30. 35. 40. 45. 50. RF Frequency (GHz). 圖 3-9 電晶體寬度 4 um，不同指差數下的轉換增益對 RF 頻率作圖. 19.

(38) 0. Conversion Gain (dB). -5 -10 -15 -20 -25. IF Freqency = 3.5 GHz IF Power = -15 dBm LO Power = 8 dBm. MOS Size = 6um x 2f MOS Size = 6um x 4f MOS Size = 6um x 8f MOS Size = 6um x 16f MOS Size = 6um x 32f. -30 20. 25. 30. 35. 40. 45. 50. RF Frequency (GHz). 圖 3-10 電晶體寬度 6 um，不同指差數下的轉換增益對 RF 頻率作圖. 0. Conversion Gain (dB). -10 -20 -30 -40 -50 -60 0.0. LO Freqency = 34.5 GHz IF Freqency = 3.5 GHz IF Power = -15 dBm MOS size = 2um x 8f. LO Power = 0 dBm LO Power = 3 dBm LO Power = 6 dBm LO Power = 9 dBm LO Power = 12 dBm. 0.2. 0.4. 0.6. 0.8. 1.0. 1.2. 1.4. 1.6. 1.8. Vg (V). 圖 3-11 電晶體尺寸 2 um *8 f，閘極偏壓以及 LO 驅動功率對轉換增益作圖. 20.

(39) 0. Conversion Gain (dB). -10. -20. LO Freqency = 34.5 GHz IF Freqency = 3.5 GHz IF Power = -15 dBm MOS Size = 2um x 2f MOS Size = 2um x 4f MOS Size = 2um x 8f MOS Size = 2um x 16f MOS Size = 2um x 32f. -30. -40 -15. -10. -5. 0. 5. 10. 15. LO Power (dBm). 圖 3-12 電晶體寬度 2 um，不同指差數下的轉換增益對 LO 驅動功率作圖. 0. Conversion Gain (dB). -10. -20 LO Freqency = 34.5 GHz IF Freqency = 3.5 GHz IF Power = -15 dBm MOS Size = 4um x 2f MOS Size = 4um x 4f MOS Size = 4um x 8f MOS Size = 4um x 16f MOS Size = 4um x 32f. -30. -40. -50 -15. -10. -5. 0. 5. 10. 15. LO Power (dBm). 圖 3-13 電晶體寬度 4 um，不同指差數下的轉換增益對 LO 驅動功率作圖. 21.

(40) 0. Conversion Gain (dB). -10 -20 -30 -40 -50 -60 -15. MOS Size = 6um x 2f MOS Size = 6um x 4f MOS Size = 6um x 8f MOS Size = 6um x 16f MOS Size = 6um x 32f. LO Freqency = 34.5 GHz IF Freqency = 3.5 GHz IF Power = -15 dBm. -10. -5. 0. 5. 10. 15. LO Power (dBm). 圖 3-14 電晶體寬度 6um，不同指差數下的轉換增益對 LO 驅動功率作圖. 0 IF Freqency = 3.5 GHz IF Power = -15 dBm LO Power = 8 dBm. Conversion Gain (dB). -5. -10. -15. -20. -25 20. MOS Size = 2um x 2f MOS Size = 2um x 4f MOS Size = 2um x 8f MOS Size = 2um x 16f MOS Size = 2um x 32f. 25. 30. 35. 40. 45. 50. RF Frequency (GHz). 圖 3-15 電晶體寬度 2 um，不同指差數下的轉換增益對 RF 頻率作圖. 22.

(41) 0 IF Freqency = 3.5 GHz IF Power = -15 dBm LO Power = 8 dBm. Conversion Gain (dB). -5. -10. -15. -20. -25 20. MOS Size = 4um x 2f MOS Size = 4um x 4f MOS Size = 4um x 8f MOS Size = 4um x 16f MOS Size = 4um x 32f. 25. 30. 35. 40. 45. 50. RF Frequency (GHz). 圖 3-16 電晶體寬度 4 um，不同指差數下的轉換增益對 RF 頻率作圖. 0 -5. Conversion Gain (dB). -10 -15 -20 -25 -30 -35 -40 20. MOS Size = 6um x 2f MOS Size = 6um x 4f MOS Size = 6um x 8f IF Freqency = 3.5 GHz MOS Size = 6um x 16f IF Power = -15 dBm MOS Size = 6um x 32f LO Power = 8 dBm. 25. 30. 35. 40. 45. 50. RF Frequency (GHz). 圖 3-17 電晶體寬度 6 um，不同指差數下的轉換增益對 RF 頻率作圖. 23.

