94 GHz 被動影像雷達一維成像系統整合

(1)

國立交通大學

電機學院通訊與網路科技產業研發碩士班

碩士論文

94 GHz 被動影像雷達一維成像系統整合

Implementation of 94 GHz One-dimensional Passive

Imaging Radar System

研究生：江志謙 (Chih -Chien Chiang)

指導教授：鍾世忠博士 (Dr. Shyh-Jong Chung)

(2)

94 GHz 被動影像雷達一維成像系統整合

Implementation of 94 GHz One-dimensional Passive

Imaging Radar System

研究生：江志謙 Student： Chih - Chien Chiang

指導教授：鍾世忠博士 Advisor：Dr. Shyh-Jong Chung

國立交通大學

電機學院通訊與網路科技產業研發碩士班

碩士論文

A Thesis

Submitted to College of Electrical and Computer Engineering National Chiao Tung University

in partial Fulfillment of the Requirements for the Degree of

Master in

Industrial Technology R & D Master Program on Communication Engineering

March 2011

Hsinchu, Taiwan, Republic of China

(3)

94 GHz 被動影像雷達一維成像系統整合

研究生：江志謙指導教授：鍾世忠博士

國立交通大學電機學院產業研發碩士班

摘要

本論文提出應用在 W-band 之被動影像雷達系統，系統整合各元件:透鏡、高指向性之天線、低雜訊放大器、功率偵測器以及運算放大器，利用不同待測物之天然熱輻射能量差異，來觀察輸出的電壓差，並藉此來分辨物體。為了有效分辨不同天然熱輻射所造成的微小電壓差，進行關鍵元件的量測來確認其特性，包含透鏡效率、天線之場型、低雜訊放大器之增益及其阻抗、功率偵測器之敏感度及其阻抗、運算放大器之增益。確認個別元件的特性後，在天線與後端電路之間設計適當的轉接，讓整體模組因阻抗不匹配而造成的損耗減小。在整合模組後，利用類比數位轉換器 NI PXI-5122 來將輸出電壓由類比訊號轉為數位訊號，並透過積分來消除高頻雜訊，觀察輸出電壓變化則利用熱源冷源的量測，並利用此電壓差來確定整體系統之熱敏感度後，進行人體與金屬及空氣的量測並且探討其輸出電壓變化的合理性以及影響效能之關鍵因素。最後單一路徑之被動影像雷達系統透過機械式移動待測物來進行一維成像，電壓以圖形表示，完成辨別人體與金屬或其他物體之目標。

(4)

Implementation of 94 GHz One-dimensional Passive

Imaging Radar System

Student：

Chih- Chien Chiang

Advisor：Dr. Shyh-Jong Chung

Industrial Technology R & D Master Program of

Electrical and Computer Engineering College

National Chiao Tung University

Abstract

The thesis introduces to the W-band passive imaging radar system. The system integrates elements, including lens 、an antenna with high directivity、a low-noise amplifier、a power detector and an operation amplifier. By means of the difference of natural thermal radiation power resulted from different objects, we can use the output voltage difference to tell different objects. In order to distinguish the little voltage difference efficiently, we measure key elements to ensure their characteristics., including the efficiency of the lens, antenna patterns, the gain and the impedance of the low noise amplifier, the sensitivity and the impedance of the power detector, the gain of the operation amplifier. According to the characteristics of the elements, we design proper transition between the antenna and the back-end circuits to reduce the loss resulted from impedance mismatch of the module.

For the baseband circuits, we use NI PXI-5122 to convert the output voltage from analog signal to digital signal. To avoid the dc signal degradation caused by high frequency noise, we implement signal integration technique to improve the signal quality. Through hot- and cold-source measurement, we can observe output voltage difference, which can be applied to calculate the thermal sensitivity of the whole module. Based on the calculated sensitivity, we can verify the voltages resulted from a human body, coppers and air. In addition, the key points to the system performance are discussed.

Finally, the W-band passive imaging radar system with a single channel shows one-dimensional image by mechanical scanning. Therefore, we achieve the goal of distinguishing human bodies and coppers or other objects.

