以下分別對四種不同功率因數修正電路之工作原理作詳細的說明，並對其特性 加以比較。
(a) 單開關標準式
率即為負值，故電流隨之下降。而在電源端輸入電壓為負半週時，電路動作亦類似。
因此，我們可控制切換開關的責任週期(Duty Ratio)，產生想要的正弦波形之輸入電 流，再將此電路串聯在電子產品前端，藉以提高其功率因數。
>0
v
sE +
-L
irwC
invS1 D3
D4
D1
D2
D5
圖51
v
s <0，S1 截止時的電流路徑(b) 雙開關標準式
如圖 52 所示，電路中使用了兩個切換開關，其中切換開關 S1配合飛輪二極體 D3負責正半週之電流波形修正工作，而切換開關S2則配合飛輪二極體D4修正負半 週之電流波形。電路工作原理詳細描述如下：
在電源端輸入電壓為正半週時，當切換開關S1觸發導通，則因在電感兩端電壓 極性為正值，電流將隨之增加；當切換開關S1停止觸發，因電感電流之連續性，飛 輪二極體D3強迫導通，假設此時輸出端之直流電壓準位夠高，則將因在電感兩端電 壓極性轉變為負值。
其輸入電流斜率即為負值，故電流隨之下降。而在電源端輸入電壓為負半週 時，切換開關 S2配合飛輪二極體 D4之電路動作亦類似。而由於此電路架構在導通 路徑上，只有兩個半導體元件，比單開關標準式少了一個，故在效率上相對較高。
可是也因為多了一個切換開關，增加了電路成本及控制電路複雜性。而且這兩種電 路架構的缺點，均是在輸入電壓為零附近時，輸入電流波形將無可避免地有失真的 現象產生。
圖52 雙開關標準式功率因數修正電路
此雙開關標準式功率因數修正電路，具有四種操作模式，如下：
模式一：
圖54
v
s >0，D2、D3 導通時的電流路徑圖55
v
s <0，S2、D1 導通時的電流路徑圖56
v
s <0，D1、D4 導通時的電流路徑(c) 雙開關半橋式
如圖 57 所示，電路中使用了兩個切換開關及兩個輸出電容，其中切換開關 S1
配合飛輪二極體 D 負責正半週之電流波形修正工作，而切換開關 S 則配合飛輪二
極體D1修正負半週之電流波形。電路工作原理詳述如下。
在電源端輸入電壓為正半週時，當切換開關S1觸發導通，則因在電感兩端電壓 極性為正值，電流將隨之增加；當切換開關S1停止觸發，因電感電流之連續性，飛 輪二極體D2強迫導通，假設此時輸出端之直流電壓準位夠高，則在電感兩端電壓極 性將轉變為負值，電流隨之下降。而在電源端輸入電壓為負半週時，切換開關 S2
配合飛輪二極體 D1 之電路動作亦類似。由上述可知，由於此電路架構在導通路徑 上，只有一個半導體元件，故功率損耗最小。且因為具有雙輸出電容，所以極適用 於某些需要提供高電壓或雙電源的場合。
圖57 雙開關半橋式功率因數修正電路
此雙開關半橋式功率因數修正電路，具有四種操作模式，如下：
模式一：
當
v
s >0，S1 導通，S2 截止時，D1、D2 截止，如圖 58 所示，其電流斜率：>0
= +
= +
irw s
L E m v
m
(3.2.10)模式二：
當
v
s >0，S1 截止，S2 導通時，D2 導通，D1 截止，如圖 59 所示，其電 流斜率：<0
= −
= −
v
sE m
m
(3.2.11)<0
v
sE +
L
irw-S1 D1
S2 D2
E -+
圖60
v
s <0，S2 導通時的電流路徑v
sE +
L
irw-S1 D1
S2 D2
E -+
圖61
v
s <0，D1 導通時的電流路徑(d) 四開關標準式
如圖 62 所示，電路中總共使用了四個切換開關，配合四個飛輪二極體，可以 產生更多不同的電流斜率，以其更加接近命令電流斜率。電路工作原理詳述如下。
