論文組織

第一章導論

1.2 論文組織

本篇論文將利用 TSMC 0.18 um CMOS 以及 TSMC 0.35 um SiGe BICMOS 製程技術來設計晶片。本論文分為五個章節，第一章為導論。第二章主要介紹應用在 WLAN 系統的雙頻帶鏡像消除接收機。

第三章為低雜訊放大器的設計與說明。第四章則是利用 LR-CR 正交相位產生器來實現應用在 UWB 系統的正交降頻器。第二到第四章除了理論敘述外，還有實作的量測結果以作驗證。第五章則對上述的所有電路設計與實作結果做個結論。

第二章

威福 - 哈特利

鏡像消除

接收機設計

2.1 前言

在過去幾年，應用在射頻(radio frequency, RF)頻段的接收機快速發展，而應用在無線區域網路(Wireless Local Area Networks, WLANs) 的需求也大為提升。然而，當使用者在移動的時候，會因為接近不同的無線區域網路標準而必須轉換不同的模態(mode) [1]-[5]。美國聯邦通訊委員會(Federal Communications Commission, FCC)針對 2.4/5.2 GHz 分別制定了 IEEE 802.11a [6], 802.11b [7],以及 802.11g [8]三個規格，本章節所設計的電路便是以此為準則。

在於許多通訊系統中，接收機該如何消除鏡像訊號一直被廣泛地討論以及研究；以往的解決辦法通常是在晶片外(off-chip)加入鏡像消除濾波器(image rejection filter)來濾除鏡像訊號(image signal)，但此舉不利於電路的高度積體化。因此有人提出利用電路技巧去取代外接的鏡像消除濾波器，其中商業產品常用的電路架構為直接轉換接收機 (direct conversion receiver) [9]-[12]。由於此架構的射頻頻率與本地震盪(local oscillator, LO)頻率相同，所混出的中頻(intermediate frequency, IF)頻率為零，故沒有鏡像訊號的問題。但直接降頻的架構會遇到兩個重大的爭議：(1) 訊號自我混頻(self-mixing)所造成直流準位偏移 (DC offsets) ，此問題可能會導致下一級的電晶體進入飽和模態 (saturation mode)而使訊號被截波。(2) 若是利用 CMOS 的製程設計，

在基頻(baseband)則會遇到嚴重的閃爍雜訊(flicker noise)，此會減弱系統的訊號雜訊比值(signal to noise ratio, SNR)。為了解決上述兩個問題，低中頻(low IF)接收機被提出，其中最常見的鏡像消除架構為哈特利(Hartley) [13]、威福(Weaver)鏡像消除降頻器[14]。

威福鏡像消除降頻器為一種雙降頻(dual conversion)的架構，由於 RF 和 LO 的頻率不同，故沒有自我混頻的問題；且由於其為低中頻架構，因此能夠避開 CMOS 閃爍雜訊最嚴重的地方。但此架構的缺點則是雙降頻架構使得鏡像訊號有兩個，而威福鏡像消除降頻器本身只能解決第一鏡像訊號的問題，因此我們必須結合哈特利鏡像訊號消除降架構以消除第二鏡像訊號，稱之為威福-哈特利鏡像消除降頻器(Weaver-Hartley image rejection conversion)。

本章節將討論威福鏡像消除架構、哈特利鏡像消除架構以及威福 -哈特利鏡像消除降頻器，接著進一步分析雙頻威福-哈特利鏡像消除降頻器，最後再討論實作及量測的結果。

2.2 威福-哈特利鏡像消除降頻器

2.2.1 哈特利鏡像消除架構(Hartley Architecture)

(1)

鏡像消除原理

Hartley 在1928年提出一個源自單頻帶調變概念(single-sideband modulator)而衍生的鏡像消除架構[13]，如圖2.1所示。假設輸入的需要訊號 (desired signal) 和鏡像訊號 (image signal) 分別是cos

ω

_RFt 和 cos

ω

_IMt，本地震盪源輸入I (in-phase)訊號和Q (quadrature phase)訊號，再利用90^o的相位轉移器(phase shifter)將 Q通道的反相位虛數訊號被轉為反相位的實數訊號，配合電流模態做相加的動作將鏡像訊號

sin(ωLO1t)

