整體電路模擬與實測

在完成了經過緩變變壓器轉到 50Ω的微帶線的基板整合波導並且配合吸波 材料以及兩埠網儀量測的設計將之拉長約 1mm 以及轉兩次彎後在各埠接上陶瓷 基板以進行 100um 探針的量測之整體電路示意圖，其可分為 3 個電路表示之，

如圖 3-19 所示，其中中間紅色的虛線方框裡表示緩變變壓器轉到 50Ω的微帶線 的基板整合波導，而四個端口處用藍色虛線方框標示的是用陶瓷基板製成的扇形 轉換器，其設計電路圖與設計尺寸均與上一節的圖 3-17 與表 3-5 相同，圖 3-19(a) 所表示的是當連接兩埠網儀的探針接到東西向的埠 1 以及埠 2 時，並且埠 3 和埠 4 用吸波材料放在 RT5880 基板上 50Ω的微帶線上時，可以量測到反射增益、穿 透增益以及耦合增益所製作的電路，圖 3-19(b)則是表示當探針接到南北向的埠 1 以及埠 4 時，並且埠 2 及埠 3 用吸波材料終端之，可以量到隔離增益所製作的電 路，而圖 3-19(c)是用來量測由於此種量測方法所導致不必要的損耗有多少的量 測，各電路的實際設計參數分別列在表 3-8 到 3-9 中。

Via hole top copper top gold

L W

Lp

LR

W_p

L_g

W₂₆ L₂₆ L₅₀

L_m

W₅₀

L_d50 Rd

An_d

R_d An_d

<P1> <P₂>

<P₃>

<P₄>

(a)

60

Via hole top copper top gold

Lc50

top copper top gold (c)

61

我們可以用電磁模擬軟體得到為了量測反射增益、穿透增益以及耦合增益所 製作的電路的頻率響應圖，如圖 3-20(a)，取其中的 S11，S21與 S31來跟實作的結 果比較，而模擬為了量測隔離增益所製作的電路(圖 3-19b)的 S 參數響應，如圖 3-20(b)所示，其模擬的結果大致與圖 3-20(a)中的 S41一致，而 S21與 S31的平均 值大約在 5.98dB。圖 3-20(c)顯示非主電路所增加損耗的模擬，可以發現隨著頻 率越高其損耗越大，其模擬的平均值大約是 1.77dB，圖 3-21 則表示取圖 3-20(a)

Frequency (GHz)

70 75 80 85 90 95 100 105 110

Magnitude of S parameters [dB]

-45

simulated S11 simulated S21 simulated S31 simulated S41

(a)

Frequency (GHz)

70 75 80 85 90 95 100 105 110

Magnitude of S parameters [dB]

-45

simulated S11 simulated S21 simulated S31 simulated S41

(b)

Frequency (GHz)

70 75 80 85 90 95 100 105 110

62

Frequency (GHz)

70 75 80 85 90 95 100 105 110

Magnitude of S parameters [dB]

-45

simulated S11 simulated S21 simulated S31 simulated S41

圖 3-21 只有主電路的頻率響應圖

Frequency (GHz)

70 75 80 85 90 95 100 105 110

Amplitude Imbalance of S31-S21 [dB]

-3

HFSS Simulated

(a)

Frequency (GHz)

70 75 80 85 90 95 100 105 110

Phase Difference of S31- S21 [deg]

-95

HFSS Simulated

(b)

