全波的模擬雖然可以充分的表現出3-D立體結構的電氣特性，但 其所耗費的時間是相當久的，且不易與其他電路一起進行分析，因此 需要用一近似又簡單的模型來取代元件整體的模型，以方便運用現存 如SPICE這類電路模擬軟體來執行整體系統的分析，而本共模濾波器 大致上可分為八層，每一層都可單獨看成一個螺旋電感，利用螺旋電 感的基本模型[43]，將其簡化使每層都使用同樣的模型架構，並加以 延伸組織成如圖3.24的等效電路模型，圖中Ls表示每層的自電感，串 聯電阻Rs和並聯電阻Rp分別代表訊號線及介質的損耗，k為層與層之 間磁場耦合的耦合係數，亦即是互電感和自電感的比，Cp則是不同 層正端和負端訊號線間電場耦合的耦合電容，掛在上面及下面的電容 Cs則代表了每個螺旋線圈中線與線之間的耦合效應，在埠端的接地電 容Cg則為螺旋線圈與周圍參考接地面的耦合電容，而接地電阻R和串 聯的LC是用來表示共模濾波器因輻射及對測試板接地面的耦合效應 所產生能量損失的現象[46]，其中Ls、Rs和Cp的編號是代表所在的層 數，而Cp還可區分為同一組差模訊號對之間和不同組之間的耦合電 容。
在完成了等效電路的整體架構之後，利用圖 3.3 的轉換電路將四 埠的單端訊號轉換成雙埠的混合模態訊號，並使用曲線貼合(curve
fitting)的方式調整各參數的值，使其吻合 HFSS 所模擬出來的結果，
圖3.25(a)和(b)比較了等效電路與 HFSS 的 Sdd21、Scc21、Scd21及Sdc21
四個混合模態散射參數，從圖中可以看到此等效電路模型在頻率 1.2GHz 內能正確地表現出共模濾波器差模與共模訊號的插入損耗，
模態轉換的部份亦能大致的符合其量的大小與趨勢的變化，而表3.1 整理出了三種結構萃取出的參數，由於共模濾波器中間四層的繞線長 度比較長，所以中間層的自電感Ls 和電阻 Rs 會比上下的四層來的 大，Ls7因多補償了M9 的一段長度也稍稍大於 Ls8，而D=90µm 的結 構則是因線寬的縮小使得自電感和電阻都有變大的趨勢[43],[47]，雙 絞線結構則因導孔的增加而加大了電阻值，耦合係數k 也是隨著訊號 線間距離的變小而增大。同一組差模訊號對之間的耦合電容因中間兩 組的繞線面積大於第一、四組的面積而有較大的電容值，且其隨著厚 度D 的變小而變大，不過經過線寬的調整減少了電容增加的量。在 輻射及接地面耦合方面，電阻R 代表了能量損失的多寡，從表中可 以清楚地看到平移結構增加了訊號損失的量，而雙絞線結構則大幅減 低了因此現象所造成的能量損失。之前提及一對線的模態轉換主要來 自於對地耦合電容的不平均，而在此相當複雜的結構中，另一個影響 模態轉換現象的關鍵即是不同組差模傳輸對之間的等效耦合電容。在 表中輸入和輸出端兩線的對地電容差越大，代表模態轉換越明顯，而
不同組訊號對之間的等效電容越大也同樣表示了此結構有越大的模
Rs8 (Ω) 0.115 0.28 0.48 Cs(pF) 0.343 0.3 0.32
Rp(Ω) 1825 2785 2095
R(Ω) 1283 3420 1800
L(nH) 2014 2052 2085 C(pF) 0.01 0.01 0.01 Cg1 (pF) 0.1 0.14 0.35
Cg2 (pF) 0.28 0.4 0.4 Cg3 (pF) 0.49 0.69 0.48 Cg4 (pF) 0.31 0.43 0.43
圖3.24 共模濾波器之等效電路模型
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2
Frequency (GHz)
-50 Sdd21 HFSS Scc21 HFSS
Sdd21 equivalent CKT Scc21 equivalent CKT
(a)
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2
Frequency (GHz)
-50 Sdc21 HFSS Scd21 HFSS
Sdc21 equivalent CKT Scd21 equivalent CKT
(b)
圖
3.25 D=H=140µm
等效電路和HFSS
模擬結果的比較第四章 結論
差模訊號跟傳統的單端訊號相比有較佳抵抗雜訊的能力，不易受 到接地面或其他參考面變動的影響，且兩訊號線的電流方向相反減低 了對其他線路的干擾現象，不過由於線路的不對稱性或外來的輻射、
耦合現象會在線路上產生同方向的共模電流而產生干擾問題嚴重的 輻射效應，為了抑制共模電流的大小，加上一共模扼流圈是最常見的 解決方法，但扼流圈所使用的鐵磁性材料有著磁通量密度B 會飽和 的磁滯現象、介質在高頻的高損耗特性及不易小型化等缺點，使其濾 除共模訊號的效果大打折扣並減低了實用性，本文根據扼流圈的基本 概念，但不使用高導磁係數的材料，而是利用堆疊的方式在LTCC 基 材上建構出足夠的電感量，做出另一種形式的共模濾波器。螺旋線圈 是整體結構主要的繞線方式，利用層層疊加的方法在USB 2.0
480MHz 的時脈頻率下得到最大的共模衰減量，並配合 90Ω 阻抗做差 模訊號的阻抗匹配。在D=H=140µm 的結構下，得到了相當好的共模 衰減量，差模訊號的插入和反射損耗也都能維持在很低的量，而模態 轉換與輻射的量亦不太大，另外更比較了有無接地面之間的差別，說 明了不在外層多加接地面的原因。D=H=90µm 的結構在經過平移和調 整線寬後，除了在高頻增加了輻射量外，其他參數依然能維持該有的
表現，成功縮小了整體元件的厚度大小。為了解決高頻輻射問題和再 進一步減少模態轉換的量，將一般傳輸線上的雙絞線結構應用在多層 板上，完成了雙絞線式的多層共模濾波器，從模擬結果可以清楚地看 到輻射現象和模態轉換的效應都已大幅的降低，而且其他參數依然保 持著原有的表現，這充分顯示了雙絞線擁有減少雜訊干擾的能力。最 後利用等效電路來模擬出這些結構的特性，雖不盡完美，但大致上已 能表現出該有的現象。總而言之，本共模濾波器的設計是相當適合用 來取代傳統的共模扼流圈，或許在製程上還有些許的困難，如線寬或 導孔大小的限制，但在此已提供了一明確可行的方向，實做出來是指 日可待的，當然，或許也有別的產品同樣是利用在鐵磁性材料上纏繞 線圈的方式而產生不錯的效果，但由於不知其材料的組成成分，是無 法大量地被生產出來的，但本設計利用螺旋電感的繞線方式，只需知 道LTCC 基材的介電常數，在可實現的線寬、線距、導孔的大小及介 質層的厚度內，任何製作LTCC 的廠商都可以自行設計出所需的共模 濾波器，進而使用在各種不同的應用上。