RF input IF output

圖2.1 哈特利鏡像消除架構

ω ω + _LO

−ω_LO

90°

( )ω XA

( )ω XB

圖2.2 哈特利鏡像消除器的頻譜分析

(2)

電路不匹配情形

哈特利架構最大的缺點在於其鏡像訊號比例對電路不匹配十分敏感，從圖2.2也可以看出，假如本地震盪訊號的兩相位不是相差完整的90度，或是增益、訊號相位不同，都沒有辦法完整地消除鏡像訊號，故會降低鏡像消除比例。

假定本地震盪訊號有輸入振幅差

( ) ^ε

^{以及相位差}

( ) ^θ

^{，一訊號為}

sin

ω

t、一訊號為

(

^A ⁺

^ε ) (

^cos

^ω

^t⁺

^θ )

，那麼圖2.1的 A 點與 B

( )

^sin

( )

^sin

( )

由於 rejection ratio, IRR)：

( ) ( )

若將式(2.10)用圖像表示，如圖2.3[15]，可以明顯看到當 I/Q 兩通道的振幅與相位愈不平衡，鏡像消除比率愈差。

由於哈特利鏡像消除器架構中的90度相位轉移器通常是利用 RC-CR 所組成的多重相位濾波器(poly-phase filter)去取代，如圖2.4 所示，若因製程變異或是溫度變化使得 R、C 值沒有完整匹配，

90 hase shifero polyphase filter

等效於 p 的

2.2.2 威福鏡像消除架構(Weaver Architecture)

(1)

鏡像消除原理

另一種消除鏡像訊號的降頻器為 Weaver 在1956年提出[14]，如圖2.5所示，與哈特利鏡像消除架構不同的地方，在於 Weaver 將 Hartley 的90度相位轉換器用 I/Q 混頻器取代。一樣假設輸入的需要訊號和鏡像訊號分別是cos

ω

_RFt和cos

ω

_IMt，而兩個 LO 訊號則是分別輸入 I (in-phase)訊號和 Q (quadrature phase)訊號。

sin(ωLO1t) sin(ωLO 2t)

cos(ωLO 2t) cos(ωLO1t)

−

LPF LPF

圖2.5 威福鏡像消除架構圖

訊號經過第一次降頻之後，在 I 通道(I-channel)看到需要訊號和鏡像訊號為同相位的實數訊號，而 Q 通道(Q-channel)則為反相位的虛數訊號。同樣地，經過第二級混頻器之後，I 通道的需要訊號和鏡像訊號仍為同相位的實數訊號，而 Q 通道的需要訊號和鏡像訊號則被轉為反相位的實數訊號。之後將此二通道的訊號用電流模態(Current Mode)做相減的動作便可將鏡像訊號濾除，進而得到想要的需要訊號。圖2.6為威福鏡像消除架構的頻譜分析圖，數學分析則是與哈特利相差無幾。

ω ω

cosω_RFt

兩次降頻之後會降到最後的中頻訊號，如圖2.8，故無法利用低通濾波器將其濾除，此為威福鏡像消除濾波器的一大缺點。

ω_LO1 ω_RF

2 1

2ω_LO −ω_RF+2ω_LO

ω ω_LO2 ω_RF−ω_LO₁

2 1

2ω_LO−ω_RF+ω_LO

1 2

ωRF−ωLO−ωLO

圖2.8 威福鏡像消除架構的第二鏡像訊號問題 (2)

電路不匹配情形

威福鏡像消除架構的鏡像消除比例分析與哈特利鏡像消除架構類似，但由於其沒有多重相位濾波器，故避免了 R、C 值不穩造成的增益不平衡，但若 I/Q 相位與振幅不準仍會影響其鏡像消除比率。

