空乏型閘極驅動電路介紹

空乏型電晶體與加強型電晶體的不同在於其臨界電壓（Threshold Voltage, Vth）為負值，所以當 VGS 為零時電晶體導通；VGS 為負值時電晶體關閉。為 了驅動空乏型電晶體，可以利用一 MOSFET 與高效能之空乏型元件結合，使之 成為一複合式的加強型元件（如圖 2.7），如此便可利用現有的加強型電晶體驅動 技術來進行元件開關控制[17]。但是這種作法會增加功率元件的導通電阻使效能 降低，且操作溫度也會被 MOSFET 限制而無法提升。在保有材料優勢的情況下，

本文將介紹二種下橋空乏型驅動電路和一種上橋空乏型驅動電路[18]。

圖 2.7 JFET/MOSFET 複合式加強型元件

下橋空乏型驅動電路

如圖 2.8，此驅動電路是由一個 NMOS 和一個 PMOS 組成圖騰式的電路架 構，其操作方式也與加強型驅動電路相同，不同之處在於電路之中的 PMOS 源 極由 VCC 改為接地（GND），而原本 NMOS 的源極也由接地改為連接負的電 壓源 VSS。當開關 M1 為導通、開關 M2 為關閉時，VGS 約為零使電晶體 ML 導通；當開關 M1 為關閉、開關 M2 為導通時便藉由 VSS 提供負的電壓來關閉 空乏型電晶體，在設計上只需要符合|VSS| > |Vth|此一關係式即可。此驅動電路

有兩個需要解決的問題，其一是要額外設計電路以提供負電壓源；其二是 PWM 控制器的邏輯訊號為正，無法直接控制此驅動電路，需要添加 Level Shifter 將正 訊號轉為負訊號。

Vout

Vin

Rg

Rload VD

VSS M1

M2

Vgs +

-ML

圖 2.8 下橋空乏型驅動電路

上橋空乏型驅動電路

圖 2.9 為上橋閘極驅動電路，其架構與加強型的自舉式電路非常類似，都是 利用自舉電容來提供閘極需要的電壓。圖中電容 C1、二極體 D1 和浮動電壓源 VCC 形成新的空乏型自舉式電路，有別於加強型的自舉電容是在功率電晶體關 閉時被充電，此電路的充電時機則在功率電晶體導通時。

Vout In

Rg

Rload VD

C1

D1 VCC M1

M2

MH

Level shifter

圖 2.9 上橋空乏型驅動電路

其操作原理如下：

(a) 第一階段：輸入電位 In 為低電位 V_l

開關 M1 導通、開關 M2 關閉時，電晶體 MH 的 VGS 為零使其導通並使 Vout 電壓（電容 C1 的正端電壓）被拉到 VD，此時電容 C1 的負端電壓約等於 VD-VCC，VD 則藉由電容 C1、二極體 D1、VCC 形成的迴路對電容 C1 充 電，所以當電容 C1 被充飽時其跨壓會約等於 VCC，如圖 2.9(a)所示。

Vout

此作法雖可以解決空乏型電晶體上橋驅動的問題，但是在實際應用上會有困 難，最大的問題就在於需要額外提供電壓源，除了要設計 VCC 這個浮動電壓源 之外，當自舉電容 C1 的負端，也就是 M2 的源極電壓為負的時候，M2 的閘極 電壓也要為負才可關閉，所以還要另外設計出產生負電壓源的電路，且在 M1 和 M2 的切換上也無法直接使用正訊號作控制，增加其實現的困難度，本論文將在 第三章詳細介紹如何將電路改良成可直接使用正訊號控制，並且也不必設計負電 壓源電路。

第三章

功率電晶體閘極驅動電路設計實現

本章節將驅動電路分成上橋電路以及下橋電路討論，下橋驅動電路是使用 AlGaN/GaN 電晶體來作為驅動對象，上橋則是先使用一般 Si 材質之加強型電晶 體作為驅動對象，最後改為 AlGaN/GaN 材質之空乏型電晶體，並分別以 hspice 模擬與電路實作驗證。

本章節將依序介紹：3.1 Si 電晶體和 AlGaN/GaN 電晶體在設計上的差異性 3.2 下橋驅動電路 3.3 不使用高崩潰電壓元件之加強型上橋驅動電路 3.4 空乏型 上橋驅動電路設計

3.1 Si 電晶體和 AlGaN/GaN 電晶體在設計上的差異性

由於本論文並不是使用一般的 Si 材質之 Power MOS 來當作電晶體材料，而 是使用 AlGaN/GaN 來作為電晶體之材質，這兩種材質在運作上最大的不同就是 Si 材質之 MOS 是加強型之電晶體，需要在閘極加入一個正伏特的電壓 Vth才能 使汲極-源極導通，而沒加電壓則會使之關閉；AlGaN/GaN 材質之 MOS 是空乏 型之電晶體，在閘極不需要加入任何電壓就會使汲極-源極導通，反而需要加入 一負電壓 V_th才能使其關閉，基本操作方法在第二章已詳細介紹過。