在電源端輸入電壓為正半週時，當切換開關 S1觸發導通，且切換開關 S4不予 觸發，則二極體D2將導通，電感兩端電壓極性為正值，電流隨之增加；當切換開關 S1停止觸發，因電感電流之連續性，飛輪二極體 D3 強迫導通，假設此時輸出端之 直流電壓準位夠高，則在電感兩端電壓極性將轉變為負值，電流隨之下降；當切換
現象產生。此乃因在此區域中，電感兩端可以有較大之電位差，因而讓輸入電流能 夠追上正弦波形的緣故。
圖62 四開關標準式功率因數修正電路
此四開關標準式功率因數修正電路，具有六種操作模式，如下：
模式一：
當
v
s >0，S1 導通，S2、S3、S4 截止時，D2 導通，D1、D3、D4 截止，如圖63 所示，其電流斜率：
0 = >0
=
L
irwm Vs
m
(3.2.14)模式二：
當
v
s >0，S1、S4 截止，S2、S3 導通時，D2、D3 導通，D1、D4 截止。如圖64 所示，其電流斜率：
<0
= −
= −
L
irwE m Vs
m
(3.2.15)模式三：
當
v
s >0，S1、S4 導通，S2、S3 截止時，D1~D4 截止，如圖 65 所示，其 電流斜率：>0
= +
= +
L
irwE m Vs
m
(3.2.16)模式四：
當
v
s <0，S2 導通，S1、S3、S4 截止時，D1 導通，D4、D2、D3 截止，如圖 66 所示，其電流斜率：0 = <0
v
sE +
-L
irwC
inv S3S1
S4
S2
D3 D4
D1 D2
圖65 S1、S4 導通時的電流路徑
圖66 S2、D1 導通時的電流路徑
v
sE +
-L
irwC
inv S3S1
S4
S2 D3
D1
D4
D2
圖67 S2、S3 導通時的電流路徑
v
sE +
-L
irwC
inv S3S1
S4
S2 D3
D1
D4
D2
圖68 D1、D4 導通時的電流路徑
四開關標準式所能提供的輸入電流斜率與命令電流斜率的關係，如圖69 所示。
α π
+
α圖69 四開關標準式之可得電流斜率圖
由圖 69 可知，四開關標準式可以提供不同的電流斜率組合，更能夠符合輸入 電流控制原則。表2 為一週內各區間所需的斜率組合。
表2 各區間之斜率組合
區 間 斜率組合 斜率關係
區間I
0 < t
ω<
αm
+、 m
0m
+ > mC ，m0 < mC區間II
α
< tω
<π
+α m
0、 m
-m
0 > mC ，m- < mC區間III π
+
α<
ωt< 2
πm
+、 m
0m
+ > mC ，m0 < mC由表2 可知，四開關標準式雖然可以提供多種不同的斜率組合，但是，因為需 要考慮到區間與斜率間的變化，所以造成了控制方面的困難。
為了簡化控制電路的複雜性，我們可以只採用 m+及 m-兩種斜率。如此一來，
就不需要考慮到區間與斜率間的變化，只要確保其命令電流斜率永遠都包含在 m+
及 m-斜率之間即可，與雙開關半橋式類似，電流斜率如圖 70 所示，因而大大降低
圖70 雙開關標準式之可得電流斜率圖
表3 簡化後各區間之斜率組合
區 間 斜率組合 斜率關係
區間I
v
s >0m
+、 m
-m
+ > mC ，m- < mC區間II
v
s <0m
+、 m
-m
+ > mC ，m- < mC3.3 並聯式功率因數修正電路
功率因數修正電路可分為串聯式和並聯式架構，均有相同的目的，皆是為了提 高電子產品的功率因數。然而在串聯式架構中，所有能量須流經功率因數修正器 後，才傳送給電子產品。如此將造成系統之整體效率嚴重降低，尤其是在高功率、
大電流的應用場合，此缺點愈是明顯。而並聯式功率因數修正電路乃並接於電子產 品之輸入端，以外加諧波的方式修正系統不良之輸入電流波形。由於所有能量不須 完全經過並聯式修正器，整體效率因而改善，可避免串聯式架構的缺失。以下將仔 細探討並聯式功率因數修正電路的控制策略，實現高效能功率因數的控制方法。