行政院國家科學委員會專題研究計畫 期中進度報告
模組化高效率電能回收型燒機測試系統(2/3) 期中進度報告(完整版)
計 畫 類 別 ： 整合型
計 畫 編 號 ： NSC 98-2220-E-011-001-
執 行 期 間 ： 98 年 11 月 01 日至 99 年 10 月 31 日 執 行 單 位 ： 國立臺灣科技大學電子工程系
計 畫 主 持 人 ： 羅有綱
共 同 主 持 人 ： 邱煌仁、王見銘、陳伯奇
處 理 方 式 ： 本計畫可公開查詢
中 華 民 國 99 年 11 月 10 日
行政院國家科學委員會補助專題研究計畫 □成果報告
■期中進度報告
晶片系統國家型科技計畫
模組 模 組化 化高 高效 效率 率電 電能 能回 回收 收型 型燒 燒機 機測 測試 試系 系統 統（ （2 2/ /3 3） ）
計畫類別：□個別型計畫 ■整合型計畫 計畫編號：NSC 98－2220－E－011－001－
執行期間：98 年 11 月 01 日至 99 年 8 月 31 日
執行機構及系所：國立臺灣科技大學 電子工程系
計畫主持人： 羅有綱
共同主持人：邱煌仁、陳伯奇、王見銘
計畫參與人員：莊錦俊、黃強、邱冠幀、李雅穎、曾冠綺等專/兼任助理
成果報告類型（依經費核定清單規定繳交） ：□精簡報告 ■完整報告
本計畫除繳交成果報告外，另須繳交以下出國心得報告：
□赴國外出差或研習心得報告
□赴大陸地區出差或研習心得報告
□出席國際學術會議心得報告
□國際合作研究計畫國外研究報告
處理方式：除列管計畫及下列情形者外，得立即公開查詢
■涉及專利或其他智慧財產權，□一年■二年後可公開查詢
中 華 民 國 99 年 9 月 27 日
W W 目 目 錄 錄 X X
壹、 動機與目的 ...2
貳、 研究方向...3
參、 研究方法與理論 ...4
主題一：串聯諧振轉換器原理 ...4
主題二：全橋串聯諧振式直流至交流變頻器 ...17
主題三：並聯式功率因數修正電路 ...42
主題四：智慧型串聯諧振轉換器控制晶片 ...67
肆、 實測結果與討論 ...80
子計畫一：直流/直流串聯階振電路 ...80
子計畫二：直流/交流變流器 ...88
子計畫三：市電併聯技術 ...101
子計畫四：節能晶片 ...108
參考文獻 ...130
附錄 ...133
附錄 一：國科會補助專題研究計畫成果報告自評表 ...134
附錄 二：國科會補助計畫衍生研發成果推廣資料表 ...135
圖目 圖 目錄 錄
圖1 二次側諧振槽 SRC 等效模型... 5圖2 二次側諧振槽 SRC 之輸出電壓頻率響應圖：fr = 100 kHz ... 6
圖3 fr = 100 kHz、Io = 5 A 時不同 Lr 之輸出電壓頻率響應圖... 6
圖4 串聯諧振轉換器架構之電路 ... 7
圖5 串聯諧振轉換器架構之等效電路圖 ... 7
圖6 二次側諧振槽 SRC... 8
圖7 二次側諧振槽 SRC 之輸出電壓頻率響應圖... 8
圖8 二次側諧振槽之 SRC 操作於諧振頻率左側的動作時序圖... 9
圖15 二次側諧振槽串聯諧振轉換器設計流程 ... 14
圖16 二次側諧振槽 SRC... 15
圖17 單相全橋式柔性切換變頻器主電路架構圖 ... 17
圖18 電感性負載之輸出電壓及電流的合成波形 ... 18
圖19 區間諧振電壓與電流及開關波形細部圖 ... 20
圖20 區間 A 諧振狀態 1... 22
圖21 區間 A 諧振狀態 2... 23
圖22 區間 A 線性放電狀態... 24
圖23 區間 A 飛輪狀態... 24
圖24 區間 B 線性充電狀態... 25
圖25 區間 B 諧振狀態 1... 26
圖26 區間 B 諧振狀態 2... 27
圖27 區間 B 線性放電狀態... 28
圖28 區間 B 飛輪狀態... 28
圖29 區間 C 諧振狀態 1... 30
圖30 區間 C 諧振狀態 2... 31
圖31 區間 C 線性放電狀態... 32
圖32 區間 C 飛輪狀態... 32
圖33 區間 D 線性充電狀態... 33
圖34 區間 D 諧振狀態 1... 34
圖35 區間 D 諧振狀態 2... 35
圖36 區間 D 線性放電狀態... 36
圖37 區間 D 飛輪狀態... 36
圖38 諧振電壓與輸出電壓關係圖 ... 37
圖39 主電路及控制電路運作流程圖 ... 39
圖40 電壓控制振盪器輸入電壓與輸出頻率特性圖 ... 40
圖41 傳統被動式交流/直流轉換器 ... 42
圖42 橋式整流器的電流與電壓 ... 42
圖43 串聯式功率因數修正電路方塊圖 ... 43
圖44 並聯式功率因數修正電路方塊圖 ... 44
圖45 功率因數修正器之輸入等效電路 ... 44
圖46 輸入電流與電流命令之間的斜率關係 ... 45
圖47 單開關標準式功率因數修正電路 ... 46
圖48 vs >0，S1 導通時的電流路徑... 47
圖49 vs >0，S1 截止時的電流路徑... 47
圖50 vs <0，S1 導通時的電流路徑... 47
圖51 vs <0，S1 截止時的電流路徑... 48
圖52 雙開關標準式功率因數修正電路 ... 48
圖53 vs >0，S1、D2 導通時的電流路徑 ... 49
圖54 vs >0，D2、D3 導通時的電流路徑 ... 50
圖55 vs <0，S2、D1 導通時的電流路徑 ... 50
圖56 vs <0，D1、D4 導通時的電流路徑 ... 50
圖57 雙開關半橋式功率因數修正電路 ... 51
圖58 vs >0，S1 導通時的電流路徑... 52
圖59 vs >0，D2 導通時的電流路徑 ... 52
圖60 vs <0，S2 導通時的電流路徑... 53
圖61 vs <0，D1 導通時的電流路徑 ... 53
圖62 四開關標準式功率因數修正電路 ... 54
圖63 S1、D2 導通時的電流路徑 ... 55
圖64 D2、D3 導通時的電流路徑... 55
圖65 S1、S4 導通時的電流路徑 ... 56
圖66 S2、D1 導通時的電流路徑 ... 56
圖67 S2、S3 導通時的電流路徑 ... 56
圖68 D1、D4 導通時的電流路徑... 57
圖69 四開關標準式之可得電流斜率圖 ... 57
圖70 雙開關標準式之可得電流斜率圖 ... 58
圖71 四開關標準式之並聯功率因數修正電路 ... 59
圖72 並聯式功率因數修正電路之命令電流及其斜率 ... 60
圖73 S1、S4 導通時的電流路徑 ... 61
圖74 D2、D3 導通時的電流路徑... 61
圖75 S2、S3 導通時的電流路徑 ... 61
圖76 D1、D4 導通時的電流路徑... 62
圖77 四開關標準式功率因數修正電路 ... 62
圖78 LA100-P 電流感測器之電路圖... 63
圖79 電壓隨耦器電路 ... 63