3.2 下橋閘極驅動電路

本論文使用 AlGaN/GaN 電晶體當下橋主要開關，因 GaN 電晶體是空乏型電 晶體，符合第二章第四節的介紹，但第二章介紹的下橋驅動電路(圖 2.8)需要額

外加入負電壓源 VSS，且控制訊號 Vin 也需要負電壓控制，不符合實際運用情形，

圖 3.1 為改良後之空乏型電晶體的閘極驅動電路。開關 M1 和開關 M2 同樣組 合成圖騰式架構，但是在電晶體閘極之前添加了電容 C1 和二極體 D1，用以提 供負的 VGS 使電晶體關閉。

Vout

Vin

Rg

Rload VD VCC

C1

D1 M1

M2

ML

Vgs +

-圖 3.1 正電壓控制之下橋空乏型驅動電路

其操作方式如下：

(a) 第一階段：輸入電位 Vin 為低電位 V_l

開關 M1 導通，開關 M2 關閉，VCC 經由開關 M1、電容 C1、二極體 D1 形成 的迴路對電容 C1 充電，使其跨壓約等於 VCC，此時電容 C1 的負端電壓趨近 於零使功率電晶體 ML導通，如圖 3.1(a)所示。

Vout

由於功率開關的 VGS 值是由 VCC 決定，所以操作上需符合 VCC> |Vth|的條件。

此驅動電路的好處為不需要額外添加負電壓源，PWM 的邏輯訊號亦可直接控制 此驅動電路，省去設計 Level Shifter 電路的麻煩。

3.3 不使用高崩潰電壓元件之加強型上橋驅動電路

本小節先從改良加強型驅動電路做介紹，最後再將電路設計為可操作 AlGaN/GaN HEMT 功率電晶體之驅動電路，並分別以 hspice 電路設計軟體模擬 與實際電路實作驗證其設計的正確性。

圖 3.2 參考論文(Low power CMOS level shifters by bootstrapping technique)之電路

電路工作原理如下：

(a) 第一階段：輸入電位 Vin 為電位零

開關 MP1為關閉，開關 MP2為導通，高電位 VDDH除了經由開關 MP2對電容 C2 充電，同時也經由二極體 D1 對電容 C1 充電，A 點的電位為V_𝐷𝐷𝐻 V_𝐷1，B 點電 位為 V_DDH，此時開關 M_P3為關閉，開關 M_N3為導通，輸出電壓 V_out為零，如圖 3.2(a)所示。

V

_DDH

M

_P3

M

_N3

M

_P1

M

_P2

C

₁

C

₂

D

₁

D

₂

A B

V

_in

V

_DDL

C

_load

V

_out

圖 3.2(a) 開關 MP3 關閉，輸出電壓為零

(b) 第二階段：輸入電位 Vin 為電位 VDDL

瞬間 A 點電壓被提升到V_{𝐷𝐷𝐿 𝐷𝐷𝐻 𝐷1}，B 點電壓被降低到V_{𝐷𝐷𝐻 𝐷𝐷𝐿}，開 關 MP1為導通，開關 MP2為關閉，開關 MP3導通，開關 MN3 關閉，此時 A 點電 壓放電到 V_DDH，B 點電壓提升到V_𝐷𝐷𝐻 V_𝐷2，輸出電壓 V_out為 V_DDH，如圖 3.2(b) 所示。

V

DDH

M

P3

M

N3

M

P1

M

P2

C

1

C

2

D

1

D

2

A B

V

_in

V

DDL

C

load

V

out

圖 3.2(b) 開關 MP3 導通，輸出電壓為 V_DDH

從以上兩階段可得知開關 M_P1，開關 M_P2在電路運作時的源-汲極(V_SD)電壓 差被二極體 D1 與二極體 D2 限制在其導通電壓(V_D1與 V_D2)上，有效地解決其電 晶體開關的 V_SD 需承受高電壓差 V_DDH 的問題；但其電路中上橋電晶體是使用 PMOS 來做為電路的開關，性能會比以 NMOS 作為開關還要差，且不能用來驅 動以 AlGaN/GaN HEMT 作為開關的功率電晶體。

本論文根據此電路的優點將其改良後使用在上橋驅動電路的架構上，圖 3.3 為本論文先將其電路改良為可用一般 NMOS 電晶體作為開關的驅動電路。

V

CC

V

CC

VD

Ro C

boot

M

1

M

2

M

P1

M

P2

C

1

C

2

D

1

D

b1

D

b2

D

2

VCC

Vtop

M

H

Vout V

in1

D

boot

V

in2

VCC

圖 3.3(a) 初始狀態：對自舉式電容 Cboot充電

(b) 第二階段：輸入電位 Vin1 為電位零，輸入電位 Vin2 為電位 Vh

開關 MP1關閉，開關 MP2關閉，由於二極體 Db2的存在，此時電流主要由電容 C2 透過二極體 D_b2對電容 C_boot充電直到 B 點電壓從 VCC + Vh 下降到 VCC+V_DB 為止，而 A 點則維持電壓 VCC。而電容 C1 的跨壓為 VCC，電容 C2 的跨壓下 降到 VCC + V_DB – Vh，開關 M1 關閉，開關 M2 導通，電晶體 M_H的 VGS(閘-源 極電位差)為零，因此電晶體 MH關閉，輸出電壓 Vout電壓為零，如圖 3.3(b)所示。