(5)

誌謝

在這短短兩年的碩士班生涯，首先要感謝指導老師鍾世忠教授，在與老師無數的討論中，除了學到學問的內容，更學習做研究的方式，另外感謝我的口試委員唐震寰教授以及楊育群博士對我的建議及指導，讓我的論文更加充實。此外我想感謝畢業的實驗室之母-學姊菁偉以及博士班學長凱哥、肇堂以及大學長實驗室之父-柯柯，謝謝你們在我做研究有疑問時總是無私的給我一個良心的建議甚至是幫助，有你們我才能這麼順利地走過我的碩士生活。感謝助理珮華、鐘興，為我的口試前準備資料及餐點。感謝已畢業的碩士班學長姊少華、浩宇、小池、柏翔、阿彬、財溢、子嫻、逼逼、冷肥，在我修課過程中總是給我許多的幫助以及指導。感謝阿澤、kimi、阿甘、瑋哥、人豪、大元、廷如、育廷、至琦、軒銘、凱明、宜彥，有你們讓我緊繃的生活增加許多樂趣。我想感謝工研院的學長們，理淵、小龜、雅仲、俊彥，透過你們的無數討論指導與交流，並且有你們一起辛苦地做實驗才能有今天的論文完成。最後我想感謝我的大學好朋友肥劭、小米、葉力中、國中死黨以及我的家人，總是不斷的給予我最大的精神鼓勵，謝謝所有幫助我的人。

(6)

目錄

中文摘要‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐ i 英文摘要‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐ii 誌謝‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐iii 目錄‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐iv 圖目錄‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐vi 表目錄‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐ix 第一章導論‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐1 1.1 研究動機‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐1 1.2 章節介紹‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐1 第二章 94GHz 被動影像雷達系統背景介紹與模組規劃‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐3 2.1 背景介紹‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐3 2.2 熱輻射計簡介‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐3 2.3 被動影像雷達系統架構簡介‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐6 2.4 被動影像雷達原理與推導‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐7 第三章模組關鍵元件量測與分析‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐11 3.1 低雜訊放大器量測‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐11 3.2 功率偵測器量測‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐16 3.3 低雜訊放大器與功率偵測器整合量測與分析‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐19 3.4 天線特性量測‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐20 3.5 天線與射頻電路轉接電路設計‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐28 3.6 系統整合模擬‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐29 3.7 透鏡量測‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐30 3.8 透鏡與天線整合場型量測‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐32 3.9 運算放大器量測‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐34

(7)

第四章系統整合量測與分析‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐37 4.1 射頻模組輸出電壓量測‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐37 4.2 完整模組電壓量測與分析‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐37 4.3 接收機效能關鍵因素分析‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐41 4.4 影像雷達一維成像與分析‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐44 第五章結論‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐48 5.1 結論‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐48 5.2 未來工作‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐48 參考文獻‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐‐50

(8)

圖目錄

圖 1.1 金屬探測門---1 圖 2.1 全能量熱輻射計方塊圖---3 圖 2.2 迪克熱輻射計方塊圖---4 圖 2.3 雜訊注入熱輻射計方塊圖---5 圖 2.4 被動式影像雷達前端接收模組示意圖---6 圖 2.5 NI PXI-5122 實照圖---7 圖 2.6 實際能量接收示意圖---8 圖 2.7 戶外金屬與人體輸出電壓與天線效率比較圖(戶外)--- ---10 圖 2.8 戶外金屬與人體輸出電壓與天線效率比較圖(室內)---- ---10 圖 3.1 低雜訊放大器實照圖---11 圖 3.2 鎊線方式給偏壓之量測照片---12 圖 3.3 實際量測與 HRL 量測比較圖(Vd 為 1.2 伏特) ---14 圖 3.4 我方量測與 HRL 量測比較圖(Vd 為 1.2 伏特改變不同 Vg) ---15 圖 3.5 功率偵測器實照圖---16 圖 3.6 功率偵測器量測比較圖---18 圖 3.7 功率偵測器敏感度比較圖---18 圖 3.8 低雜訊放大器與功率放大器整體敏感度比較圖---19 圖 3.9 天線實作圖---20 圖 3.10 天線 S 參數模擬與量測比較圖---21 圖 3.11 天線場型量測示意圖---22 圖 3.12 天線場型量測環境圖---22 圖 3.13 天線模擬與量測場型比較圖（E 平面）---25 圖 3.14 天線模擬與量測場型比較圖（H 平面）---28 圖 3.15 共軛匹配示意圖 29