圖80 空白時間電路的波形 ... 64
圖81 隔離驅動電路 ... 65
圖82 數位控制架構示意圖 ... 66
圖83 硬式切換時，功率開關之電壓波形、電流波形與切換損失 ... 69
圖84 零電壓切換與零電流切換之開關電壓及電流波形 ... 69
圖85 硬式切換與柔性切換時，功率開關之電壓與電流操作軌跡 ... 70
圖86 柔切式變流器之系統架構 ... 71
圖87 傳統電壓控制斜波產生電路 ... 72
圖88 電壓控制斜波產生電路 ... 72
圖95 穩壓電路 ... 76
圖96 功率 IC 控制器之電路方塊圖 ... 77
圖97 柔性切換 SRC 全橋直流/交流轉換器... 78
圖98 IC 設計流程圖 ... 79
圖99 二次側諧振槽 SRC 之 Simplis 電路... 80
圖100 二次側諧振槽 SRC 之模擬波形，其分別之操作頻率 10kHz ... 81
圖101 二次側諧振槽 SRC 之模擬波形，其分別之操作頻率 20kHz ... 81
圖102 二次側諧振槽 SRC 之模擬波形，其分別之操作頻率 30kHz ... 82
圖103 二次側諧振槽 SRC 之模擬波形，其分別之操作頻率 40kHz ... 82
圖104 二次側諧振槽 SRC 之模擬波形，其分別之操作頻率 50kHz ... 83
圖105 二次側諧振槽 SRC 之模擬波形，其分別之操作頻率 60kHz ... 83
圖106 二次側諧振槽 SRC 操作於 ZCS 之電壓電流波形... 85
圖107 二次側諧振槽 SRC 操作於 ZCS 之電壓電流波形... 85
圖108 二次側諧振槽 SRC 操作於 ZCS 之電壓電流波形... 86
圖109 二次側諧振槽 SRC 操作於 ZCS 之電壓電流波形... 86
圖110 二次側諧振槽 SRC 操作於 ZCS 之電壓電流波形... 87
圖111 二次側諧振槽 SRC 操作於 ZCS 之電壓電流波形... 87
圖112 柔性切換變頻器系統架構圖... 89
圖113 固定導通與截止時間訊號圖... 90
圖114 電阻性負載功率開關工作訊號... 90
圖115 電感性負載功率開關工作訊號... 91
圖116 功率開關 S1零電壓導通及零電流截止圖... 91
圖117 功率開關 S2零電壓導通及零電流截止圖... 92
圖118 功率開關 S3零電壓導通及零電流截止圖... 92
圖119 功率開關 S4零電壓導通及零電流截止圖... 92
圖120 諧振電壓與諧振電流 ... 93
圖121 輸出電壓與電流合成 ... 93
圖122 電阻性負載電路架構 ... 94
圖123 電阻性負載輸出電壓頻譜 ... 94
圖124 電阻性負載輸出電壓與電流波形圖 ... 94
圖125 電阻性負載輸出電壓與電流波形圖 ... 95
圖126 電阻性負載各輸出功率下的穩態輸出電壓值 ... 95
圖127 電阻性負載各輸出功率下的電路效率 ... 96
圖128 電感性負載電路架構(R+10mH)... 96
圖129 電感性負載輸出電壓頻譜 ... 97
圖130 電感性負載輸出電壓與電流波形圖 ... 97
圖131 電感性負載輸出電壓與電流波形圖 ... 98
圖132 電感性負載各輸出功率下的穩態輸出電壓值 ... 98
圖133 非線性負載電路架構 ... 99
圖134 非線性負載輸出電壓頻譜 ... 99
圖135 非線性負載輸出電壓與電流波形圖 ... 99
圖136 步級加載測試 ... 100
圖137 並聯功因修正器模擬建構圖 ... 101
圖138 磁滯電流比較器動作原理圖 ... 102
圖139 磁滯電流控制法則 ... 102
圖140 額定負載功率 500W 下並聯功因修正器之輸入電流 is、命令電流 is,com 及 其誤差量波形圖... 103
圖141 額定負載功率 500W 下並聯功因修正器之輸入電 Vs、輸入電流 is、補償 電流Ih 及負載電流 IL 波形圖... 103
圖142 額定負載功率 1000W 下並聯功因修正器之輸入電流 is、... 104
圖143 額定功率 1000W 並聯功因修正器之輸入電壓 Vs、輸入電流 is、... 105
圖144 額定負載功率 1000W 下並聯功因修正器之輸入電流 is、... 105
圖145 額定功率 1000W 並聯功因修正器之輸入電壓 Vs、輸入電流 is、補償電流 Ih 及負載電流 IL 波形圖... 106
圖146 為並聯式主動功因修正電路設計之方塊圖。 ... 106
圖147 負載為 500W 時之實驗波形(5A/div)... 107
圖148 負載為 1000W 時之實驗波形(5A/div)... 107
圖149 電壓變異對電路影響之前模擬驗證 ... 108
圖150 電壓變異對電路影響之後模擬驗證 ... 109
圖151 溫度變異對電路影響之前模擬驗證 ... 109
圖152 溫度變異對電路影響之後模擬驗證 ... 110
圖153 五個製程變異對電路影響之前模擬驗證 ... 110
圖154 五個製程變異對電路影響之後模擬驗證 ... 111
圖155 製程變異下電路功能之前模擬驗證(TT 參數)... 112
圖156 製程變異下電路功能之後模擬驗證(TT 參數)... 113
圖157 製程變異下電路功能之前模擬驗證(SS 參數) ... 114
圖158 製程變異下電路功能之後模擬驗證(SS 參數) ... 115
圖159 製程變異下電路功能之前模擬驗證(FF 參數) ... 116
圖160 製程變異下電路功能之後模擬驗證(FF 參數) ... 117
圖161 晶片測試示意圖 ... 118
圖162 變頻定責任週期模式(測試條件 1)... 119
圖163 變頻定責任週期模式(測試條件 2)... 120
圖164 變頻定責任週期模式(測試條件 3)... 120
圖165 變頻定責任週期模式(測試條件 4)... 121
圖172 變頻定責任週期模式(測試條件 11)... 124
圖173 定頻變責任週期模式(測試條件 12)... 125
圖174 定頻變責任週期模式(測試條件 13)... 125
圖175 精密全波整流器 ... 126
圖176 量測環境 ... 127
圖177 SS1 與 SS2 之輸出結果(一)... 127
圖178 SS1 與 SS2 之輸出結果(二)... 128
圖179 SS3 與 SS4 之輸出訊號(一)... 128
圖180 SS3 與 SS4 之輸出訊號(二)... 129
表目 表 目錄 錄
表1 規格符號表 ...14表2 各區間之斜率組合 ...57
表3 簡化後各區間之斜率組合 ...58
表4 二次側諧振槽 SRC 電路元件參數值...84
表5 二次側諧振槽 SRC 操作於 ZCS 的量測數據 ...84
表6 電路規格表 ...88
