LTCC 製程技術擁有低的介質損耗和使用高導電率的佈線金屬，
再加上堆疊容易，所以能做出低損耗的小型元件，因此在設計上選用 相對導磁係數µr=1、介電常數 εr=4.8 和介質正切損耗 loss tangent
=0.0016 的 LTCC 材料作為共模濾波器的基材，並使用銀(silver)當作 訊號線的金屬導體[7]。本設計是依據共模扼流圈的基本概念而來，
利用自電感和其耦合效應，對差模訊號形成低阻抗以減少訊號的損 失，對共模訊號產生高阻抗以衰減其訊號的大小，但由於 LTCC 不似 鐵磁性材料能有極大的µ 值，因此需要利用螺旋電感的繞線方式來產 生足夠的電感和耦合線路。先將螺旋電感區分為上下兩不同層，上層
當作正端訊號線，下層當作負端訊號線，圖3.4 為基本的架構圖，W 是金屬線的寬度，S 是兩金屬線的間距，D 是正端訊號線和負端訊號 線間的相差高度，H 則是不同差模傳輸對之間正負端訊號線相隔的垂 直距離，為了設計上的方便，讓 D=H，在此要注意的是 D 與 H 均不 包含金屬線的厚度。單用一層的繞線方式在設計規格的面積3.2mm × 1.6mm 中並無法產生足夠的電感，不過利用堆疊的方式來組成嵌入式 元件是LTCC 的優勢，因此只需將差模傳輸對層層堆疊，再用導孔將 同一訊號的線路連接在一起，即可產生足夠的電感值。
在進行量測時，都會另外製作測試板(test board)以方便元件與網 路分析儀(network analyzers)、頻譜分析儀等量測儀器做連接測量的動 作，並經TRL(Through, Reflect and Line)的校正方法將量測平面移到 元件真正的參考平面，其示意圖如圖3.5，LTCC 共模濾波器在元件 表面加上側面電極是為了在實際使用上能與其他電路進行連結。在使 用HFSS 進行模擬時，將設計好的測試板加入成為模擬空間的一部 分，並採用Wave Port 的激發方式，利用軟體中 de-embedded 的功能 將測試板的長度和誤差加以去除，圖3.6 是整個模擬空間的架構圖，
而所使用的測試板之厚度為20mil (0.508mm)，介電常數 εr=3.38，金 屬線厚度0.02mm，由於混合模態散射參數是屬於四埠的量測方式，
在實際的測試板上還需要考慮轉接頭的大小，在此只用四條平行線是
為了配合HFSS 中 de-embedded 的限制[40]。
本共模濾波器是針對 USB 2.0 高速 480Mb/s 的傳輸速率所做的設 計，希望能在訊號時脈頻率480MHz 下達到足夠的共模雜訊的衰減。
之前討論過，差模訊號的損失主要來自於反射損耗，因此設計差模阻 抗來達到阻抗匹配是最先要完成的工作，為了使阻抗接近USB 的差 模阻抗90Ω，利用 HFSS 估計 LTCC 基材內兩平行線所需的線寬、金 屬厚度和相差的高度，在此只需解port，不需耗時解整體內部。另外 螺旋電感是一種行之有年的技術，各種相關的資料也不少，從螺旋電 感的S11和 S21參數資料可知，因其自身電感和寄生電容的並聯共振 使得訊號會被反射而讓S21在共振頻率點上產生一個很深的凹痕 (notch) [41]，而本論文設計螺旋電感所需的圈數、線距和層數的目標
即是要將此凹痕移到所需的頻率上，以期能大大地減低共模訊號的大 小。而螺旋繞線也是IC 上常用來製作電感的方法之一，因此利用 IC 上螺旋電感的一些設計準則可有助於設計的方向，其中較為重要的即 為中間線圈的部份，相對的線圈上由於電流流動的方向相反，會產生 反向的耦合磁場而減低了原本該有的磁通量，影響了電感值的大小，
因此中間兩線的距離最好有五倍以上線寬(5W)的間距[42]。另外在文 獻[43]中說明了接地面的遠近對螺旋電感的等效電感值有著顯著的 影響，因為接地面反向的感應電流會對螺旋線圈產生負的耦合效應，
這會使得等效電感值變小，因此本文並不使用接地面來做共模濾波器 的電磁屏蔽(shielding)或降低對外的電磁干擾。
經過反覆的計算差模阻抗和設計螺旋電感的參數，得到了結構的 參數，其圈數和基本繞線構造如圖3.4，線寬和線距皆為
75µm(W=S=75µm)，層與層的距離為 140µm(D=H=140µm)，金屬厚度 12µm[7]，中間較窄兩線邊緣的間距為 575µm，符合大於五倍線寬的 要求，但再多繞一圈即會破壞此規則而使電感效應變差，因此需要四 層螺旋繞線來達到足夠的電感值，圖3.7 秀出了整體的結構，M1~M9 代表了訊號線所在的金屬層，為了讓結構對稱，必須使兩訊號線盡量 的等長，M9 上的訊號線即是為了補償因分開兩連接埠所需的長度，