(42) 0 IF Freqency = 3.5 GHz LO Freqency = 34.5 GHz MOS Size = 2um x 8f. Conversion Gain (dB). -5. -10. LO Power = 0 dBm LO Power = 3 dBm LO Power = 6 dBm LO Power = 9 dBm LO Power = 12 dBm. -15. -20 -20. -15. -10. -5. 0. 5. 10. 15. 20. IF Power (dBm). 圖 3-18 電晶體尺寸 2 um*8 f，不同 LO 驅動功率下的轉換增益對 IF 功率作圖. 0 IF Freqency = 3.5 GHz LO Freqency = 34.5 GHz MOS Size = 4um x 4f. Conversion Gain (dB). -5. -10. -15. -20 -20. LO Power = 0 dBm LO Power = 3 dBm LO Power = 6 dBm LO Power = 9 dBm LO Power = 12 dBm. -15. -10. -5. 0. 5. 10. 15. 20. IF Power (dBm). 圖 3-19 電晶體尺寸 4 um*4 f，不同 LO 驅動功率下的轉換增益對 IF 功率作圖. 24.

(43) 0 IF Freqency = 3.5 GHz LO Freqency = 34.5 GHz MOS Size = 6um x 2f. Conversion Gain (dB). -5. -10. -15. -20 -20. LO Power = 0 dBm LO Power = 3 dBm LO Power = 6 dBm LO Power = 9 dBm LO Power = 12 dBm. -15. -10. -5. 0. 5. 10. 15. 20. IF Power (dBm). 圖 3-20 電晶體尺寸 6 um*2 f，不同 LO 驅動功率下的轉換增益對 IF 功率作圖. 3.2. 2 RF 端 Marchand Balun 和匹配電感設計在 RF 端我們需要一個 Marchand Balun 將由電晶體送出的訊號合成單一訊號送出，Marchand Balun 是由四段四分之一波長的傳輸線組成，利用訊號走四分之一波長相位差 90°的原理，將原本相差 180°振幅大小相同的訊號作合成，耦合方式有分上下耦合(Broadside Coupling)和邊緣耦合(Edge Coupling)，雖然邊緣耦合的耦合程度較大，可以減少訊號損失，但要較大的面積，兩者考量下選擇上下耦合，耦合程度受製程中兩層金屬間的距離而有所限制，Marchand Balun 的電磁模擬模型標示在圖 3-21。. 25.

(44) 圖 3-21 Marchand balun 3D 圖以下設計一個 RF 端的 Marchand Balun，由於 Balun 是利用訊號走四分之一波長相位差 90 度的特性，還有碰到短路端會全反射回來並產生反相位訊號，碰到開路端會全反射回來並產生同相位訊號的原理，讓輸入的訊號分成兩個相同大小相差 180 度的訊號，所以先設計在 38 GHz 下四分之一波長的傳輸線，繞成電感狀，而 Marchand Balun 有分上下耦合和邊緣耦合，雖然邊緣耦合的損耗較低但面積過大，使用上下耦合，受製程下兩個不同金屬層的距離限制會有較大的損耗，圖 3-22 到圖 3-26 為模擬單獨 Marchand Balun 的特性。圖 3-27 和圖 3-28 為將 Marchand Balun 的 EM 檔代入電路後的整體模擬， Marchand Balun 的損耗造成 Conversion Gain 降低導致 OP1dB 下降，電感性也造成頻寬往低頻飄移，則在進入電晶體前用一對並聯電感做匹配，將 OP1dB 提升和頻寬調回 38 GHz 處，經模擬結果 OP1dB 可維持在原來的理想情況上。. S(2,2). S(3,3) S(2,2) S(1,1). S(3,3). S(1,1). freq (1.000GHz to 50.00GHz) Frequency (38 GHz). 圖 3-22 RF 端 Marchand Balun 反射係數 Smith 圖. 26.

(45) 0 -2 -4 Return Loss (dB). -6 -8 -10 -12 -14 S(1,1) S(2,2) S(3,3). -16 -18 -20 0. 5. 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 65 70 Frequency (GHz). 圖 3-23 RF 端 Marchand Balun 反射係數模擬圖. 0. Insertion Loss (dB). -10 -20 -30 -40 S(2,1) S(3,1). -50 -60 0. 5. 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 65 70 Frequency (GHz). 圖 3-24 RF 端 Marchand Balun 注入損耗模擬圖. 27.

(46) 200 190 Phase Difference (Degree). 180 170 160 150 140 130 120 110. S(2,1) and S(3,1) Phase Difference. 100 0. 5. 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 65 70 Frequency (GHz). 圖 3-25 RF 端 Marchand Balun 輸出相位差模擬圖. 10. Insertion Loss Difference (dB). 0 -10 -20 -30 -40 -50 S(2,1) and S(3,1) Insertion Loss Differencc. -60 0. 5. 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 65 70 Frequency (GHz). 圖 3-26 RF 端 Marchand Balun 振幅誤差模擬圖. 28.

