第三章 特高頻 H-平面短槽式基板整合波導(SIW)垂交混成器
3.3 量測規劃與轉換器之設計
3.3.1 製程與量測的限制
此特高頻 3dB 短槽式耦合器我們將中心頻定為 90GHz，使用 RT5880 介電常 數為 2.2 損耗較低的板材，基板厚度為 5mil，銅厚為 0.5 o.z.，此種板材目前板廠 蝕刻線寬與線距的極限是 6mil，而如此高頻的量測需使用 100um 探針的機台來 進行量測，所以只使用 RT5880 的板子是量不到的，而陶瓷基板其製成極限為 1.2mil 相當適用於 100um 探針的量測， 所以我們將在基板厚度也為 5mil 的陶瓷 基板上製作一個探針轉到微帶線的轉換器，其金屬為金，厚度為 3um，接著在上 一節提到經過緩變(tapered)變壓器轉到 50Ω的微帶線的基板整合波導的各端口 處透過銀膠與金箔將兩種基板整合在一起以進行特高頻的量測。
另外，如同第二章量測特高頻的金屬波導時，使用兩埠網路分析儀比用四埠 網路分析儀在校準上比較簡易且精準不會失真，並且校準的兩個埠需為東西向或 南北向，否則校準上一樣會有問題，同時由於在 100GHz 附近時 50Ω的負載其 工作效能不佳，我們將使用吸波材料取代之以進行終端的匹配。
因此，我們的量測規畫如下，當為取得反射增益，穿透增益與耦合增益時，
我們將上一節經過緩變變壓器轉到 50Ω的微帶線的基板整合波導之其中 50Ω的 微帶線透過如同為量測金屬波導時將其轉兩次 45 度的形式，其目的為使各埠量 測的探針為東西向的，並且此 50Ω的微帶線需大約長 10mm，其原因是因為吸波 材料要能達到其匹配的效果至少需要 7.5mm~10mm 才能有完善的作用，接著將 探針接到已整合成陶瓷基板的入射埠(埠 1)，另一個探針則接在同樣整合成陶瓷 基板得穿透埠(埠 2)，此時埠 1 與埠 2 乃是東西向的，而沒有接到探針的耦合埠(埠 3)以及隔離埠(埠 4)則在其 50Ω的微帶線上面各放上一個吸波材料進行終端的匹 配，如此一來可以得到反射增益與穿透增益，同樣的當探針接到已整合成陶瓷基 板的入射埠(埠 1)以及耦合埠(埠 3)，此時兩埠也是東西向的，而吸波材料將放置
55
在穿透埠(埠 2)與隔離埠(埠 4) 的 50Ω的微帶線的上面，如此可得到耦合增益的 量測。
接著，若要取得隔離增益的量測，由於前述所提到的，兩個量測探針不是都 是東西向的校準會有問題，所以我們無法直接將兩個探針放在已整合成陶瓷基板 的入射埠(埠 1)與隔離埠(埠 4)並在穿透埠(埠 2)與耦合埠(埠 3)放上吸波材料來進 行量測，因此我們將製作另一個與量測反射增益，穿透增益與耦合增益都相同的 電路，只有改變入射埠(埠 1)與隔離埠(埠 4)的 50Ω的微帶線成只轉一次 90 度的 彎，使埠 1 與埠 4 形成南北向，使其進行量測時不會有校準失真的問題。
如此一來，透過這兩個電路的量測，3dB 短槽式耦合器的 S 參數便可以取得，
但由於微帶線在如此高頻時其損耗不小，且這種量測方式需將 50Ω的微帶線轉 彎並且拉長到 10mm 左右，量測得到的電路損耗並不只是波導的損耗而已，所以 我們製作一個沒有緩變變壓器轉到 50Ω的微帶線的基板整合波導，只有長約 10mm 且兩次轉彎的 50Ω微帶線，並且在各埠接上陶瓷基板來進行由於量測需要 所增加的電路的損耗的量測。
3.3.2 扇形轉換器之使用
上一小節提到為配合使用 100um 的探針量測，我們需要使用到其線寬與線 距之製成極限比較低的陶瓷基板以進行量測，所以以下將敘述適用於 100um 探 針襯墊(pad)到微帶線的轉換器。一開始，我們設計一個從 CBCPW 模態轉換到 微帶線 quasi-TEM 模態的轉換器，其實際電路佈局圖如圖 3-15，其中 Wf及 Gf
要能接上 100um 的探針且匹配到 CBCPW 的 50Ω以及要能符合陶瓷基板的製程 極限線寬與線距最小 1.2mil，CBCPW 模態同時具有 CPW 模態與 quasi-TEM 模 態的特性，而長度為 TL 的區域就是使 CBCPW 模態中的 CPW 模態漸漸消失使 其完全轉換為 quasi-TEM 模態的過度區域[41]，由於 CBCPW 上層金屬的地要與
