第四章 晶片功能模組設計
4.2 無感測驅動各功能模組規劃
4.2.8 PI 控制器模組
應用 3.5 節之架構，實現於圖 4.13 之模組中，即可完成數位式轉速 PI 控制器。將 輸出之責任週期送至 PWM 模組產生無感測模式所需之 PWM。當模組時脈 1KHz 為正 緣觸發時輸入目前換相時間命令，將自換相時間估算模組取得之換相時間與換相時間命 令相減得到一誤差值TH,err，依據其最高位元為 0 或 1，判斷誤差值為正或負。若誤差值 為負數，先將其作 2 的補數運算後，分別使其與 KP 參數跟 KI 參數相乘，實作上控制 器參數 KP 為 77.47(
1sec)及 KI 為 78.08(
1sec)。在乘法器中為兩個 13bit 的暫存器相乘，
存入一個 26bit 的暫存器。此時若誤差值為負數，再將乘積作 2 的補數運算。
KI_sum 為誤差值經積分器過後的結果，在運算中以累加的方式來達成，由於其值 為累加結果，所以在加法器後面需要再加上一組限制器以防溢位。模組時脈 1KHz 為正 緣觸發時，D 型正反器才會輸出 KI_sum 進行累加。KP_sum 及 KI_sum 經加法器後，取 總和的最高 13 位元，設定數值上下限後，則成為無感測責任週期計數。表 4.10 為各訊 號定義。
*
TH
TH
K 1 _ Clk
,err[12]
TH
MUX MUX
H,err
T
MUX
H,err
T
圖 4.13 PI 控制模組架構圖
限制器架構如圖 4.14 所示，輸入訊號分別與上限及下限比較後產生多工器選擇訊號，用 以選擇輸出訊號值。
表 4.10 PI 控制器模組各訊號定義
腳位名稱 屬性 位元數(bit) 訊號定義
Clk_1K Input 1 模組時脈(1KHz)
TH Input 13 估算換相間隔時間
*
T H Input 13 換相間隔時間命令
D_PI Output 13 無感測責任週期
計數器
MUX
圖 4.14 限制器架構圖
第五章
實作電路與結果
5.1 現場可規劃邏輯閘陣列(FPGA)
本論文所使用之現場可規劃邏輯閘陣列發展板，型號為 UBD-Spartan3E-ST3E。其 核心為 Xilinx 公司研製，型號為 Spartan-3E XC3S250E，並配合 Xilinx ISE 10.1i 之軟體 進行電路之撰寫及模擬。此核心內含 4896 個 4 輸入 LUT(Look-Up Table)及 Slice 正反器 (Slice Flip-Flop)，封裝為 PQFP 208 隻腳位，其中可供使用者使用之腳位有 158 隻。此 外，還包含了有 12 個 18K-bits 的 Block RAMs，12 個 18 乘 18 的硬體乘法器。實驗板 上則提供 8 個指撥開關及 LED 介面及 40MHz 之石英振盪器等。
晶片設計的目的，除了完成所有規格的要求，還希望使用最少的電路面積，降低晶 片製作的成本，本論文以FPGA實現無感測速度控制，無法直接以閘數目(Gate Count)大 小，直接說明電路使用的面積，但是可藉由Logic Elements(LEs)使用的多寡，間接表示 電路設計的面積。表5.1為FPGA使用率分析表。
表 5.1 FPGA 使用率
Logic Elements 可使用 已使用 (使用率) 4 Input LUTs 4896 1059 (21%) Slice Flip-Flops 4896 464 (9%)
IOBs 158 23 (14%) Block RAMs 12 0 (0%)
MULT 18X18s 12 1 (8%)
5.2 實作電路
行隔離放大，用以驅動IGBT模組。IGBT模組為使用Mitsubishi 公司所生產之型 號 PS21565-P DIP-IPM。直流無刷馬達使用的型號為YELI BD-130.X。實際實作電路照片如 圖5.2所示。Gate Driving Circuit
FPGA XC3S250E Ha
Optical Isolator
GND
BDCM
圖 5.1 實作電路組成
圖 5.2 實作電路照片
5.2.1 開關驅動電路
如圖 5.3 所示，從 FPGA 取得開關訊號進入開關驅動電路，接著產生足夠大的 電壓以驅動主電路中 IGBT 開關模組。開關訊號首先由光耦合 IC HCPL-M601 進行隔 離，但光耦合 IC 為反相輸出，因此在開關訊號從自光耦合 IC 輸出時，接上一個反相緩 衝 IC 7404。7404 總共有 6 組反相器，在這裡僅表達單一開關運作的關係圖簡略說明。
光耦合器將 FPGA 的輸出準位從 0~3.3v 提升至 0~5v，同時使其反相。7404 則將開關訊 號作再一次的反相，讓 IGBT 模組的驅動與 FPGA 的輸出訊號一致。
圖 5.3 開關驅動電路
5.2.2 數位類比轉換電路(DAC)
在實作電路中，D/A 轉換電路組成，如圖 5.4 所示。首先由 FPGA 內部的 D/A 模組 輸出轉速命令訊號以及實際估測轉速訊號至數位類比轉換 ICPCM56P，最後將類比訊號 由示波器觀測。藉由 D/A 轉換器可直接觀察穩態下轉速之誤差；切載暫態下實際轉速是 否能即時提升至轉速命令。