(9)

圖3.16 轉接微帶線模擬示意圖---29 圖 3.17 (b)AWR 共軛匹配方塊圖---30 圖 3.18 共軛匹配模擬圖---30 圖 3.19 透鏡聚焦示意圖---31 圖 3.20 透鏡實做圖---31 圖 3.21 透鏡天線場型圖---34 圖 3.22 運算放大器架構圖---35 圖 3.23 運算放大器輸出誤差電壓圖---36 圖 4.1 射頻模組輸出電壓圖---37 圖 4.2 射頻模組對冷熱水及常溫輸出電壓圖---38 圖 4.3 射頻模組對冷熱水及常溫輸出電壓圖二---39 圖 4.4 射頻模組對人體與金屬輸出電壓圖---40 圖 4.5 輸出電壓差整體比較圖---40 圖 4.6 陶瓷板加熱之線性度量測---41 圖 4.7 模組整體敏感度斜率對應天線效率之變化---42 圖 4.8 鎊線位置對共軛匹配之影響---43 圖 4.9 待測物(熱水)置於天線端十公分處與空氣之電壓變化圖---43 圖 4.10 量測環境圖---44 圖 4.11 熱陶瓷加熱板實照圖---45 圖 4.12 陶瓷攝氏一百度一維影像圖---45 圖 4.13 陶瓷攝氏一百度一維電壓變化圖---45 圖 4.14 熱陶瓷加熱板及金屬片實照圖---46 圖 4.15 陶瓷攝氏一百度與金屬一維影像圖---46 圖 4.16 陶瓷攝氏一百度與金屬一維影像圖---46 圖 4.17 陶瓷攝氏 37 度與金屬一維影像圖---47 圖 4.18 陶瓷攝氏一百度與金屬一維電壓圖---47

(10)

圖 5.1 十一路模組示意圖---49 表目錄表 2.1 全功率熱輻射計與迪克熱輻射計比較表---6 表 2.2 物體輻射律表---8 表 2.3 各類物體亮溫度表---9 表 3.1 整合低雜訊放大器與功率偵測器輸出電壓表---20 表 3.2 理想與量測透鏡天線比較表---32 表 3.3 運算放大器放大倍率量測表---35 表 4.1 射頻模組對冷熱水及常溫輸出斜率及熱敏感度表---38 表 4.2 射頻模組對冷熱水及常溫輸出斜率及熱敏感度表---39 表 4.3 陶瓷板加熱之斜率及熱敏感度表---41 表 4.4 待測物(熱水)置於天線端十公分處與空氣之熱敏感度及斜率表---44 表 5.1 被動影像雷達特性表---48

(11)

1.1

小，方，的方藏匿以知警訊出非同時行移毫米光機所的本論需求

1.2 研究動機

隨著科技，很容易可以，造成該地區方式來進行匿良好的武知道內容物圖 1.1 為機訊，進而達非金屬的危時，為了避免移開，造成檢米波影像雷機一樣會對目前世面的門口，對於論文便是著求。

章節介紹

機

技及武器的發以藏在身上區或人員的行檢查的動作武器，進而造物為何，無線機場常見之達到偵測金屬危險物品以及免偵測到非檢查的時間雷達便可以應對人體造成影面上所販售的於目前愈來著重在於開發

紹

第一

發展，武器的上的任何一處的危險。此外作已不能被造成人員及活線掃描影像之金屬探測門屬的目的[1] 及無法判別非危險的金屬間浪費及受檢應用在人體影響，將是圖 1 的無線掃描來愈複雜的安發可攜式的