(47) 10. LO Power = 8 dBm LO Freqency = 34.5 GHz IF Freqency = 3.5 GHz. 5. Conversion Gain (dB) & RF Output Power (dBm). 0 -5 -10 Pre-sim(CG) Pre-sim(Pout) RF Balun(CG) RF Balun(Pout) RF Balun + Inductor(CG) RF Balun + Inductor(Pout). -15 -20 -25 -30 -20. -15. -10. -5. 0. 5. 10. 15. IF Power (dBm). 圖 3-27 RF 端 Marchand Balunm 與匹配電感帶入前後 OP1dB 整體特性變化. 0. Conversion Gain (dB). LO Power = 8 dBm IF Power = -15 dBm IF Freqency = 3.5 GHz. Pre-sim RF Balun RF Balun + Inductor. -5. -10. -15 20. 25. 30. 35. 40. 45. 50. 55. 60. RF Frequency (GHz). 圖 3-28 RF 端 Marchand Balunm 與匹配電感帶入前後 RF 頻寬整體特性變化. 29.

(48) 3.2. 3 LO 端線性提升技術被動混頻器為高線性及零直流功耗，但轉換增益低，因此需要增益大的低雜訊放大器(LNA)和功率放大器(PA)，因此有論文提出了 Non-Linear Transmission Line (NLTL)技術，重塑 LO 波形以改善轉換增益、線性度和雜訊。在被動混頻器設計中，電晶體閘極端的波形大大影響整個混頻器的特性，在文獻[17]中提到使用如圖 3-27 的架構在 LO 端進電晶體前，由數學推論和實際模擬結果可得電感與電容值將影響 LO 端的波形振幅大小，而在文獻[17]中則提到，使用類似圖 3-27 相同的架構，可變電容在不增加 LO power 情況下能最佳化波形，而電感用來阻抗匹配，將 NTNL 輸入端的波形改變成更大擺幅和更窄脈衝的特性，而在該論文中在相同 LO 驅動功率下，從模擬結果可看出，轉換增益提升了 2.2 dB，同時 IP1dB 也提升了 3 dBm，驗證了 LO 端波形與混頻器特性有相對應的關係。. L2. L1. C(V2). C(V1). 圖 3-29 用來重塑 LO 波型的 NTNL 架構在文獻[11]中，詳細分析了可變電容的操作過程，如本論文中的圖 3-28 所示， Hold 時輸入開關打開，取樣輸入電壓在閘極，在 Boost 時源極轉成大電壓 Vpull，把負電吸引走減少 gate 到 bulk 的電容，造成閘極電壓上升。當 LO 電壓增加時，可變電容容值降低，儲存的電荷流出增加閘極電壓，反之則降低，且由於高閘極電壓時有較低的可變電容容值，使波形上高下低形成更窄脈衝，更高的 LO 擺幅降低了電晶體的導通電阻，減少損耗增加轉換增益，也減少雜訊也增加電晶體在較大輸入訊號下的導通能力，進而改善線性度，並減少電晶體導通的時間，增加差動增益。. 30.

(49) G. G. S. S B. B. Vg. G S. B. Vpul. Track Hold Boost. t. 圖 3-30 可變電容操作流程由於在不同製程不同架構與不同頻段下的混頻器設計中，使用 NTNL 技術的效果差異大，則這次就研究在 38GHz 頻段 65-nm CMOS 製程的 Fundamental 架構下，使用 NTNL 效果如何，而本次使用單節 NTNL，單節 NTNL 比多節要更減少面積與有較小的損耗。. 31.

(50) 3.2. 4 LO 端 Marchand Balun 與 Transformer-based Balun 模擬比較. (a) (b) (c) 圖 3-31 Balun 3D 圖(a)傳統 Marchand-type balun (b)1:1 Transformer-based balun (c) 1:2 Transformer-based balun 設計多種 Transformer-based balun 搭配不同的匹配電感去比較其特性，例如圖 3-31 中的三種 Balun，尋找線性度比傳統 Marchand Balun 更佳的組合。模擬環境: LO 驅動功率為 8 dbm，IF 頻率為 3.5 GHz，LO 頻率為 34.5 GHz， RF 頻率為 38 GHz，閘極偏壓為 0.5 V，RF 端為 Marchand Balun 的電磁模擬，LO 端為各種不同架構的 Balun 的電磁模擬，其他部份為理想模型。從圖 3-32 和圖 3-33 可看出，此種結構的 Transformer-based balun 特性與 Marchand Balun 差不多，可由閘極偏壓(Vg)去調整，且前者受匹配電感的影響較大，而由圖 3-34 可看出，使用 Double turn 1:2 transformer-based balun，也就是輸出兩端那圈的電感比輸入端的電感值大兩倍的雙層結構下，能在比原本較小的匹配電感下得到比 Marchand Balun 更好的線性度，犧牲的增益在可接受的範圍內。由於混頻器設計上，電晶體的閘極端振福大大影響了整個混頻器的特性，我們可藉由觀察振幅大小與線性度的相關性來決定 LO 端的設計，圖 3-35 為 LO 端使用不同匹配電感時，當電感為 0.2 nH 時，所對應的 OP1dB 也最大，相對應的波形振福也最大，維持一個正比的關係。. 32.

