並聯式功率因數修正器的主電路架構，如圖 71 所示。為了提高後級電子產品 之功率因數，可在輸入端並接一主動功率因數修正器，以求在電源端之輸入電流形 成與輸入電壓同相位之正弦波形。然而究竟要外加多少電流諧波，以滿足後級電子 產品之負載變化，是控制上的主要問題。傳統之控制策略，乃是將後級之電子產品 的輸入變形電流偵測出來，再以濾波器取出其基本波成分，藉以決定出外加補償諧 波的大小。
但是這樣的控制策略有一先天上的缺點，即低頻濾波器的使用，將造成電路暫 態響應不佳，影響系統之整體效能。所以，本計畫提出一種新型的控制方法，以適 用於特定的電子產品負載，提升其功率因數且兼具良好之暫態響應。
本計畫所提出的控制策略是負載電流所需的諧波成分由並聯式功率因數修正 器提供，電源端只須提供負載電流所需的基本波成分即可。如此，電源端的電壓和 電流波形的相位差就會趨近於零，功率因數PF 就會趨近於 1，如此便可達到功率因 數修正的功能。
圖71 四開關標準式之並聯功率因數修正電路
本計畫使用四開關標準式架構的主動功因修正電路，以修正功率因數。如圖71 所示，電源電流 iS等於負載電流 iL加上APLC 之補償電流 ih。為了使電源端的電壓 和電流同相位，因此須使電源端只提供負載電流 iL的基本波成分。由 KCL 定理可 知，APLC 之補償電流 ih為：
L s
h
i i
i
= − (3.3.1)由(3.3.1)可知，APLC 之補償電流 ih須包含電流 iL的所有成分。為了滿足補償 電流斜率，將APLC 所需補償的電流當作功率因數修正電路的命令電流 ih,com，並且 回授如圖71 並聯式功率因數修正器之輸出電容電壓 E，當作決定電流命令振幅的依 據。由於並聯式功率因數修正電路之命令電流斜率和負載電流有關，較串聯式功率 因數複雜。因此，本文採用四開關標準式較簡單之控制方法，即只有採用 m+及 m -兩種命令組合來完成所要的控制策略，以簡化控制電路的複雜性、降低成本及提高 可靠度。
首先，我們先從系統之電力潮流(Power Flow)來探討此一控制策略。假設 PS為 電源提供之瞬時實功率，Ph為流進APLC 之瞬時功率，PL則是負載所消耗的實功率，
而 Ploss與 PC分別為 APLC 之切換損失及流進輸出電容 Cinv之瞬時功率，其必滿足
>0
模式四： 0, − >0
−
=
=
< +
irw s
s
L
E m v
m v
當時，S1、S4 導通，S2、S3 截止，D1、D4 導通，D2、D3 截止，如圖 76 所示。
圖73 S1、S4 導通時的電流路徑
圖74 D2、D3 導通時的電流路徑
圖76 D1、D4 導通時的電流路徑
3.4 電路設計
在了解並聯式功率因數修正器之工作原理之後，本節將介紹，子計畫三之電路 架構與詳細動作原理。