一章導

的殺傷力愈處，不被發外，由於人被接受，同時活動場所的像儀的需求便門，當金屬 ]，利用金屬別物體之數量屬物品，在受檢人的麻煩體上的攜帶物是未來安檢使 1.1 金屬探描影像儀都是安全問題，的 W-band 被

導論

愈來愈強大發現，因此被人權觀念的升時，也會因為的安全。為了便應運而生屬通過此門時屬探測門的量，對於現今在檢查時，必煩。因此，綜物品的成像使用發展的探測門是機台式的可攜式的檢被動影像雷達，同時，其被容易被挾升高，警衛為一時的疏了達到無接生。時會影響其的最大缺點就今的社會已必須將身上綜合以上的像，提供檢查的主要目標，固定在需檢測儀器便達，以達未其體積也愈來挾帶進入依何衛人員利用搜疏忽而無法找接觸的檢查且其電磁場而發就是無法偵已愈來愈不適上金屬的物品的原因，被動查，也不會像。需要高安全性便愈來愈重要未來危安檢測來愈何地搜身找到且可發出偵測適用，品先動式像 X 性場要，測的

(12)

在本論文中第一章為背景介紹，第二章介紹熱輻射計的種類、基本架構原理、以及本論文之輻射計架構，並介紹被動影像雷達的原理及其推導。第三章分析關鍵元件之量測。第四章進行整合模組後之系統量測，並分別探討其合理性及影響其優劣之關鍵因素。最後第五章則為結論及參考論文

(13)

第

2.1

同，物體存在模組

2.2

radi radi

全能

架構低雜輸出其中 TA及一般

第二章

背景介紹

所有的物，因此金屬與體所發出的在並成像。由組使的金屬

熱輻射計

傳統熱輻 iometer) ，迪 iometer)，底

能量熱輻射

全能量之構為低雜訊熱雜訊等效雜訊放大器出為一直流一般全功中 c 表示一及 TN，TA為般來說很大全功率放

94GHz

紹

物體皆會發射與人體的輻的亮溫度(Bri 由於是被動屬與人體之微

計簡介

輻射計可分迪克熱輻射底下將個別

射計

之熱輻射計為訊放大器、帶效溫度為 TA 器放大，並且流電壓，最後功率熱輻射計一個定值，G 為收到的天大，因此增益放大器的溫

z 影像雷

射能量，此稱輻射能量便有 ightness Tem 動成像，因此微小的能量分為三大射計(Dicke r 別針對此三種為最三種熱帶通濾波器圖 2.1 全 A之物體經且由帶通濾波後利用積分計可以將輸 out

V



c

G 為低雜訊天線雜訊等效益擾動所造成溫度解析度方

雷達系統

稱為物體的有差異，毫 mperature)或此欲接收之量差異可以被類，分別 radiometer) 種熱輻射計熱輻射計中器、平方率元全能量熱輻射經由黑體輻射波器濾除不分做平均使的輸出簡化為下

(

_A

c T





訊放大器的增效溫度，T 成的電壓變方面，不考慮

統背景介

的黑體輻射毫米波被動式或稱輻射溫之能量相當的被萃取出來別為全能量 )，雜訊注入計做一個介紹，架構最簡元件、以及射計方塊圖射之能量透不必要的雜訊的輸出跳動下式:

)

N

T



G

增益，而等 TN則為系統變化會很大慮增益擾動

介紹與模

，但由於物式影像雷達溫度的差異來的微弱，適來是本篇探討量熱輻射計入熱輻射計( 紹[2]。簡單的，如圖及一個積分器圖透過前端天線訊，再經由動誤差減小後等效溫度的來統雜訊等效溫，造成溫度動時則可由以

模組規劃

物體的輻射率達便是利用不來偵測物體適當的設計整討之主題。計 (total po (noise- injec 圖 2.1，其標器。線接受後，經由平方率元件後輸出。 ( 來源則可分溫度，由於度解析度變差由以下公式表