(51) -5 -6. Conversion Gain (dB). -7 -8 -9 -10 -11 -12 -13 -14 -15 -20. LO Power = 8 dBm LO Freqency = 34.5 GHz IF Freqency = 3.5 GHz. March Balun + L=0.4nH March Balun + L=0.3nH Transformer Balun + L=0.4nH Transformer Balun + L=0.3nH. -15. -10. 0. -5. 5. 10. 15. 20. IF Power (dBm). 圖 3-32 LO 端 Marchand Balun 與 Single turn Transformer-based Balun 線性度比較. -5 -6. Conversion Gain (dB). -7 -8 -9 -10 -11 -12 -13 -14 -15 -20. LO Power = 8 dBm LO Freqency = 34.5 GHz IF Freqency = 3.5 GHz March Balun + L=0.4nH March Balun + L=0.3nH Transformer Balun + L=0.4nH Transformer Balun + L=0.3nH. -15. -10. -5. 0. 5. 10. 15. 20. IF Power (dBm). 圖 3-33 LO 端 Marchand Balun 與 Double turn Transformer-based Balun 線性度比較. 33.

(52) -5 -6. Conversion Gain (dB). -7 -8 -9 -10 -11 -12 -13 -14. LO Power = 8 dBm LO Freqency = 34.5 GHz IF Freqency = 3.5 GHz March Balun + L=0.4nH March Balun + L=0.3nH Transformer Balun + L=0.35nH Transformer Balun + L=0.25nH. -15 -20. -15. -10. 0. -5. 5. 10. 20. 15. IF Power (dBm). 圖 3-34 LO 端 Marchand Balun 與 Double turn 1:2 Transformer Balun 線性比較. 0.0nH. 0.2nH. 0.25nH. 0.3nH. 0.35nH. Voltage (V). 2. 0. -2. 200. 250. 300. Time (psec). 圖 3-35 使用 Double turn 1:2 Transformer Balun 時的 LO 端匹配電感波形比較. 34.

(53) 3. 3 混頻器之模擬結果從圖 3-37 得知，IF 頻率為 3.5 GHz，LO 輸入功率為 8 dBm，在 IF_POW=-20 dBm 時模擬轉換增益為-8.5 dB，在 IF_POW=7 dBm 時轉換增益為-9.5 dB，得到的 RF 輸出功率為-2.47 dBm，由圖 3-39 得知，頻寬特性在 LO 輸入功率為 6 dBm，頻率為 34,38,42 GHz 下轉換增益分別為-8.2,-8.9,-10.4 dB，轉換增益最高點出現在頻率 33 GHz 處，而由圖 3-40 得知在 IF 頻率 1-10 GHz 下，皆在 3-dB 頻寬範圍內，而由圖 3-41 和圖 3-42 得知，LO-to-RF 和 LO-to-IF Isolation 則皆大於-50 dB，圖 3-43 為電路佈局圖。. -5. Conversion Gain(dB). -10 -15 -20 -25 Vg=0.35V Vg=0.4V Vg=0.45V Vg=0.5V Vg=0.6V. -30 -35. LO Freqency = 34.5 GHz IF Freqency = 3.5 GHz IF Power = -15 dBm. -40 -20 -18 -16 -14 -12 -10 -8 -6 -4 -2 0. 2. 4. 6. LO Power (dBm). 圖 3-36 模擬 LO 驅動功率對轉換增益作圖. 35. 8 10.

(54) 5. Conversion Gain (dB) & RF Output Power (dBm). 0. LO Power = 8 dBm LO Freqency = 34.5 GHz IF Freqency = 3.5 GHz. -5 -10 -15 -20 -25. Conversion Gain (Sim.) RF Output Power (Sim.). -30 -20 -18 -16 -14 -12 -10 -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 10 12 IF Power (dBm). 圖 3-37 模擬 IF 功率對轉換增益作圖(IF 頻率為 3.5 GHz). 5. Conversion Gain (dB) & RF Output Power (dBm). 0. LO Power = 8 dBm LO Freqency = 34.5 GHz IF Freqency = 1 GHz. -5 -10 -15 -20 -25. Conversion Gain (Sim.) RF Output Power (Sim.). -30 -20 -18 -16 -14 -12 -10 -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 10 12 IF Power (dBm). 圖 3-38 模擬 IF 功率對轉換增益作圖(IF 頻率為 1.0 GHz). 36.