表7 使用儀器及廠牌/型號 ...88
表8 輸出責任週期控制訊號之頻率前模擬與後模擬比照表 ... 111
摘 摘 要 要
本三年計畫研發之模組化高效率電能回收型燒機測試系統，乃基於節能環保之概 念，在全球能源短缺與先進能源政策趨勢之考量下，主要目標之一就是為了提供專業電 源供應器製造廠商一個高轉換效率之解決方案，使其以大約滿載容量之15 ％的耗電，即 可進行滿載容量之燒機測試，因此可節省硬體設備成本，減少通風散熱需求。
本計畫採模組化設計，因此可調整適用於各種功率規格之電源供應器產品，大幅減 低設計勞力與縮短出貨時程、提升競爭力。本計畫將研發創新高效率直流/直流、直流/
交流轉換技術、與市電並聯之供電和功率因數修正技術，並設計節能控制積體電路。
本計畫之多功能性，係表現於此燒機測試系統可應用於內嵌式與外接式交流/直流電 源供應器、直流/直流通訊設備專用電源供應器與直流/交流照明、顯示器或是馬達驅動電 源，幾乎主要用電設備所需的各式電源供應器，都可利用本計畫之燒機測試系統進行試 轉運。所欲研製之燒機測試系統，其控制電路將以積體化方式實現，並搭配微處理器或 數位信號處理器等數位控制器，完成整體節能控制的目標。另外，本計畫之電能回收型 燒機測試系統因與市電並聯，所以若在系統前級安裝太陽光電池模組、風力發電機或是 燃料電池，除與市電並聯供電、改善功因與節省電費之外，並可於市電停電時可作為緊 急備用電源。如前所述，本計畫研發目標係針對專業電源供應器廠商與一般民生家庭的 服務，市場既廣且深，非常值得持續投入研發。
關鍵詞：模組化、高效率、電能回收、燒機測試、功率因數修正、市電並聯、備用電源。
A A bs b st tr ra ac ct t
Based on the concepts of energy-saving and environmental protection, this three-year project will be devoted to develop modularized high-efficiency energy-recycled burn-in test systems, or so-called recycled electronic load systems.Under the considerations of global energy shortage and advanced energy policy trends, the main objective of this project is to provide a high-conversion-efficiency solution of burn-in tests for power supply manufacture companies. A full-load test can be carried out at approximately 15 % of the full-load power consumption. Therefore, the cost of the hardware facilities and the demand for ventilation and heat dissipation can be reduced.
Modularized design proposed in this project helps saving the design efforts, manufacturing labors, and the shipping period. Novel high-efficiency DC/DC and DC/AC conversion techniques, grid-connection techniques with power factor correction, and control IC design will be proposed. The presented modularized high-efficiency energy-recycled burn-in test systems can be applied to internal and external AC/DC adaptors, DC/DC communication power supplies, and DC/AC converters for driving lighting apparatus, displays and motors.
In fact, the burn-in tests of almost all kinds of power supplies can be conducted with the proposed recycled electronic loads. The controllers of the developed burn-in test systems will be implemented by advanced integrated circuit techniques. Also microprocessors or digital signal processors （DSPs） will be utilized to fulfill the overall energy-saving task. Moreover, since the presented recycled burn-in test system is grid connected, it can also be used as an second domestic power source by adding photovoltaic systems, wind power systems, and fuel cell systems, to improve the power factor, to save the electric bill, and to served as an emergency power supply. As stated above, the studied system of this project can satisfy the demands for both power supply manufacturers and domestic users. It is expected that its applications will grow fast and wide, and get more important in the near future.
Keywords：Modularization, high efficiency, energy recycled, burn-in test, power factor correction, grid connection, redundant power supply.