V

CC

V

CC

3.3.2 加強型上橋驅動電路之 Hspice 模擬結果

HSPICE 的電路模擬分別顯示於圖 3.4 與圖 3.5。在此電路設計中，輸出電壓 為 24V，開關切換頻率為 10KHz，此電路架構未來可運用在輸出電壓 600V 下運 作。此外，由模擬圖中可以看出，在圖 3.4 中開關 M1 與開關 M2 導通的 VGS（｜

VDS｜）小於 VCC，開關 MP1的 VSD 即是開關 MP2的 VSG；開關 MP2的 VSD 即是開關 M_P1的 VSG，其電壓皆小於 Vthd。因此開關 M_P1、開關 M_P2、開關 M1、

開關 M2 皆不需要具備高崩潰電壓，而在圖 3.5 中則顯示電容 C1 的跨壓 V_C1以 及電容 C2 的跨壓 V_C2代替電晶體承受高電位差，此作法的好處為未來電路整合 成積體電路架構，不須額外加入 LDMOS 製程，也可以使電路的運作功率更往上 提升。

圖 3.4 HSPICE 模擬：V_in1、V_in2、M_P2（V_GS）、M_P1（V_GS）、V_out電壓變化圖

圖 3.5 HSPICE 模擬：VA、VB、VC1、VC2、Vtop電壓變化圖

3.3.3 加強型上橋驅動電路實驗結果

圖 3.6 為做完上橋模擬分析以後，以電路繪製軟體 Altium Designer layout 後 之結果，圖 3.7 為實際接上電路板上之情形，圖 3.8 為實際量測之波形圖，在此 實驗中各項參數如表 1 所示，其中 V_in1 和 Vin2為相位相差 180 度且工作週期(duty cycle)為 50%之方波，從實驗結果可得知此電路架構可在輸出電壓 24V，開關切 換頻率 10KHz 下正常運作。

圖 3.6 Altium Designer layout

圖 3.7 加強型上橋驅動電路實驗之電路

參數符號 參數值

VCC 10 V

VD 24V

In₁ 8 V 10K HZ(duty cycle 50%方波) In₂ 8 V 10K HZ(duty cycle 50%方波)delay 180^o

C1 33n F

C₂ 33n F

C_boost 470n F

V_thP -3.45 V

V_thN 3.79 V

Ro 100

表 1 加強型驅動電路各參數值

圖 3.8 加強型驅動電路實際量測之波形圖

3.4 空乏型上橋驅動電路設計

在本論文第二章節討論到的上橋驅動電路雖然可以切換空乏型電晶體，但是 需要另外設計一個電路提供浮動電壓源，且在控制上也無法直接使用 PWM 控 制器提供的正訊號作控制，如此將增加電路的複雜性，其切換速度也會因為龐大 的附加電路而變慢，無法適用於高頻操作的氮化鎵電晶體。為了使控制簡單，本 研究將下橋閘極驅動電路的架構直接應用於上橋驅動電路中，其電路架構如圖 3.9 所示。

V

_CC

VD

Ro C

_boot

M

₁

M

₂

C

₃

M

_H

Vout D

boot

Level shfiter

D

₁

V

in1

V

_in2

圖 3.9 氮化鎵上橋驅動電路示意圖

上橋驅動的方式使用之前介紹過的自舉式電路，利用自舉電容提供功率電晶 體穩定的 VGS，由於添加了 C3 和 D1 在驅動電路中，使自舉式電路的操作方 式與加強型的操作方式相同，我們將完整的驅動電路加入後如圖 3.10 所示。

VCC

VD

Ro Cboot

M1

M2

MP1 MP2

C1

C3

D1 Db1 Db2 D2

A B

Vtop

MH

Vout V_in1

Dboot

Vin2

D3

C2

圖 3.10 氮化鎵上橋驅動電路圖

但在實際操作上發現電路仍然不能運作，因為上橋功率電晶體為一空乏型電 晶體，其 Normally-on 的特性會使其一開始即無法關閉，縱使 M1／M2 關閉時，

MH 之 VGS 仍然會藉由寄生電容 CGS 維持在 0V，MH 的源極電壓也會迅速到 達 VDD，使得 VCC 無法藉由 D 對 C1 充電進而導致電容跨壓不足，使 Mtop 無 法正常關閉。為解決此問題，尚須設計一電路來啟動上橋閘級驅動電路。

在文檔中 適用AlGaN/GaN HEMT功率電晶體的兩種驅動電路設計 (頁 34-0)