(55) -6. Conversion Gain(dB). -8 -10 -12 -14 -16 -18. IF Freqency = 3.5 GHz IF Power = -15 dBm LO Power = 9 dBm. -20 24. 28. 26. 30. 32. LO Power=0 dBm LO Power=3 dBm LO Power=6 dBm. 34. 36. 38. 40. 46. 44. 42. RF Frequency(GHz). 圖 3-39 模擬 RF 頻率對轉換增益作圖. -5 -6. Conversion Gain(dB). -7 -8 -9 -10 -11 -12 -13 -14. LO Freqency = 34.5 GHz LO Power = 9 dBm IF Power = -15 dBm. LO Power=0 dBm LO Power=3 dBm LO Power=6 dBm. -15 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. IF Frequency(GHz). 圖 3-40 模擬 IF 頻率對轉換增益作圖. 37. 9. 10.

(56) -20. LO-to-RF Isolation(dB). -30. IF Freqency = 3.5 GHz IF Power = -15 dBm. LO Power=3 dBm LO Power=6 dBm LO Power=8 dBm LO Power=9 dBm. -40 -50 -60 -70 -80 -90 28. 30. 34. 32. 36. 38. 42. 40. 44. RF Frequency(GHz). 圖 3-41 模擬 RF 頻率 LO to RF 隔離作圖. -40. LO-to-IF Isolation(dB). IF Freqency = 3.5 GHz IF Power = -15 dBm. LO Power=3 dBm LO Power=6 dBm LO Power=8 dBm LO Power=9 dBm. -45. -50. -55. -60 28. 30. 32. 34. 36. 38. RF Frequency(GHz). 圖 3-42 模擬 RF 頻率 LO to IF 隔離作圖. 38. 40.

(57) 圖 3-43 使用 LO 端線性提升技術之混頻器電路佈局圖. 39.

(58) 3. 4 混頻器之量測與模擬比較結果. 圖 3-44 混頻器晶片微影圖圖 3-44 為混頻器的晶片微影圖，晶片面積為 0.58 mm × 0.57 mm，圖 3-45 為量測時儀器架設示意圖，於臺灣半導體研究中心量測。. DC Power Supply. Agilent E3631A Network Analyzer. Agilent N5247A. Chip. 圖 3-45 量測儀器架設示意圖. 40.

(59) 使用 0.5 V 作為電晶體閘極偏壓與可變電容器的偏壓，圖 3-46 顯示在 0.35 V 到 0.6 V 的閘極偏壓間，在 LO 輸入功率 9 dBm 和 IF 頻率 1 GHz 下，轉換增益同模擬在 0.5 V 偏壓下為最佳的-8.5 dB，圖 3-47 為在 LO 功率 8 dBm 和 IF 頻率 3.5 GHz 下，轉換增益為-9.1 dB，得到的 OP1dB 為-3.2 dBm，表 3-1 顯示為在 RF 頻率 36-40 GHz 下 LO 功率分別-3,0,3,6,9 dBm 時得到的轉換增益和 OP1dB 量測與模擬比較，以及在不同電晶體閘極偏壓與 IF 頻率下的量測與模擬比較，表 3-2 則顯示不同電晶體閘極偏壓下對特性影響，同模擬為 0.5 V 時最佳，表 3-3 為圖 347 與圖 3-48 的數據對照表，圖 3-48 顯示 IF 頻率 1 GHz 下，在 RF 頻率 31-41 GHz 間，當 LO 輸入功率為 6 dBm 時，轉換增益範圍為-10.4 dB 到-11.3 dB，圖 350 為固定 LO 頻率 34.5 GHz 下，當 LO 輸入功率為 6 dBm 時，從 IF 頻率 1 GHz 到 10 GHz 維持在 3 dB 頻寬內。. -5. Conversion Gain(dB). -10 -15 -20 LO Freqency = 34.5 GHz IF Freqency = 3.5 GHz IF Power = -15 dBm Vg=0.35 Vg=0.4 Vg=0.45 Meas. Vg=0.5 Sim. Vg=0.6. -25 -30 -35 -40. -20 -18 -16 -14 -12 -10 -8 -6 -4 -2 0. 2. 4. 6. LO Power (dBm). 圖 3-46 LO 驅動功率對轉換增益量測圖. 41. 8 10.