2.2.3 威福-哈特利鏡像消除架構

威福

-

哈特利鏡像消除架構如圖2.9所示。需要訊號、第一鏡像訊號及第二鏡像訊號的頻率分別用

ω

_RF、

ω

_IM₁和

ω

_IM₂表示，而第一級本地震盪器訊號和第二級本地震盪器訊號的頻率則分別用

ω

和

ω

表示。RF 訊號經由第一級的兩個混頻器降頻後，其頻率用

ω

_IF₁表示，

1 quadrature down-converter)；後半部份則是由四個混頻器以及 RC-CR 多相位濾波器組成哈特利鏡像消除架構，由於在低中頻的架構中，需要高鏡像訊號消除比值，所以採用雙正交降頻器的架構 (double quadrature down-converter)，也因此 IF 埠 (port) 同時會有 in-phase 和 quadrature-phase 的訊號。

2.2.4 第一鏡像訊號消除原理

整體的架構方塊如圖2.9所示：第一級本地震盪訊號(LO1)和第二級本地震盪訊號 (LO2) 皆由正交訊號所組成，分別用 cos

ω

_LOt 和 sin

ω

_LOt表示。一樣利用複數的概念，將圖2.9轉為圖2.11，其中 LO1 和 LO2的正交訊號用e⁻^j^ω^LO¹^t和e⁻^j^ω^LO²^t表示。

cosω_RFt

IF1 IF2) -(2ω -ω -ωRF -ω_IM2 -ω_IM1

-ωLO1

-ωIF1

-ωLO2

-ωIF2

圖2.12 威福-哈特利鏡像消除降頻器頻譜分析圖(a)在第一次降頻之前的射頻和鏡像訊號, (b)經過第一次降頻之後的訊號, (c)

經過兩次降頻之後所得到的最後訊號, (d)改用 poly phase

2.2.5 第二鏡像訊號消除原理

由於威福-哈特利鏡像消除降頻器是一種雙降頻(dual conversion) 架構，而每一次降頻就會多出一個鏡像訊號，上述的威福哈特利鏡像消除降頻器從圖2.12(c)及式(2.19)、式(2.21)中可以發現第二鏡像訊號沒有辦法經由混頻器的低通濾波頻率響應移除，因此引進一複數濾波器來濾除第二鏡像訊號，如圖2.12(d)。此濾波器為 RC-CR 多重相位濾波器(poly-phase filter)，若電路接法為順時針方向，其頻率響應即為正頻可通過、負頻被濾除；反之，若電路接為逆時針方向，則頻率響應為負頻通過、正頻濾除。

結論：在威福-哈特利鏡像消除架構中，第一鏡像訊號由兩次降頻移除，第二鏡像訊號則是利用多重相位濾波器濾除。

2.3 實作一，Weaver-Hartley Image Rejection Receiver for Wireless LAN (CMOS 0.18um)

2.3.1 研究動機

一般常用的接收機是採用威福鏡像消除或是哈特利鏡像消除架構，但若想要直接設計一雙頻帶接收機，由於需要切換頻率來接收訊號，故勢必要做兩次降頻；然而，威福架構有無法消除第二級鏡像訊號的問題，故結合哈特利架構來消除第二鏡像訊號；同時，在前端加上帶有 notch filter 的低雜訊放大器來幫助抑制第一鏡像訊號。

2.3.2 系統頻率規劃

此實作為針對無線區域網路的應用，故將需要頻率設為 2.4/5.2GHz；為了配合電路架構去除第一鏡像訊號，故第一中頻頻率不可太低，而最終輸出訊號基於要配合基頻調變以及避開閃爍雜訊 (flicker noise)的理由，將其定為30MHz，頻率規劃如圖2.13，並將此電路所有相關頻率寫在表2.1。

表2.1 威福-哈特利鏡像消除降頻器頻率規劃

Item RF IM1 IM2 LO1 LO2 IF1 IF2 Frequency (GHz) 2.4 5.2 2.46 3.8 1.37 1.4 0.03

(a) (b)