前 前 言 言
台灣近年來工商業蓬勃發展，高科技產業擴張迅速，民生需求用電與日俱增，
對於電能的需求更加嚴苛。同時溫室效應的衝擊，促使人們環保意識抬頭，傳統火 力與燃油、燃煤等發電系統造成的空氣污染、核能發電的廢料處理與對海陸生態特 性的影響等，使新建電廠在台灣成為非常困難的議題。目前政府也極力達成「非核 家園」的目標。回溯 2004 年十月「京都議定書」已成為國際共識，世界各國共同 努力，期望在2012 年之前將溫室氣體(包括二氧化碳、甲烷等)排放量降低到比 1990 年還要再低 5.2 %的水準。台灣雖非締約國之一，但受議定書對外貿易的影響，台 灣也不得不更加積極參與環保、節能減碳的行列。
最新版能源之星(Energy Star)已執行「80 Plus」的規範，此計畫係指個人電腦或 伺服器之電源供應器，其效率在額定負載的20 %、50 %與 100 %下必須高於 80 %，
且功率因數(Power Factor)必須高於 0.9。台灣的電腦與電源供應器產業獨佔世界鰲 頭，為了繼續維持競爭優勢，研發各項創新電能轉換技術，更是刻不容緩的工作。
綜觀全球各先進國家，無不摩拳擦掌、蓄勢待發地迎接新能源時代，例如加州 的「氫能公路計畫」(Hydrogen Highway)，預計在 2010 年以前建立 200 個加氫站，
完成燃料周邊系統的先期建設，導引氫能與燃料電池的發展與應用。加拿大政府於 2004 年開始資助該國 Angstrom、 Ballard 等能源公司，共同推動氫能公路計畫，除 了研發推廣氫能燃料電池電動車，並規劃在主辦 2010 年冬季奧運的城市 Whistler 至溫哥華機場間，建立5 座加氫站，俾達成使加拿大成為氫能科技研發、投資及商 業化世界領航者的長遠目標。加州的百萬太陽能住宅(Million Solar Roofs)計畫，由 州政府提供二十億美元投資生產民間可自行安裝之太陽能板，企業安裝太陽能屋頂 可獲得獎勵補助，一般住家可獲得三分之一工程款補助等優惠措施，希望加州太陽 能電池發電量在十年內增加三十倍（相當於十座火力發電廠）。日本於1993 年推行 新陽光計畫，經過十年時間，日本太陽光電系統發電量成長了 35 倍，系統平均成 本降低了76 %。德國太陽能公園 Gut Erlasee 發電規模達一千兩百萬瓦，可以供應 人口九千人的城鎮所用。有「陽光城市」之稱的德國佛來堡，發展太陽能已有長達 25 年的經驗，目前安裝超過 550 座太陽能集電管和超過 250 座的大型太陽能發電設 施，加上數百個私人太陽能發電機組，已經產出超過200 萬瓩/小時的電力。
根據 1995 年歐洲地區研究的調查結果，佛來堡環保企業創造出 1 萬個工作機 會，營業額達10 億歐元，占全市總營業額的 6 %，較德國其他城市多出 1.7 倍。這 也是拜周延的政策和法令之賜，創造出最好投資環境的典範。在降低溫室效應上，
壹、 動機與目的
有效使用電能的研究、發展有利於永續環境的各項技術、以及電能供應的充足 無虞與環保課題之間的衝突，成為未來我國極須解決與協調的重要能源政策。電能 的有效使用必須講究開源節流，所謂開源是指開發新型式的能量來源，例如以風 力、太陽能、地熱與潮汐等綠色能源，取代傳統發電與動力系統；而節流指的是宣 導使用者培養良好用電習慣，該省則省，由技術面，即必須提高電能轉換的效率。
本計畫案為研發多功能之模組化高效率電能回收型燒機測試（Burn-In Test）系 統，主要針對兩種不同市場，一為小眾利基市場（Niche Market），支援各種電源供 應器產品出貨前之燒機測試。傳統的燒機設備，無論是被動式 RLC 負載或主動式 電子負載，其燒機程序中所消耗的電能幾乎都是以熱的方式散逸，對於生產高功率 或是需要長時大量燒機測試的電源供應器廠商而言，不啻是另一項高昂的成本支 出。本計畫之產品可將燒機時所需耗費之電能經過適當處理後與市電並聯，另一為 大眾多量市場（Mass Market），配合再生能源發電系統，提供穩定、優質的交流電 源，可與市電並聯供電，或是當作備用交流電源使用，實現以小型分散式電力系統 降低大型發電廠供電負載的目標。
綜上所述，關於開源部份，本計畫案可配合太陽光電能、風力發電與燃料電池 等新興潔淨能源，實現獨立供電或與市電並聯供電，除了降低成本與系統複雜度之 外，更可發揮推廣再生能源應用之效用。關於節流部份，本計畫案採用創新的專利 技術，使得系統在全載操作範圍下，都能具有超過85 %的轉換效率，以提高電能回 收比率。如此將可兼顧電能之開源節流，雙管齊下，除了達成能源多元化的目標，
更能穩固台灣能源產業之根基，創造能源產業新氣象，並為台灣身為世界公民的一 員略盡己任。
總計畫的執行成果，對於國內燒機測試與電源產業極待發展的系統整合技術，
將會具有相當的貢獻。不僅可發展出具能量回收型燒機測試系統，並能培育各項子 題的技術人才，對於國內電力電子產業技術在研發新產品能力的提升頗具助益。
貳、 研究方向
總計畫由四項重點研究主題（節能控制晶片、直流/交流轉換器、直流/直流轉 換器及市電併聯技術）組成，本計畫第二年各子計畫目標如下。子計畫一，直流/
直流轉換器，延續第一年低壓輸入、高壓輸出系統之500W 二次側諧振槽串聯諧振 轉換器（Series Resonant Converter，SRC），將其提高至 1kW，並採用頻率調變技術 與全橋式串聯諧振轉換器架構，確保全載範圍操作下的轉換效率均可高於一般規 格，達到高功率密度、產品輕薄短小的目標。