56
下層金屬的地連通以達到共地的效果，但陶瓷基板不能貫孔所以會在基板兩側塗 上銀膠以形成上下層金屬的地等電位的效果，但這種方法又會導致 CBCPW 的結 構類似於一個波導，故其 Wt要盡量設計的小，讓此不必要的波導之截止頻率大 於我們所需要的頻率範圍，因此，此轉換器轉到 50Ω微帶線的線寬 WmL會比理 想的寬度略大，表 3-6 表示此列出轉換器的設計參數，為考慮此陶瓷基板的轉換 器接到 RT5880 板材時的接面效應，我們在用電磁模擬軟體最佳化設計參數時，
是將此 CBCPW 到微帶線的轉換器在其中間接上一段四分之波長 RT5880 板材 50 Ω的微帶線再以背對背的型式接上以進行參數的微調，其模擬出的頻率響應圖如 圖 3-16 所示，由於陶瓷基板接到 RT5880 板才十多重反射的原因造成其反射係數 隨著頻率越高反射能量逐漸變大。
WmL
Wf
Lf
Gf
Gpf
Wpf
LmL
Lpf
TL
Lt
Wt
圖 3-15 CBCPW-to-ML 轉換器實際電路圖
表 3-6 CBCPW-to-ML 轉換器的尺寸設計(單位: um, 度)
LmL WmL Wf Gf Lf Lfan Anf
420 152 52 46 60 270 55 TL Lt Wt
150 365 344
57
Frequency (GHz)
20 40 60 80 100 120 140 160 180
Magnitude of S parameters [dB]
-45 -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0
S11 S21
圖 3-16 CBCPW-to-ML 轉換器背對背相接頻率響應圖
圖 3-16 在我們關切的頻率範圍 70~110GHz 由於多重反射造成其 S 參數響應 不甚理想，因此我們改採用扇形轉換器，如圖 3-17 所示。控制其扇子的長度 Lfan
為中心頻(90GHz)的四分之波長可在中心頻的地方造成如一個濾波器響應的效 果，可減少由於兩個板材接合時不連續接面造成的多重反射影響 S 參數響應的效 應，其中 Wf及 Gf要匹配到 50Ω的 CPW 且要符合陶瓷基板的製程極限線寬與線 距最小 1.2mil，長度為 TL的過度區域則是要將 CPW 模態轉換到 quasi-TEM 模 態，微調以上設計的參數時，一樣將扇形轉換器接到一段長四分之波長 RT5880 的板材，接著在以背對背的形式接上另一端的扇形轉換器，透過 3D 模擬軟體最 佳化後的設計參數秀在表 3-7 中，而其模擬的頻率響應圖顯示在圖 3-18 裡，其 反射係數在 55~120GHz 都壓在 25dB 以下，由圖中可以發現穿透損耗在大於 90GHz 之後其損耗有逐漸增大的趨勢，但大約都在 1dB 以內，其 S 參數性能比 CBCPW 轉到微帶線的轉換器好很多，並且其設計也不需考慮到將上下層金屬地連 接在一起所導致不必要的波導模態之影響，是一個比較適合作為本次量測特高頻 電路的選擇。
58
WmL Wf
Lf Lfan
TL
LmL Anf
Gf
Lt
Wt
圖 3-17 扇形轉換器實際電路圖
表 3-7 扇形轉換器的尺寸設計(單位: um, 度)
LmL WmL Wf Gf Lf
420 133 52 46 60 TL Lfan Anf Lt Wt 150 270 55 850 1484
Frequency (GHz)
40 50 60 70 80 90 100 110 120 130 140
Magnitude of S parameters [dB]
-45 -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -5 0
S11 S21
圖 3-18 扇形轉換器背對背相接頻率響應圖
59