LO1=3.8GHz LO1=3.8GHz

LO2=1.37GHz LO2=1.37GHz

5.2GHz

5.14GHz

2.4GHz

-5.2GHz -2.4GHz

-2.46GHz

1.4GHz

1.34GHz

-1.4GHz 1.4GHz

1.34GHz

-1.4GHz

30MHz

-30MHz

-2.77GHz 30MHz

-30MHz -2.77GHz

圖2.13 威福-哈特利鏡像消除降頻器頻譜分析圖(a)需要訊號為 5.2GHz (b)需要訊號為2.4GHz。

2.3.3 整體系統架構

generator Poly-phase

quadrature

2.3.4 電路設計

詳細的電路圖如圖2.15所示，並分別闡述內部電路：

2_LOIP 2_LOQP 2_LOIN

2_LOQN

Vdd Vdd

Vbias

Vdd Vctrl

圖2.15 威福-哈特利鏡像消除降頻器詳細電路圖

(1) 帶有 notch filter 的雙頻帶低雜訊放大器(Dual-band LNA with Notch Filter)

圖2.16 帶有 notch filter 的雙頻帶低雜訊放大器

在前端低雜訊的放大器設計中，首先設計一個可同時讓 2.4/5.2GHz 訊號通過的雙頻帶低雜訊放大器，使其能夠放大需要訊號以及抑制後級的雜訊。為了增加整體的第一鏡像訊號消除比例，在輸出端的中間處置入一 notch filter，藉由開關選擇該在何種頻率產生零點(zero)讓鏡像訊號從零點處流入地，相關設計方法寫在本論文第三章的實作二。

(2) 第一級混頻器(First Stage Mixer)

圖2.17 雙平衡共閘級吉伯特混頻器

由於第一級混頻器是接在低雜訊放大器之後，在單獨設計的時候，通常將低雜訊放大器的輸出阻抗匹配至50歐姆。為了使低雜訊放大器與混頻器之間能夠達到阻抗匹配，吉伯特混頻器選擇了共閘極 (common gate)的架構，由於射頻訊號從源極輸入，看進去的阻抗大約為 1

gm，控制 g_m的大小即可將阻抗拉至50歐姆。

雙頻帶低雜訊放大器是採用單端輸入與輸出(single-in single-out) 的架構，而第一級的混頻器是雙平衡吉伯特混頻器，需要差動輸入，

故利用一變壓器(transformer)將低雜訊放大器的單端輸出訊號轉為差動訊號給第一級混頻器。

(3) 第二級混頻器(Second Stage Mixer)

VDD

LO2I+

LO2I-IF1+

IF1-IF2+

IF2-圖2.18 雙平衡吉伯特混頻器

第二級混頻器由雙平衡吉伯特混頻器 (double balance Gilbert mixer)組成。與被動混頻器(passive mixer)相比，主動式(active)吉伯特混頻器擁有較高的轉換增益(conversion gain)以及較小的 LO 輸入功率，同時，埠對埠的隔絕度也較好。

為了增加吉伯特混頻器的線性度，在輸入級(input stage)電晶體的源極(source)端加上負回授(negative feedback)電阻。而為了降低負載

在文檔中雙頻帶威福-哈特利鏡像消除接收機與超寬頻LR-CR正交相位降頻器 (頁 18-0)

第一章 導論

1.2 論文組織

第二章

威福 - 哈特利

鏡像消除

接收機設計

2.1 前言

2.2 威福-哈特利鏡像消除降頻器

2.2.1 哈特利鏡像消除架構(Hartley Architecture)

鏡像消除原理

ω

ω

電路不匹配情形

( ) ε

( ) θ

ω

(

ε ) (

ω

θ )

( )

( )

( )

( ) ( )

2.2.2 威福鏡像消除架構(Weaver Architecture)

鏡像消除原理

ω

ω

−

電路不匹配情形

2.2.3 威福-哈特利鏡像消除架構

-

ω

ω

ω

ω

ω

ω

2.2.4 第一鏡像訊號消除原理

ω

ω

2.2.5 第二鏡像訊號消除原理

2.3 實作一，Weaver-Hartley Image Rejection Receiver for Wireless LAN (CMOS 0.18um)

2.3.1 研究動機

2.3.2 系統頻率規劃

2.3.3 整體系統架構

2.3.4 電路設計

第一章導論

( ) ^ε

( ) ^θ

^ε ) (

^ω

^θ )