子計畫二，研製一1kW 新型單相柔性切換變頻器，所提之變頻器以全橋式架構 為基礎，在電路中導入串聯諧振技術，並配合變頻調變控制方式，在輸出濾波器前 產生等振幅準弦式脈衝串電壓，當此脈衝串電壓經過輸出濾波器後濾除不必要之諧 波成份，即可得到一弦式波輸出。此計畫最大特色為，在電路中不需要額外的輔助 開關及輔助導流電路，即可使電路的開關皆在柔性切換的條件下工作。
子計畫三，以單晶片數位信號處理器 （ Digital Signal Processor ） 為基礎研 製一組數位控制單相並聯主動式功率因數修正器。本計畫所研製的並聯主動式單相 功率因數修正器，其能夠有效抑制電源端之電流諧波，該電流修正器可降低由非線 性負載所產生之電流諧波以提高功率因數並進行虛功率補償。其控制架構採用多迴 路控制方式，包括電流內迴路與電壓外迴路。在電流迴路方面，以磁滯控制方法來 實現功率因數修正。在電壓迴路方面，以比例積分控制方式來達到直流輸出穩壓的 功能。
子計畫四，開發子計畫一所提出的柔性切換SRC 全橋轉換器控制技術，將之電 路積體化並研發節能控制晶片，以傳統全橋式變頻器為基礎，再配合 LC 共振槽設 計來達成柔性切換的特性，比較傳統電路，此新型控制電路中不需額外的開關元 件，即可達到相同效果，因此在開關的控制上更加的簡單嚴謹，使電路可靠度提升、
體積及成本更具優勢。
關鍵字:二次側諧振槽、全橋式串聯諧振轉換器、柔性切換、變頻器、串聯諧振、單 晶片數位信號處理器、並聯主動式功率因數修正器、磁滯控制、積體化、節能控制 晶片。
參、 研究方法與理論
主題一：串聯諧振轉換器原理
本章主要針對諧振槽上之諧振元件做分析，包括品質因數、特性阻抗與K 因子。
SRC 的設計可分為規格制定、元件選擇、變壓器設計、諧振元件設計及切換頻率範 圍，並依據前述理論提出設計流程，藉此流程得到合理的設計值。
1.1 習知技術探討
為了提高電源的功率密度(Power Density)，零電壓切換(Zero Voltage Switching, ZVS)[ 1]-[ 3]、零電流切換(Zero Current Switching, ZCS)[ 4]-[ 5]等技術陸續在論文中 被發表出來；串聯諧振轉換器(Series Resonant Converter, SRC)[ 6]-[12]為利用電容與 電感之串聯諧振特性，使電源供應器產生零電壓或零電流切換的作用，因而大幅地 降低其切換損失，並藉由操作在較高的工作頻率，可以有效地縮小磁性元件體積而 不增加散熱系統體積。
一般高功率之半/全橋串聯諧振轉換器適用於高壓輸入、低壓輸出系統，當應用 在低壓輸入、高壓輸出系統時，由於二次側負載端反射至變壓器一次側之反射阻抗 極小，此時諧振槽內之諧振元件不易設計，故少有半/全橋串聯諧振轉換器應用於高 功率之低壓輸入高壓輸出。本論文提出二次側諧振槽串聯諧振轉換器架構，改善其 元件設計不易的問題，將諧振槽置於變壓器二次側，實現高效能之低壓輸入高壓輸 出系統。
1.2 串聯諧振轉換器原理
(1) 串聯諧振轉換器二次側諧振槽之分析
為了要分析品質因數、特性阻抗與K 因子對電壓增益及頻率響應的影響，首先 要畫出諧振槽之等效電路，接著推導其轉移函數，分析各數值與電壓增益及頻率響 應的關係。如圖1 所示為串聯諧振轉換器二次側諧振槽之等效模型，從前述分析可 知各諧振元件與電路參數之關係式如下所列。
r r
r r
ω f 1
2π L C 2π
= = (1. 1)
r r
o C
Z = L (1. 2)
R C L
R
Q Z r
r o =
= (1. 3)
＋ nVin
－
Lr
RL
Cr
＋VL－ ＋VC－
＋ Vo
－
圖1 二次側諧振槽 SRC 等效模型 由可推導出其輸出電壓對輸入電壓的轉移函數為：
o r
in 2 r
r r r r
n s R
V n R L
1 R 1
V sL R s s
sC L L C
× ×
= =
+ + + + (1. 4)
將s = jω 代入（1. 4）式，求得其振幅為：
2
O r r
2 2
in 2
2
r r r
r r r
ωR n ωR
n j L
V L
ωR 1
V -ω j 1 ωR
L L C ω
L C L
⎛ × ⎞
× ⎜ ⎟
⎝ ⎠
= =
⎛ ⎞ ⎛ ⎞
+ + ⎜ − ⎟ +⎜ ⎟
⎝ ⎠ ⎝ ⎠ (1. 5)
其中n = NS/NP。
(2) 品質因數 Q 值對頻率響應的影響
在推導出諧振槽之轉移函數後，接著將式中的參數以品質因數Q 值、特性阻抗 Zo、K 因子與變壓器圈數比 n （n = NS/NP）表示，並利用數學軟體 Matlab 模擬出
由(1.6)式可知轉移函數的主要變數為 Q，而 Q 與 Lr、Cr 及 R 有關，假設特性 阻抗Zo 固定，則 Q 的大小取決於負載，由圖 2 可知負載與 Q 對增益的影響，負載 較重（R 小、Q 大）的條件下，曲線變化較為明顯，而負載較輕（R 較大、Q 小），
曲線變化較為平緩，當Lr 愈大時，諧振點上的電壓增益變化率愈大。由圖 3 可知相 同負載下Lr 對增益的影響，Lr 較大（Zo 較大、Q 大）的條件下，曲線變化較為明 顯，而Lr 較小（Zo 較小、Q 小），曲線變化較為平緩。
Q=0.0235 Q=0.1956 Q=0.3903
fs
fr
Q=0.0235 Q=0.1956 Q=0.3903
fs
fr
Q=0.0235 Q=0.1956 Q=0.3903
fs
fr
（a） （b） （c）
圖2 二次側諧振槽 SRC 之輸出電壓頻率響應圖：fr = 100 kHz
（a）Lr = 24 µH、（b） Lr = 48 µH、（c） Lr = 96 µH
Lr=24μH Lr=48μH Lr=96μH
fs
fr
圖3 fr = 100 kHz、Io = 5 A 時不同 Lr 之輸出電壓頻率響應圖
