調整過後的平移結構，有低的差模訊號的插入損耗及不錯的差模
阻抗匹配，且有高的共模訊號的衰減量，並只有少量的模態轉換現 象，這些都維持了原先設計該有的表現，且縮小了元件體積，但卻增 加了高頻電磁輻射干擾的問題，另外當有外來的雜訊直接耦合到元件 本身時，此差模傳輸對的結構是無法自己消除感應電流的發生的，因 此為了減低電磁輻射干擾、增加元件本身抵抗雜訊的能力和改良上下 層結構對地的對稱性問題，將常使用在普通傳輸線上的雙絞線結構作 為取代原本繞線方式的新構想。
在文獻[45]中可以看到一種稱為 TDL(Twisted Differential Lines) 的雙絞線結構，如圖3.18(a)，是在多層印刷電路板上建構出來的，由 不同層的兩金屬線交錯組合而成，並透過導孔來改變所在的層數，
3.18(b)是其尺規的上視圖。從截面電磁場型的分析可以說明此結構就 像螺旋管一樣能將磁場有效的侷限在二線中間，而不易產生對外的耦 合與輻射，因此能擁有對抗串音雜訊和減低輻射干擾的能力。圖3.19(a) 是另一種垂直並排的結構V-TDL(Vertical Twisted Differential Line)，此 結構在同樣的面積下，佈線數目比TDL 多 1.5 倍，從圖 3.19(b)中可 以清楚的看到，V-TDL 能佈上三對訊號線，而 TDL 卻只能佈上兩對，
且由於V-TDL 增加了不同訊號對之間的距離，因此可以有效減少不 同傳輸對間串音的現象[45]。
接下來即是將多層板的雙絞線結構在 LTCC 中加以實現，雖然 V-TDL 可以減少佈線的面積，不過差模阻抗的匹配仍是本設計最先考 量的因素，根據之前平移結構的經驗，要將差模傳輸對的兩訊號線移 遠才能得到較好的阻抗匹配，因此原先的TDL 才是適合本設計的結 構，圖3.20 即是依據 TDL 雙絞線結構完成的共模濾波器，圖 3.20(a) 是第一組傳輸對的俯視圖，(b)是四組傳輸對整體的構造圖，結構各 參數為線寬W=50µm、間距 S=100µm、金屬厚度 12µm、每層介質厚 度D=H=90µm 及平移量 T=75µm，由於多層板的雙絞線需要使用到大
量的導孔，這無形中增加了原本繞線的長度，且在兩線交錯的部份也 會使得訊號線變長，因此必須適度的調整以縮短線圈增加的長度，將 圖3.20(a)和圖 3.15 的俯視圖做比較即可發現雙絞線結構在靠近連接 埠的線圈有向內縮的趨勢，這即是用來縮小因絞線結構所增加的量 的，這對高頻元件是要相當注意的，在此將其向內縮75µm。另外在 圖3.20(b)中負端訊號線中間導孔的部分是為了配合正端訊號線導孔 的長度所作的補償動作，以減少因長度不對稱性所產生的模態轉換。
圖 3.21 是雙絞線結構的模擬結果，除了因繞線總長度增加而使 共模共振的頻率和整體輻射的頻率略微變小外，差模訊號Sdd21仍維 持很小的插入損耗，Sdd11也有小於 -17dB 不錯的阻抗匹配，共模訊 號Sdd21同樣擁有相當好的共模衰減量，最值得注意的地方就是輻射 的問題，和之前的平移結構相比，可以明顯得看到輻射的量已被大幅 的縮小，大大地減低了電磁干擾的效應，而圖3.22 和圖 3.23 則比較 了三種結構模態的轉換，因雙絞線的交錯方式讓正負訊號線對接地面 的耦合量更為的一致，所以擁有了優於前面結構的Scd21及 Sdc21，且 能在頻率1GHz 以下維持相當低 -40dB 的模態轉換，這些都證明了 雙絞線結構既不易對外產生干擾也不會產生額外的雜訊影響原本訊 號的品質，雖然在這邊沒有參數可以直接說明雙絞線結構抵抗雜訊的 能力，但在第二章的說明圖中應可以清楚的解釋之，因此雙絞線的螺
旋繞線方式是相當適合用來實現共模濾波器的。
圖3.18 TDL 的結構圖 (a)3-D 側視圖 (b)上視圖
(a) (b)
圖3.19 (a)V-TDL 3-D 結構圖 (b)同面積下 V-TDL 和 TDL 的比較
圖 3.20(a) 雙絞線結構共模濾波器第一組傳輸對俯視圖
圖3.20(b) 雙絞線結構共模濾波器 3-D 結構圖
0 0.5 1 1.5 2
Frequency (GHz)
-60 -50 -40 -30 -20 -10 0
dB
twist W=50um Sdd21 Sdd11 Scc21
圖
3.21
雙絞線結構之共模濾波器模擬結果0 0.5 1 1.5 2
Frequency (GHz)
-60 90um offset 90um twist
圖3.22 三種結構模態轉換 Scd21比較圖
0 0.5 1 1.5 2
Frequency (GHz)
-60 90um offset 90um twist
圖