(60) Conversion Gain (dB) & RF Output Power (dBm). 4 2 0 -2 -4 -6 -8 -10 -12 -14 -16 -18 -20 -22 -24 -26 -28 -30 -32 -34. LO Power = 8 dBm LO Freqency = 34.5 GHz IF Freqency = 3.5 GHz. Conversion Gain (Sim.) Conversion Gain (Meas.) RF Output Power (Sim.) RF Output Power (Meas.). -20 -18 -16 -14 -12 -10 -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 10 12 IF Power (dBm). Conversion Gain (dB) & RF Output Power (dBm). 圖 3-47 IF 功率對轉換增益量測圖(IF 頻率為 3.5 GHz). 4 2 0 -2 -4 -6 -8 -10 -12 -14 -16 -18 -20 -22 -24 -26 -28 -30 -32 -34. LO Power = 8 dBm LO Freqency = 34.5 GHz IF Freqency = 1.0 GHz. Conversion Gain (Sim.) Conversion Gain (Meas.) RF Output Power (Sim.) RF Output Power (Meas.). -20 -18 -16 -14 -12 -10 -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 10 12 IF Power (dBm). 圖 3-48 IF 功率對轉換增益量測圖(IF 頻率為 1.0GHz). 42.

(61) 表 3-1 不同 LO 功率和 RF 頻率下 OP1dB 量測與模擬比較表(Vg=0.5V) LO(dBm). -3 0 3 6 9. CG. CG. OP1dB. OP1dB. (Simulation). (Measurement). (Simulation). (Measurement). -9.9 -10.2 -10.7 -11.1 -11.6 -9.1 -9.3 -9.6 -9.9 -10.3 -8.7 -8.8 -9.0 -9.2 -9.5 -8.4 -8.5 -8.6 -8.8 -9.0 -8.2 -8.4 -8.5 -8.5 -8.7. -11.7 -11.7 -12.0 -11.6 -12.7 -10.3 -10.0 -10.3 -9.9 -11.0 -9.5 -9.2 -9.4 -9.0 -9.3 -9.1 -8.7 -8.9 -8.6 -9.4 -8.8 -8.4 -8.6 -8.3 -9.1. -14.70 -15.15 -15.62 -16.08 -16.53 -10.16 -11.30 -12.49 -12.89 -14.11 -7.54 -7.84 -8.95 -10.09 -10.45 -4.33 -5.39 -5.68 -6.76 -7.09 2.92 1.64 -0.42 -2.41 -3.58. -16.77 -17.50 -16.09 -16.35 -17.58 -14.01 -12.95 -13.21 -10.86 -13.80 -8.54 -9.05 -9.26 -10.86 -7.96 -5.05 -4.69 -4.88 -4.42 -5.37 -0.90 -1.37 -1.55 -1.21 -2.82. RF(GHz). 36 37 38 39 40 36 37 38 39 40 36 37 38 39 40 36 37 38 39 40 36 37 38 39 40. 43.

(62) 表 3-2 LO 功率 8dBm 下不同 Vg 偏壓的 OP1dB 量測與模擬比較表 Vg(V). CG(S.). CG(M.). OP1dB(S.). OP1dB(M.). 0.3. -8.1. -9.4. -3.00. -3.42. 0.5. -8.5. -9.1. -2.47. -3.20. 0.7. -9.6. -9.7. -0.37. -4.68. 表 3-3 LO 功率 8dBm 下不同 IF 頻率的 OP1dB 量測與模擬比較表(Vg=0.5V) IF.freq(GHz). CG(S.). CG(M.). OP1dB(S.). OP1dB(M.). 3.5. -8.5. -9.1. -2.47. -3.20. 1. -8.7. -11.2. -5.75. -4.17. -6. LO Power=0 dBm LO Power=3 dBm LO Power=6 dBm. Meas. Sim.. Conversion Gain(dB). -8 -10 -12 -14 -16 24. IF Freqency = 3.5 GHz IF Power = -15 dBm. 26. 28. 30. 32. 34. 36. 38. 40. RF Frequency(GHz). 圖 3-49 RF 頻率對轉換增益量測圖. 44. 42. 44. 46.

(63) -7.5 -8.0. LO Power=0 dBm LO Power=3 dBm LO Power=6 dBm. Meas. Sim.. -8.5 Conversion Gain(dB). -9.0 -9.5 -10.0 -10.5 -11.0 -11.5 -12.0 LO Freqency = 34.5 GHz LO Power = 9 dBm IF Power = -15 dBm. -12.5 -13.0 -13.5 2. 1. 3. 4. 5. 9. 8. 7. 6. 10. IF Frequency(GHz). 圖 3-50 IF 頻率對轉換增益量測圖. -20. LO-to-RF Isolation(dB). -30 -40 -50. IF Freqency = 3.5 GHz IF Power = -15 dBm. Meas. Sim.. LO Power=3 dBm LO Power=6 dBm LO Power=8 dBm LO Power=9 dBm. -60 -70 -80 -90 28. 30. 32. 34. 36. 38. 40. 42. RF Frequency(GHz). 圖 3-51 RF 頻率 LO to RF 隔離量測圖. 45. 44.