劃

率不不同體的整體 ower ction 標準經過件使 (2-1) 分為於 TN 差。表示:

(14)

其中解析便愈雜訊度也

迪克

個部於一切換量做組之器切於加較小 TR的 TR選中T為溫度析度跟訊號愈好，這是由訊，因此整體也是溫度解

克熱輻射計

其標準架部分，一部一個已知等換不同的能做一個相減之增益誤差公式推導切換至已知加減器的相小，輸出電的值，因此選擇上會盡度解析度，號處理時，使由於積分相體雜訊電壓解析度重要的

計

架構如圖 2.2 部分來自於熱等效熱雜訊溫能量來源，並減的動作。此差所造成的電導如下，(2-3 知之二極體或相減，雜訊 T 電壓單純只與此對於回推待盡量接近 TA

T

 

B 為訊號頻使用的積分時相當於一個低壓可下降，另的一環。 2，與全功率熱雜訊等效溫度為 TR之並且在平方率此架構之好處電壓擾動。圖 2.2 迪 )為當切換器或是電阻所 TN項並不會與 TA及 TR 待測物之等 A之值。

V

1



c

2

V

 

out

V



V

A

T

B









頻寬， 為時間有關係低通濾波器另外良好的率熱輻射計效溫度為 TA 之電阻或二率元件後方處是透過相迪克熱輻射計器切換至天所輸出之電壓會影響輸出 R之差值有等效溫度 TA

(

_A

c T





(

_R

c T

 

1 2

V



V



N

T



為積分時間係，當積分時器，而時間拉的匹配使頻寬計最大不同點 A待測物之黑二極體(diode 方使用一個加相減動作，可計方塊圖天線端所得到壓值，最後輸出電壓，因此有關，而由於 A也會相對準

)

N

T



G

)

N

T

G





(

_A

c T





。由本式可時間愈長時拉長即為濾寬增加和降點在於前端黑體輻射， e)，透過切換加減器，讓可作為一種到之電壓值輸出的電壓此增益擾動於我們可事準確。此外

G

)

R

T



G

( 可知系統的溫時，溫度解析濾除更多的高降低系統雜訊端能量來源有另一部分來切換器(switch 讓兩個不同之種校正，降低值，(2-4)為切壓等於(2-5) 動對整體的影事先精確地得外在一般應用 ( ( (2-2) 溫度析度高頻訊溫有兩來自 h)來之能低模切換，由影響得到用上 (2-3) 2-4) (2-5)

(15)

分時靈敏迪克複雜

雜訊

部加公式目標綜合時可於使但相對的時間只有全敏度較差，如克熱輻射計雜，主動式

訊注入熱輻

雜訊注入加入一個迴式推導如下標是將輸出合上式可知在此架構使用了迪克表 2.1 為較的由於需要切全能量熱輻射如下列公式計為全能量熱式的切換器亦

輻射計

入熱輻射基本迴路放大器及下:

V

出為零，而由，當調整迴 -9)式，得到構下，可更克熱輻射計之較常見的全切換器需要射計之一半式(2-6)，溫度熱輻射計的亦會使整體

T

 

本架構如圖及可調變大圖 2.3 雜 out

V



c

由雜訊注入

T

A' 迴路放大器的到天線端所

T

A

更有效的降低之架構，因全能量熱輻射要在兩個能量半，其造成的度解析度在的兩倍。此外體雜訊亦會上

2 T

A

B



 

圖 2.3，承襲大小之雜訊源雜訊注入熱輻 '

(

T

_A

T





入熱輻射計之 '



T

A



的增益以及所接收到的等

R

T





低系統增益因此靈敏度仍射計及迪克量來源間做的影響為迪克在不考慮增益外由於需要用上升，影響 N

T

B







襲迪克熱輻射源，讓最終輻射計方塊

)

R

T

 

G

之方塊圖可 I

T



及可調式雜等效溫度:

I

T



益以及熱雜訊仍比全能量克熱輻射計兩做切換，因此克熱輻射計益擾動的情用到切換器響溫度解析度射計的基本終的輸出趨近塊圖

0 

可知訊源，可讓訊本身的擾量熱輻射計要兩種基本熱此實際個別的計最低電壓偵情況下，等效器，因此結構度。 (2 本架構，在其近於零。 (2 (2 讓輸出為零 (2 擾動誤差，但要來的差。熱輻射計之綜的積偵測效上構較 2-6) 其外 2-7) 2-8) ，此 2-9) 但由綜合

(16)

比較方面

2.3

份，部分後端體輻過功化處之場線與較，由於我們面參考結構

被動影像

本論文設，W band 前分，其中接收端訊號處理物體置於輻射之能量功率偵測器處理。由於接場型[3][4][5 與各元件之們設計此影構相對簡單的表 2.1 全

像雷達系統

設計之被動式前端接收天線收機部分包理包含運算放圖 2.4 於透鏡設計的量藉由此透鏡器將能量轉成接收能量微 5]，而透鏡之間的阻抗匹影像雷達希望的全能量熱全功率熱輻

統架構簡介

式影像雷達線包含透鏡包含低雜訊放放大器及數被動式影像的聚焦點上鏡天線接收成直流後，再微弱，因此在鏡則須配合天匹配需要良望達到可攜熱輻射計，來輻射計與迪克

介

達前端接收模鏡、W band 放大器（LN 數位電壓計來像雷達前端上，透過透鏡收後，利用低再經過運算在天線方面，天線場型，良好的設計，攜式，空間將來進行設計克熱輻射計模組示意圖接收機電路 A）以及功率來偵測輸出端接收模組示鏡的聚焦以及低雜訊放大器算放大器放大，需要高指向來達到完美，使的整體反將是一大考計。計比較表圖如圖 2.4，路部分以及率偵測器（p 出電壓。示意圖及高指向性器有效將訊大後，送到向性及低旁美的聚焦效反射損耗之考量，因此設系統分為兩及後端訊號處 power detec 性的天線，將訊號放大，並到後端進行數旁瓣（sidelob 效果[6]，最後之能量能達到設計兩部處理 ctor），將物並透數位 be）後天到最

(17)

小。具有成數定最小電 NI P

2.4

的不率(e 當達為 1 自身在的其中表[8 在室此人差。。運算放大有最高 100 數位來進行最大電壓範電壓範圍為 PXI-5122 實

被動影像

由於我們不同，必須先 e)，輻射率達到熱平衡 1[7]。完美的身的物理溫的環境溫度中 Ta為物體 8]，對於辨室內的環境人體的體溫。大器輸出的電 0 MS/s 取樣行觀察。儀器範圍為-10 V 為-100 mV , 實照圖。

像雷達原理

們所收的為物先有效確定率(ε)與反射衡時，吸收率的輻射體輻溫度，而完美度，與自身物體物理溫度辨別金屬與人境下反映出來溫在 310K 下電壓透過 N 樣率、14 位器的解析度隨 , 10 V 時， 100 mV，圖 2.5 N

理與推導

物體本身的定各個物體之射率(ρ)相加率與輻射率輻射率等於美的反射體物理溫度無關

T

obj

，Tsur為環境人體最大的來的幾乎是下便可與室 NI 公司出產位元解析度隨著設定的最大電壓範最小電壓範 NI PXI-5122 的黑體輻射，之間的輻射加為 1，但由率相同，因此 1 稱為黑體體的輻射率則關，對於一

a

T





環境溫度。表的關鍵便在於是完全的室溫室溫設定 30 產的 NI PXI 度，我們透過的電壓範圍及範圍的敏感範圍的敏感 2 實照圖，因此欲辨別射功率大小差由於金屬及此在此輻射體，此時輻射則等於 0，其一個物體輻射

su

T





表 2.2 為一般於金屬的輻溫，而人體 00K 下的金 I-5122 進行過此卡將訊及位元解析感度為 1.22 m 感度為 12.2 別金屬或其差異。一般及人體幾乎無射率(ε)與反射出去的能其輻射出去射出的等效

ur

般物質對應輻射率極低體的輻射率約金屬可以有接行量測，此張訊號由類比轉析度有關，當 mV，當設定 µV。圖 2. 其他物體與人般來說能量穿無穿透率，反射率(ρ)相能量等效溫度去的溫度則為效絕對溫度則 (2-應頻率之輻射低，約為 0.0 約為 90％接近 10K 的張卡轉換當設定最 5 為人體穿透且相加度為為外則為 10) 射律 04，，因的溫