5V
5V
圖 5.4 D/A 轉換電路
5.3 穩態實作波形
在無感測控制實作中，反流器直流電源為 300 伏特，IGBT 模組開關頻率為 5KHz，
輸出負載R 分別為g 40及100，轉速命令為 1000rpm、2000rpm 和 3000rpm。在各個 情況下觀察馬達的相電流與端電壓波形並且比較估測轉速與轉速命令。穩態下 FPGA 各 內部訊號波形，如圖 5.5 所示。v 經反應電動勢偵測電路產生位置訊號a H ，a Hmux為三 位置訊號所合成，藉以判斷零交會點訊號 ZCP。利用零交會點訊號可知換相點 H 。
Va
Ha
Hmux
ZCP
Htrig
H
2ms 圖 5.5 FPGA 內部訊號波形圖
穩態下負載R 為g 100，實作結果如圖 5.6 所示。當速度分別穩定於 1000rpm、2000 rpm 和 3000rpm 時，觀察馬達端電壓v 、電流a i 可以發現，當轉速穩定時，馬達電流與a 端電壓同相，維持系統穩定並使轉矩出力達到最大。當負載R 為g 40，實作結果如圖 5.7 所示。轉速穩定時，其端電壓端電壓v 與電流a i 亦同相。 a
ia
va
TH
*
TH
(a)
ia
va
TH TH*
(b)
5 ms 0
200V 400V
2A 0 -2A
ia
va
(3289.5 rpm) 1.523ms
1.965ms (2544.5 rpm)
*
TH
TH
(c)
圖 5.6 各命令下之穩態波形(Rg 001 )：(a) 5ms (1000rpm)；(b) 2.5ms (2000rpm)；
(c) 1.66ms (3000rpm)
ia
va
TH
*
TH
(a)
5A 0
-5A 5 ms
0 200V 400V
ia
(2293.5 rpm) 2.18ms
2.61ms (1915.7 rpm)
va
TH TH*
(b)
ia
va
TH
*
TH
(c)
圖 5.7 各命令下之穩態波形(Rg 40)：(a) 5ms (1000rpm)；(b) 2.5ms (2000rpm)；
5.4 換相時間命令變化實作波形
換相時間命令從 5ms (1000rpm)切換至 1.666ms (3000rpm)，其暫態實作圖，如圖 5.8 所示。在命令變動時，由於換相時間誤差變大，使得無感測控制進入暫態。但是隨著換 相時間誤差收斂，無感測控制很快就回復穩態。在低轉速切換至高轉速時，約需時 2 秒 至穩態；在高轉速切換至低轉速時，也約需時 2 秒至穩態。
TH
*
TH
圖 5.8 換相時間命令變化實作波形 (Rg 100)
5.5 負載切換實作波形
負載切換造成無感測控制進入暫態，因此必須考慮讓電路能在最短的時間內由不穩 定的暫態回復到穩態中。根據圖 5.8，當切載開始時負載R 從空載切換至g 40，由於電 流增大，負載由輕載切入重載，估算換相時間降至約 2.18ms，馬達轉速瞬間降至約 2300rpm，但約在 1 秒內即能回復到穩定的狀態。根據無感測控制實作，其不論是在穩 態實作或者是暫態實作，系統均能維持穩定。
TH
*
TH
圖 5.8 負載切換暫態實作波形
第六章 結論
本文呈現直流無刷馬達無位置感測之換相時間控制，以及無感測速度估測的設計與 分析結果，並以模擬與實驗的方式，驗證控制架構的可行性。所採用的架構主要使用由 電阻、電容以及三個電壓比較器組成的反應電動勢偵測電路，以 FPGA 為實現平台，提 出利用反應電動勢零交會點檢測轉子位置以計算出換相時間，進而達成馬達的速度回授 控制。整個系統的優點為利用偵測反應電動勢，取代霍爾位置感測元件。
無感測速度回授控制系統 FPGA 電路設計，其實現採用階層式、模組化的設計方 式，速度控制系統主要包含利用三位置訊號之零交會點估測電路、換相點產生電路、無 感測換相時間估測電路、PI 回授控制電路以及 PWM 產生電路。而透過 PSIM，整合馬 達模型以及速度控制系統進行系統層次模擬，驗證電路功能的正確性。
由實驗結果觀察可知在穩態時，不同負載情況下，換相時間與時間命令之誤差穩定 在一定的範圍內。當命令變化暫態的情況下，馬達也能夠很快的回復到所下達的轉速命 令。
本文所提出的方法尚有未臻完善之處。首先在啟動時，未考慮避免馬達反轉啟動。
使用同步加速的概念同時調整 PWM 責任周期與換相頻率，以達到馬達反應電動勢與相 電流同相。此一同步調整斜率需經過設計，當馬達不一樣時，此斜率需做重新調整。如 能搭配更好的啟動方式，將會使無感測啟動更加容易。由於馬達在低轉速時，反應電動 勢較不明顯，零交會點就更難準確偵測，使得馬達在低轉速時穩態誤差增大，雖然已經 使用平均法減少因零交會點不穩定所造成的換相時間估測誤差，卻仍無法完全消除，加 入一補償機制消除估測誤差是未來可進一步研究的方向，如此將能使此無感測控制換相 更為精準。
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