(64) -20. LO-to-IF Isolation(dB). -25 -30. LO Power=3 dBm LO Power=6 dBm LO Power=8 dBm LO Power=9 dBm. Meas. Sim.. -35 -40 -45 IF Freqency = 3.5 GHz IF Power = -15 dBm. -50 -55 -60 28. 30. 32. 34. 36. 38. 40. RF Frequency(GHz). 圖 3-52 RF 頻率 LO to IF 隔離量測圖. 3. 5 結果與討論圖 3-53 為量測時調整可變電容偏壓得到的轉換增益和 OP1dB 圖，可以看到從 0.3 V 到 0.7 V 範圍中特性幾乎沒變化，而在製作過程的模擬中，也是相同情況，我們試著改變可變電容的尺寸和電晶體的種類與接法，但都無法有效讓這個可變電容發揮作用，從波形模擬也可看出，圖 3-54 為不同可變電容偏壓下進入電晶體閘極端的電壓波形模擬圖，如圖所示波形幾乎沒變化，而原本設計目的是因為從 LO 輸入端經過 Balun 後接到電晶體前需要一個電容性元件做匹配，但因為電容性很敏感，會隨不同偏壓或輸入功率及操作頻率改變，所以期望用一種可變的偏壓來調整電容值以符合任何情況，這裡我們推斷是這個 Fundamental 架構下，需要的電容性很大，而可變電容改變的幅度很小，造成對整體特性影響微乎其微，所以沒有作用，下一章將使用另一種架構，研究是否能改善這個結果。. 46.

(65) 5 0 Conversion Gain (dB). -5 -10 -15 Vc=0.3 Vc=0.4 Vc=0.5 Vc=0.6 Vc=0.7. -20 -25 -30 -20 -18 -16 -14 -12 -10 -8 -6 -4 -2 0. 2. 4. 6. 8 10 12. IF Power (dBm). 圖 3-53 不同可變電容偏壓下轉換增益與線性度的變化. Vc=0.3V Vc=0.6V. Vc=0.4V Vc=0.7V. Vc=0.5V. Voltage (V). 2. 0. -2. 200. 250. 300. Time (psec). 圖 3-54 不同可變電容偏壓下進到電晶體閘極端的電壓波形圖. 47.

(66) 圖 3-55 為模擬 LO 端波型時的模擬位置，A 點為 Balun 輸出到匹配電感前， B 點為匹配電感後到進入電晶體閘極端，由表 3-4 和圖 3-56 和圖 3-57 可得知，在其他條件相同下，LO 匹配電感越大，得到的 OP1dB 也越大，相對的犧牲了些許轉換增益，而從波形分析中可以看出，進到電晶體閘極端的波形擺幅越大，得到的線性度越好，更精準的說，從 Balun 輸出後的波形，經過一個電感後被放大的越多，則線性度越好。表 3-5 和圖 3-58 是在替換 Balun 為 EM 模型後所模擬出的波形圖，其他皆還是理想模型’，由這邊整理出的數據可得知，使用 Transformer-based Balun 要比使用 Marchand Balun 獲得更好的線性度但同時犧牲了轉換增益，而當不同的 Balun 比較時，直接由進電晶體閘極端的波形擺幅可看出，擺幅越大整體的線性度越好。最後，理論上在 LO 端達成共軛匹配能在負載端獲得最大功率輸出而提高線性度，所以我們用史密斯圖，用藍色表示進到 LO 匹配網路前的 S 參數，而紅色則為 Balun 輸出的 S 參數並取共軛，如果兩者在史密斯圖上重疊代表匹配完成，圖 3-59 是兩種 Balun 下共軛匹配的結果，可以發現完成共軛匹配時線性度並沒有最佳化，可知理論在此架構上不能直接使用。. 48.

(67) VGS. IFin + IFin -. Cbypass A. B. LOin. VMOS. Transformer-based balun. Marchand balun RFout 圖 3-55 模擬 LO 端波形擺幅的模擬點 A 和 B. 表 3-4 不同 LO 匹配電感下輸出 Balun 進入電晶體閘極和其他特性模擬比較表 Inductor(nH). 模擬點 A (Vpp). 模擬點 B (Vpp). CG(dB). OP1dB(dBm). 0.1. 2.99. 3.57. -7.9. 3.11. 0.2. 2.95. 4.20. -8.5. 6.49. 0.3. 2.49. 4.55. -8.9. 7.45. 0.4. 1.88. 4.65. -9.0. 8.19. 49.