其中M1 和 M2 可算一組，M3 和 M4 可算另一組，以此類推總共可 分為四組差模傳輸對，而第二、三組的繞線都較第一、四組來的長，
另外介質層有中間八層加上頂部及底部各一層總共十層，元件整個厚 度為9×12µm +10×140µm＝1.508mm。圖 3.8 是在 LTCC 的外層加上 金屬面，並用導孔和測試板的接地面連接，此是用來與沒有加接地面 的做對照並印證之前所說的理論，兩種設計的模擬結果在圖3.9 和圖 3.10，Sdd21 和 Sdd11曲線分別表示差模訊號的插入損耗和反射損耗，
或稱為穿透係數(transmission coefficient)和反射係數(reflection
coefficient)，Scc21則為共模訊號的插入損耗，即為衰減量。圖3.9 是沒
有加接地面的模擬結果，從中可以看到差模訊號一直維持著很小的插 入損耗，在操作頻率0.48GHz 的 Sdd21僅有-0.38dB，而且 Sdd21 > -1dB 可持續到頻率1.68GHz，這表示訊號在很大的頻寬範圍內都不會因共 模濾波器而影響了訊號的品質；Sdd11則代表了差模阻抗匹配的程度，
在頻率0.48GHz 的 Sdd11＝-21.42dB 有著相當不錯的阻抗匹配，Sdd11
在頻率0.9GHz 之前皆低於 -20dB 並可維持小於 -10dB 到頻率 1.93GHz；共模訊號衰減量的圖形就如同螺旋電感 S21參數圖一樣，
曲線凹陷最深的頻率0.49GHz 即為此結構的共模共振頻率，相當接近 設計的頻率目標，並且擁有 49.24dB 非常大的共模衰減量，另外在頻 率0.14GHz～1.53GHz 之間的共模衰減量都能大於 10dB，而在頻率 0.31GHz～0.79GHz 範圍內更能超過 20dB，這對不同頻率的共模雜訊 皆有顯著的濾除效果。但加了接地面後，許多對地的寄生電容因此而 生，電感也隨之變小，因此濾除共模訊號的效果會大打折扣，圖3.10 說明了此現象，其共模的衰減量大多在 12dB 以下，在 0.48GHz 的操 作頻率下也只有約16 dB 的衰減量，這表示接地面完全的影響了螺旋 電感該有的表現，不過可以發現的是差模訊號並沒有因接地面的存在 與否而有太大的改變，這也驗證了第二章所說差模訊號是相對於兩線 而不易受接地面或其他參考面變動的影響的基本概念。在之前的理論 基礎中也有提到電路的對稱性會影響共模電流的產生及差模訊號的
品質，而檢視對稱性方法即是看元件模態的轉換，圖3.11 秀出了本 共模濾波器差模轉共模Scd21和共模轉差模Sdc21的模態轉換參數，兩 參數從低頻到1.75GHz 都能保持在 -20dB 以下，顯示了結構擁有相 當的對稱性，不易產生額外的雜訊干擾。為了跟傳統共模扼流圈作比 較，搜尋了市面上同樣針對USB 所做的產品，將其結構尺寸和共模 訊號的衰減量放在圖3.12 [44]，從中可以看出產品共模訊號的衰減量 無法如本設計來的大，差模訊號也沒辦法一直維持很低的插入損耗，
元件整體的尺寸也較大於螺旋電感式的共模濾波器，因此本設計是相 當適合用來取代傳統的共模扼流圈。不過，從圖 3.9 和圖 3.11 中可以 看到在頻率1.1GHz 附近的參數有突然改變的情形發生，雖然 Sdd21沒 有很顯著變化很多，但訊號損耗量還是增加了，而由能量守恆的觀點 可以推敲出對外的輻射和對接地面的耦合效應是使能量突然消失的 主要原因。
圖3.4 3-D 共模濾波器訊號線的基本繞線架構圖，淺色代表正端訊 號線，深色代表負端訊號線
圖3.5 應用 TRL 方法量測留有側面電極的共模濾波器元件
圖3.6 使用 HFSS Wave Port 模擬整體架構圖
圖3.7 四組差模傳輸對共模濾波器的整體結構，M9 是為了補償 M2 多出來的長度
圖3.8 共模濾波器在周圍加上接地面，和測試板的地相連接
0 0.5 1 1.5 2
Frequency (GHz)
-50 -40 -30 -20 -10 0
dB
140um Sdd21 Sdd11 Scc21
圖3.9 D=H=140µm 之多層共模濾波器模擬結果
0 0.5 1 1.5 2
Frequency (GHz)
-50 -40 -30 -20 -10 0
dB
140um with ground Sdd21 Sdd11 Scc21
圖
3.10
加上接地面共模濾波器模擬結果0 0.5 1 1.5 2
Frequency (GHz)
-50 -40 -30 -20 -10 0
dB
140um mode-conversion Scd21
Sdc21
圖3.11 D=H=140µm 之多層共模濾波器模態轉換參數
圖3.12 TOKO 型號 B4F 共模扼流圈之元件尺寸和共模訊號衰減圖