(3) SRC 在低壓輸入、高壓輸出應用的設計問題
如圖4 為 SRC，其適用於高壓輸入、低壓輸出系統，如圖 5 為其諧振槽等效電 路，(1.7)式為負載(RL)反射至一次側之阻抗值(R)。
由於諧振元件之耐壓值為品質因數與輸入電壓之乘積(Q×Vin)，所以品質因數通
常設計較小之值；當應用在低壓輸入、高壓輸出系統，負載反射至變壓器一次側之 反射阻抗R 極小，且特性阻抗 Zo 為 Q 值與 R 值之乘積(Zo=Q×R)，故特性阻抗非常 小。
Zo 的選定對於整體特性有重要影響，根據元件耐壓、耐流與成本之考量，諧振 電容之容值通常介於10nF~1μF，而諧振電感之感值約在 10μH~200μH；當特性阻抗 Zo 非常小時，此時諧振槽內之諧振元件不易設計，本報告提出二次側諧振槽串聯諧 振轉換器之架構，其諧振槽置於變壓器二次側，如此將可改善諧振元件因特性阻抗 Zo 過小而不易設計之問題。
L 2 L
2 2
2 S
P
8R 8R
R= n
N N π π
= ×
⎛ ⎞
⎜ ⎟
⎝ ⎠
(1. 7)
r o
r
Z =Q R L
× = C (1. 8)
P S
n=N N
圖4 串聯諧振轉換器架構之電路
(4) 二次側諧振槽 SRC
如圖6 所示為二次側諧振槽之 SRC 串聯諧振轉換器，由諧振電感 Lr、諧振電容 Cr與負載 RL組成串聯諧振電路。當切換頻率 fs改變時，諧振槽之等效阻抗亦隨之 改變，當切換頻率 fs等於諧振頻率 fr時，則 Lr與 Cr之阻抗會相互抵消，負載電壓 等於二次側電壓(nVin)，此時二次側電壓完全跨在負載上，電壓之電壓增益為最高，
其值為變壓器圈數比的倒數(n)。圖 7 所示為二次側諧振槽 SRC 的頻率響應圖，其 中m1 為 Q=0.0235，m2 為 Q=0.1956，m3 為 Q=0.3903。當切換頻率 fs大於諧振頻 率 fr時，則諧振電路呈電感性，電路操作於零電壓切換區間。反之，當切換頻率 fs
小於諧振頻率 fr時，則諧振電路呈電容性，電路操作於零電流區間，當切換頻率 fs
等於fr時，則同時滿足零電壓與零電流切換條件。
1
D2 2
COSS,
D3
3
COSS,
D4 4
COSS,
D1 1
COSS,
B A
: N
vP
Vin Lr Cr
D6
Co RL
＋
Vo
－
D5 D7
D8
IL
VGS 2
VGS 2
VGS 1
VGS 1
S3
S4 S1
S2
圖6 二次側諧振槽 SRC
圖7 二次側諧振槽 SRC 之輸出電壓頻率響應圖
r
低壓輸入、高壓輸出的系統可採用零電流切換，此時二次側諧振槽SRC 之切換 頻率fs需小於諧振頻率fr。由圖7 可知，當負載 IL愈輕，則Q 值愈小，切換頻率必 須在低頻，才能使輸出電壓穩定；反之，當負載越重，則Q 值愈大，切換頻率必須 在較高頻(但不高於諧振頻率 fr)，才能使輸出電壓穩定。如採用零電壓切換，二次側 諧振槽 SRC 之切換頻率 fs需大於諧振頻率 fr。由圖 7 可知，當負載 IL愈輕，則 Q 值愈小，切換頻率必須在高頻，才能使輸出電壓穩定；反之，當負載越重，則Q 值 愈大，切換頻率必須在較低頻(但不低於諧振頻率 fr)，才能使輸出電壓穩定。
(5) 動作分析與數學模型
為了簡化動作分析，在此作以下幾項假設：
1. 各元件無任何損耗。
2. 開關元件及二極體視為理想狀態。
3. 輸出電容極大，可視為定電壓源。
當操作頻率fs 小於諧振頻率 fr 時，此時二次側諧振槽 SRC 工作於諧振頻率左 側。二次側諧振槽SRC 工作在此區間時，Lr 與 Cr 產生諧振，圖 8 為其動作時序圖。
電路可分為三種模式，如下所述。
(a) 第一能量傳送區間(t0 < t < t1)
由圖9 可知，上橋開關 S2、S3零電壓導通，下橋開關S1、 S4截止，二次側二極 體 D5、D8導通，D6、D7截止，能量由輸入端傳遞到輸出負載。當諧振電流iLr(t)諧 振至 0A 時，此區間結束。圖 10 為其等效電路，可由等效電路求出諧振電流 iLr(t) 與諧振電容電壓vCr(t)公式如下：
[
in Cr 0 o]
r Lr 0 Lr
r r
nV V (t ) V L i (t )
I (s) s
sL 1 sC
− −
= +
+
(1. 9)
Cr 0
Cr Lr
r
V (t ) V (s) 1 I (s)
sC s
= × + (1. 10)
對(1.9)與(1.10)式做反拉氏轉換可得：
[ ] [
in Cr 0 o] [ ]
Lr Lr 0 0 0 0 0
o
nV V (t ) V
i (t) i (t )cos ω (t t ) sin ω (t t ) Z
− −
= − + −
(1. 11)
[ ] [ ] [ ]
[ ]
Cr in O in Cr 0 O 0 0
o Lr 0 0 0
v (t) nV V nV V (t ) V cos ω (t t ) Z i (t )sin ω (t t )
= − − − − −
+ − (1. 12)
o
r r
ω 1
= L C ,
o r r
Z L
= C
。
1
OSS2
C ,
D3
OSS3
C ,
B A : N
Vin Lr Cr
D6
Co RL ＋Vo
－
D5 D
7
D8
IL
S
3S
4S
1S
21
COSS,
4
COSS,
D4
D2
D1
vAB VGS2
V 2
VGS2 VGS1
VGS 1
圖9 第一能量傳送區間的導通路徑
nVin
s
1 sCr VCr(t0)
s LriLr(t0) sLr
Vo
s ILr(s)
圖10 第一能量傳送區間的等效電路圖
(b) 零電流切換區間(t1 < t <t2)