(68) 表 3-5 不同 Balun 下進入電晶體閘極和其他特性模擬比較表 Balun Type. 模擬點 A (Vpp). 模擬點 B (Vpp). CG(dB). OP1dB(dBm). March. 1.36. 3.22. -7.8. 4.26. Transform. 2.70. 4.40. -8.7. 7.39. 2 0.1nH. 0.3nH. 0.2nH. 0.4nH. Voltage (V). 1. 0. -1. -2 200. 220. 240. 260. 280. Time (psec). 圖 3-56 不同 LO 匹配電感下模擬點 A 的電壓波形圖. 50. 300.

(69) 3 0.1nH. 0.3nH. 0.2nH. 0.4nH. 2. Voltage (V). 1 0 -1 -2 -3 200. 220. 260. 240. 280. 300. Time (psec). 圖 3-57 不同 LO 匹配電感下模擬點 B 的電壓波形圖. 3. Marchand Balun +0.4nH Transformer-based Balun +0.25nH. 2. Voltage (V). 1 0 -1 -2 -3 200. 250. 300. Time (psec). 圖 3-58 Marchand Balun 與 Double turn 1:2 Transformer-based Balun 波形比較. 51.

(70) A 點往電晶體方向看進去. Marchand Balun. LO_RL2 8 dBm LO Power LO_RL1. LO_RL2 LO Power LO_RL1 8 dBm. A 點往 Balun 輸出端方向看進去取共軛. A 點往 Balun 輸出端方向看進去取共軛 A 點往電晶體方向看進去. TF Balun. LO_pow (-20.000 to 8.000) Frequency (34.5 GHz) freq (1.000GHz to 50.00GHz). LO_pow (-20.000 to 8.000) Frequency (34.5 GHz) freq (1.000GHz to 50.00GHz). (a). LO_RL2 LO Power 8 dBm LO_RL1. LO_RL2 LO Power 8 dBm LO_RL1. B 點往 Balun 輸出端方向看進去取共軛 B 點往電晶體方向看進去. March Balun. B 點往 Balun 輸出端方向看進去取共軛 B 點往電晶體方向看進去. TF Balun. LO_pow (-20.000 to 8.000). LO_pow (-20.000 to 8.000) Frequency (34.5 GHz) freq (1.000GHz to 50.00GHz). freq (1.000GHz to 50.00GHz) Frequency (34.5 GHz). (b) 圖 3-59 使用 Marchand Balun 與 Transformer-based Balun 共軛匹配的 Smith 圖 (a)模擬點 A 的 Smith 匹配圖 (b)模擬點 B 的 Smith 匹配圖. 3. 6 總結. 52.

(71) 本章 38 GHz 混頻器設計，使用標準 65-nm CMOS 製程，整體晶片面積為 0.58 mm * 0.57 mm，當 VG 為 0.5 V，LO 驅動功率 8 dBm，IF 頻率 3.5 GHz 時，轉換增益為-9.9 dB，1-dB 增益壓縮點之輸出功率為-2.73 dBm，功率消耗為 0，表 3-6 為本次設計晶片與已發表論文之比較表。. 表 3-6 38 GHz 基礎混頻器與已發表論文比較 [1]. [2]. [9]. [11]. [19]. (2013). (2016). (2017). (2010). (2018). 90 nm. 0.18 μm. 65 nm. 0.18 μm. 0.18 μm. 65 nm. CMOS. CMOS. CMOS. CMOS. CMOS. CMOS. up. up up. up. up. Ref. Chapter 3. Process up Fundamental Fundamental Fundamental pseudo Topology. Fundamental Fundamental Fundamental double-. double. balanced ring. balanced. differential and current. Resistive. Resistive. Resistive. Ring mixer. mixer. mixer. with IF buffer Gilbert cel reused Transconduct. Linearity. N/A. N/A. N/A. LO boosting LO boosting. ance stage. approach RF Freq. (GHz). 17.5-22.3. 14-35. 27.5-43.5. 15-50. 28(23-33). 38(36-41). LO Power (dBm). 6. 3. 5. 10. 8. 8,9. Peak CG (dB). -0.62. 4. -5. -13. -8.5. -9.1,-8.4. OP1dB (dBm). -13. -17.14. 0.42. -10. -2.7. -3.2,-1.5. DC Power (mW). 0.149. 2.75. 14. 0. 0. 0. Area (mm2). 0.91 × 0.8. 0.505 × 0.62. 0.98 × 0.7. 0.45 × 0.45. 0.52 × 0.67. 0.58 × 0.57. FoM. 0.097. 0.053. 0.037. 0.022. 0.110. 0.113. FOM 的公式依據會依照設計中的特性需求而變，本次設計重點在於轉換增益、線性度、LO 驅動功率的整體效益，並因為要與其他主動混頻器做比較故納入直流功率消耗考量，則所形成的參考公式如上所示。. 53.