63

0 1 2

0

1 cm

圖 3-23 整體 SIW 電路的實體電路

為了確認此種量測方式其組裝動作是適當的，我們先進行了轉換器背對背接 上轉換器的量測以及陶瓷基板整合到 Duroid 基板非主電路損耗的量測，圖 3-24 為將兩個扇形轉換器陶瓷基板組裝成背對背形式的量測結果，其反射係數約 -15dB~-25dB 與電磁模擬結果(圖 3-18)略差了 5dB，而穿透係數大約都在 1dB 以 內與模擬結果大致雷同，由於陶瓷基板屬於硬板，在組裝電路時基板與基板結合 時問題比較不大，但在此特高頻頻段中模擬與量測的反射增益仍有些許差異。圖 3-25 則為非主電路損耗的量測，其反射增益在整個頻段只有-8~9dB，與圖 3-20c 的模擬結果-20dB 以下差距不小，其原因我們推測一者是因為 Duroid 基板屬於軟 板，在組裝陶瓷與 Duroid 兩個基板時中間並沒有完全緊密接合在一起，原為 50 Ω的微帶線由於空氣的介入導致阻抗變化造成不匹配，另一個原因是由於我們使 用了銀膠塗抹在 Duroid 板與底下的一大塊金板之間，多餘的銀膠溢出 Duroid 基 板沒處理掉就接上陶瓷基板，導致兩個板材接合處有殘存的銀膠夾在其中而影響 了阻抗的匹配，而穿透增益在反射良好的頻率為 2~3dB 與模擬結果(圖 3-20c)差 了約 1dB。由於製做 Duroid 基板和陶瓷基板以及將兩種板材組裝完成大約就要 一個月，量測又要再花一兩個禮拜，所以本次研究就先以這樣的結果進行討論。

64

S

S

70 80 90 100 110 120 GHz

0 -10 -20 -30 (dB)

0 -1 -2 (dB)

S

圖 3-24 組裝成背對背形式之扇形轉換器的量測結果

S

S

70 80 90 100 110 120 GHz

0 -10 -20 -30 (dB)

-2 -4

(dB)

S

0

圖 3-25 組裝兩種板材之非主電路損耗的量測結果

接著進行整體電路反射、穿透及耦合增益的量測，如圖 3-26 所示，其反射 增益在整個 W 頻段皆在-10dB 以下，與圖 3-21 模擬的反射增益為-20dB 以下不一 致，其原因與量測非主電路損耗一樣，由於組裝兩種板材時沒完善的貼齊以及銀

65

膠溢入在兩板材接合處內導致阻抗匹配不良。而穿透與耦合增益其平均值在 87.5GHz~102GHz 平均約為 7.8dB，若扣除非主電路損耗(圖 3-25)其平均約 3.5dB 可得到主電路 S₂₁與 S₃₁的平均值約為 4.3dB，其結果與圖 3-13 模擬主電路之結 果頗為吻合。整體電路振幅平衡在 87.5~102GHz 皆在 1dB 之內，與圖 3-22(a)模 擬結果在頻寬上略有差異，其原因可能來自於鑽孔位置準確度有 2~3mil 的誤 差，導致 Riblet 短槽式耦合區域的長度改變影響耦合器的耦合量，所以量測的耦 合增益與穿透增益重疊的地方變少以致於頻寬下降，如圖 3-27(a)所示。而量測 的相位差在 70~105GHz 約為-100 度與圖 3-22(b)模擬結果略有不同，實測的相位 差多了 10 度，如圖 3-27(b)所示，其原因一者為先前提過的由於 Duroid 基板為軟 板與陶瓷基板組裝時不易貼齊，在此特高頻量測若埠 2 與埠 3 貼齊程度不同即會 導致相當的相位差，另一個原因為在特高頻頻段(90GHz)陶瓷基板一波長約為 1.2 毫米，若埠 2 和埠 3 的下探針位置差 1mil 則相位差就差了 7.5 度左右。圖 3-28 顯示量測隔離度增益的電路以及其量測結果，其隔離度在 87.5~102GHz 皆在 -20dB 以下。可與平面式電路接合之主電路模擬與量測(87.5~102GHz)的反射增 益，百分比頻寬，振幅平衡及相位差等數據皆列在表 3-10 內。

S

S

70 80 90 100 110 120 GHz

0 -10 -20 -30 (dB)

0 -2 -4

(dB)

S

S

<1> <2>

<3>

<4>

圖 3-26 整體電路反射、穿透和耦合增益之量測結果

66 (75~102GHz)

實測 (87.5~102GHz) 百分比頻寬(1dB) 30.86% 15.3%

67