由圖11 可知，上橋開關 S2、S3導通，下橋開關S1、S4截止。此時諧振電流iLr(t) 諧振至 0A，使上橋開關 S2、S3在下一個區間零電流截止，二次側二極體 D5、D8截 止，此時輸出負載由輸出電容Co提供能量；圖12 為其等效電路，可由等效電路求 出諧振電流iLr(t)、激磁電流 iLm1(t)與諧振電容電壓 vCr(t)公式如下：
i (s) 0Lr = (1. 13)
in
m in 1 in
m
L i (t ) V i (s) sL s
= + (1. 14)
Cr 0 Cr 1
Cr Lr
r
V (t ) V (t ) v (s) 1 I (s)
sC s s
= × + = (1. 15)
對(1.13)、(1.14)與(1.15)式做反拉氏轉換可得：
i (t) 0Lr = (1. 16)
in
m
i (t) i (t ) ( ) (t-t )V = +1 L 1
in in
(1. 17)
[ ] [ ] [ ]
Cr in o in Cr 1 o 1 1
v (t)= nV −V − nV −V (t ) V cos ω (t t )− −
(1. 18)
1
ω 1
= L C
1
2
COSS,
D3 3
COSS,
B A
: N
Vin Lr Cr
D6
Co RL
＋
Vo
－
D5 D7
D8
IL
S3
S4
S1
S2
1
COSS,
4
COSS,
D4
D2
D1
vAB VGS2
V 2 VGS2 VGS1
VGS 1
圖11 第一諧振區間的導通路徑
Vin
s
Lmiin(t1)
sLm
Iin(s)
1
sCo RL
IL(s)
(b)
圖12 第一諧振區間的等效電路圖
(c) 換向區間(t2 < t < t3)
橋開關S2、S3導通，下橋開關S1、S4截止。此時開關S2之寄生電容Coss2放電 至0 V 且開關 S1、S4之寄生電容Coss1、Coss4充電至Vin，且對上橋開關S2 與 S3之 寄生電容Coss2 、Coss3充電，二次側諧振電流iLr(t)降至 0 A，此時輸出負載仍由輸出 電容提供能量；如圖 13 所示為其導通路徑，圖 14 為其等效電路，激磁電流 iLrm(t) 公式如下：
in
m Lm
m
(L ) i (t ) + V i (s) s
s(L ) 1
sC
=
+
in 2
(1. 19)
對(1.19)式做反拉氏轉換可得：
[ ]
in[ ]
in in 2 2 2 2 2
2
i (t) i (t )cos ω (t t ) +2V sin ω (t t )
= − Z −
(1. 20)
其中
m
2
(L ) Z = C
， 2
m
ω 1
(L ) C
= ×
，
C 2C =
ossCoss = Coss1 +Coss4 = Coss2 + Coss3
。
A 1
B : N
Vin Lr Cr
D6
Co RL ＋Vo
－
D5 D
7
D8
IL
S3 S1
S2
1
COSS,
D2
D1
vAB VGS2
V 2 VGS2 VGS1
VGS 1
D3 3
COSS,
S4
4
COSS,
D4 2
COSS,
圖13 換向區間的導通路徑
sC
Vin
s
ILm(s) 1
sCOSS3
n 1
OSS2
Vin s n
1
sCr RL
IL(s) 1
sCOSS1
1 sCOSS4
Lm×iLm(t2) sLm
圖14 換向區間的等效電路圖 1.3 聯諧振轉換器設計
(1) 二次側諧振槽串聯諧振轉換器設計流程
本節提出一設計流程，用以設計二次側諧振槽串聯諧振轉換器，如圖 15 所示為 其設計流程。首先設定轉換器之規格，接著設計及繞製變壓器，在此利用二次側之漏
圖15 二次側諧振槽串聯諧振轉換器設計流程
(2) 制定規格
本文主要針對二次側諧振槽SRC 所需的設計參數，定義符號如表 1 所示：
表1
規格符號表
輸入電壓 輸出電壓 輸出電流 諧振頻率
Vin Vo Io fr 切換頻率 品質因數 特性阻抗 負載
fs Q Zo RL
(3) 變壓器設計與製作
(a) 計算圈數比 n
S o
P in
N V
n= N =V （1. 21）
其中NP 為一次側圈數、NS 為二次側圈數。
(b) 計算一次側最小圈數 NP
8 in 8
ma x
e s max e s
V
B E 10 N 10
k N A f k B A f
= × ⇒ = ×
× × × × × × （1. 22）
其中 k 在方波時為 4、在弦波時為 4.4，Ae 為有效磁通面積（cm2），Bmax 為 磁通密度（Gauss），fs 為切換頻率（Hz）。
(1.22)式為法拉第定律，利用輸入電壓 Vin、變壓器有效磁通面積 Ae、操作磁 通密度Bmax 及切換頻率 fs，可得出一次側圈數之值。設計變壓器時，只要大於此 圈數即可避免使變壓器進入飽和區；變壓器製作完成後，利用儀器量測二次側漏感 值Ll2，接著完成諧振元件之設計。
(4) 計算 Lr、C 之限制 (a) Lr 之限制
如圖 16 所示，當變壓器製作完成後，可測量得到二次側漏感值 Ll2，並利用此 漏感值作為諧振電感Lr 之值（Lr=Ll2）。
1
OSS2
C ,
D3 OSS3
C ,
D
4
COSS,
D1 OSS1
C ,
B A
: N
vP
Vin Lr Cr
D6
Co RL
＋
Vo
－
D5 D7
D8
IL
VGS 2
VGS 2
VGS 1
VGS 1
S3
S4 S1
S2
(b) Cr 之限制
變壓器繞製完成後，量測之二次側漏感Ll2 與所設定的諧振頻率 fr 限制了諧振電 容Cr 之值，如下所示：
r r 2 2
r r r l2
r r
1 1 1
f C
(2π f ) L (2π f ) L 2π L C
= ⇒ = =
× × × × （1. 23）
(5) 選定 Zo 及計算 Lr 與 Cr 之值
由於諧振元件之耐壓值與品質因數Q 值成正比，且 Q 值與 Zo 值亦成正比，所 以Zo 值不可太高。電路中之諧振電感 Lr 為利用變壓器二次側漏感 Ll2 所作成，在 繞製變壓器時需使二次側漏感儘量降低，諧振電感 Lr 之值在 10μH~130μH 較為合 適，而諧振電容Cr 之容值通常介於 10nF~1μF 之間。由圖 16 可知，較大的 Zo 適用 於輸入電壓變動大之電路，而較小的Zo 適用於負載範圍廣之電路。
主題二：全橋串聯諧振式直流至交流變頻器
本章提出一新型單相柔性切換變頻器，此變頻器以全橋式架構為基礎，在電路 中導入串聯諧振技術，並配合變頻調變控制方式，在輸出濾波器前產生等振幅準弦 式脈衝串電壓，當此脈衝串電壓經過輸出濾波器後濾除不必要之諧波成份，即可得 到一弦波式輸出。而本文最大特色為，在電路中不需要額外的輔助開關及輔助導流 電路，即可使電路的開關皆在柔性切換的條件下工作。
2.1 電路系統架構
本文提出之柔性切換變頻器架構如圖 17 所示，電路包含四個電流雙向式的功 率開關元件 S1、S2、S3及S4，與諧振電感 Lr和諧振電容 Cr所組成的諧振槽，此諧 振槽與主電路構成串聯諧振網路，使所有的開關皆可在柔性切換特性下工作，而輸 出濾波器是由 Lf 跟 Cf所組成的二階低通濾波器，其目的為濾除不必要的諧波量。
主電路架構是以在諧振電容上，產生一類似Vdc[1−cos(ωt)]的等振幅準弦式脈衝電 壓，並配合開關切換頻率的變頻調變，來達成輸出電壓為正弦波電壓。因本文提出 的電路最高開關切換頻率小於諧振頻率，所以電路工作在不連續電流導通模式。在 電路運作方面，當輸出電壓為正時，開關 S2皆為截止狀態，開關 S1執行高頻切換 動作，當輸出電壓為負電壓時則反之。開關 S3及 S4則是配合輸出電壓，與輸出電 流來選擇切換方式。在交流電路中，輸出電流與電壓的相位關係與負載有密切的關 係。當負載為電感性時，電流相位會落後電壓，若為電容性時則反之。因此，當負 載為電感性時，可依照電壓與電流的極性區分成四種不同的區間，如圖18 所示。
Vdc
Lr
S1
S3
S2
S4
D2 D1
D3 D4
Lf
Zo
Cf
Cr
i Lr
i Lf
vo
io
vCr
iLr
區間A 區間B 區間C 區間D
t
t
t
圖18 電感性負載之輸出電壓及電流的合成波形
0
ti ti1 ti2 ti3 ti4
3
tip tip2
0
tk tk1 tk2 tk3 tk4 tk5
kp1
t tkp3tkp2
S1
S2
S3
S4
S1
S2
S3
S4
) (t iLf
0
ti ti1 ti2 ti3 ti4 tk0 tk1 tk2 tk3 tk4 tk5
1
tip
iLr
io
t vo
vCr
t t
t t t t t
t t t t t
t
vCr vCr
iLr iLr
C D
S1
S2
S3
S4
S1
S2
S3
S4 0
tx tx1 tx2 tx3 tx4
3
txp 2
txp
0
ty ty1 ty2 ty3 ty4 ty5
1
typ typ3 typ2
) (t iLf
0
tx tx1 tx2 tx3 tx4
0
ty ty1 ty2 ty3 ty4 ty5 1
txp
t
t t
t t t t
t t t t
t t
t
io
iLr
iLr
iLr
vCr vCr
vCr vo
(b) 區間 C 與 D
圖19 區間諧振電壓與電流及開關波形細部圖
2.2 各區間工作模式分析[13]
此節中，將以電感性負載為例，詳細說明每一個工作區間內的工作狀態。為簡 化分析，本文假設在諧振電感 Lr、諧振電容 Cr、輸出電感 Lf 和輸出電容 Cf 的任何 損失不計，視為理想，且輸出電感 Lf足夠大，使濾波電感 Lf上的電流，在一個切換 週期中保持為一定值。四個工作區間之相關分析如下。
(1) 區間 A：vo(t)>0 及 io(t)<0
在本區間中，將以開關 S1、S3及 S4來達成此區間相關的四個狀態。S1負責執 行高頻切換動作，S3及S4則負責配合電路諧振動作，與輸出端電流及諧振電流作導 流動作。在一個切換週期中，各狀態的波形變化如圖19(a)所示，其分析如下。
(a) 諧振狀態 1(ti0 <t<ti1)：
當 t > ti0時，開關 S1及 S3在零電壓條件下導通，開關 S4在零電壓條件下截止，
如圖20(a)所示。此時諧振動作開始執行，諧振路徑為 Vdc、Lr、S1、Cr、ILfi及 S3來 傳送能量。諧振電容 Cr上的電壓 vCr(t)，以諧振的特性增加，諧振電感 Lr上的電流 iLr(t)，也以諧振的特性在做變化，直到諧振電流降為零時，此狀態結束。此工作模 式下的相關電壓及電流方程式的推導如下所示，由圖20(b)的等效電路中可列出方程 式如下：
dt L di t v
Vdc= cr( )+ r Lr (2. 1)
Lfi Cr r
Lr I
dt C dv t
i ( )= − (2. 2)
經計算後，諧振狀態中的諧振電壓與諧振電流的表示式為：
) ( sin )
( cos )
( 0 r i0
o dc i r Lfi Lfi
Lr t t
Z t V t I
I t
i =− + ω − + ω − (2. 3)
) ( sin )
( cos )
( dc dc r i0 o Lfi r i0
Cr t V V t t Z I t t
v = − ω − + ω − (2. 4)
其中ωr及Z 如下： o