(18)

等效量會偵測率偵頻寬量差百，體等效接物體輻射效絕對溫度會經由透鏡測器轉成直其中 T=T 偵測器的靈寬為 15GHz 差異為 0.96 圖 2.6 為微，此外還會有等效溫度會接收溫度。射出的能量為度( K ) 、B 為鏡天線收進接直流，所以輸

V

Tobj+Tsys，T 靈敏度(V/mW z，時，我們 6μV，討論微波工程一有微帶線走會比前面估計表 2.2 為 K*T*B，為有效頻寬接收模組，再輸出的電壓

out

V



K

Tsys為系統雜 W)，設定低雜們欲辨別 3 論人體與金屬一書[9]介紹之走線本身熱雜計之 19.2μ 圖 2 2 物體輻射，其中 K 為寬（Hz），在再經由低雜壓值為:

K T B

 

雜訊，G 為雜訊放大器 300K 與 30 屬的 10K 差紹之能量接收雜訊及反射 V 要來的更 2.6 實際能量射律表為波茲曼常數在我們設定雜訊放大器的

B G

 

為低雜訊放大器增益為 30 0.5K 的差異差異則約為收示意圖，由射損耗的影響更低，需要量接收示意數 -2 1.38*10 的圖 2.4 基的增益放大



大器增益（ 0dB，靈敏度異，經過計為 19.2μV。由於天線效響，因此物要經過(2-12) 意圖 23 (J/K)、T 基本架構下大後，進入功 (2-1 （dBi）、β為度為 9.3V/mW 計算所得到之效率並非百分物體輻射出的 )式修正物體 T 為，能功率 1) 為功 W，之能分之的整體等

(19)

後的度(c 效判線效幾乎在室較容度表所造出電 (1 S T T      (2-12)中( 的大小(b)為 c)為損耗微判斷出實際效率要佳，其乎為天線本金屬位在室室內反應為容易顯現出表[10]。在此造成的電壓電壓差約為 2 2 (1 ) ) A rad T L L        a)為物體熱為有損耗的微微帶線熱雜訊際物體所發出其中又以天本身的熱雜訊室內與室外為單純的室溫出其低溫特性此假設走線壓差與天線效為57.8μV。



( ) ( 1) 1 p d b rad a T L L T      熱雜訊溫度微帶線所造訊逆向傳播出的熱雜訊天線效率影響訊。外之熱輻射能溫，在室外性，表2.3為線損耗為 2d 效率之關係表2.3各類



2 ( 1) ( p d p T L L T       _{ }  _  度包含天線自造成的正向播雜訊等效溫訊時，天線端響最大，當能量不同，外則因反射為為金屬與人 dB，反射損係表示為圖2 類物體亮溫 2 ( ) 1) p b T L L    _  自身的損耗向熱雜訊進入溫度，在(2 端阻抗要匹當天線效率差這是由於金為宇宙之低人體等物體的損耗為-10dB 2.7，當天線溫度表 2 ( ) ( 1) p c T L L     耗熱雜訊實入後端模組 2-12)式中，配，傳輸線差時，所輸金屬反射率低度輻射約為的位於戶外 B 的狀況下線效率為30 2    (2-實際被收進天組的等效雜訊我們可知要線損耗要低輸出的電壓資率極大，當金為 120K，因外之等效輻射下，金屬與人 0％時，可見 -12) 天線訊溫要有，天資訊金屬因此射溫人體見輸

(20)

圖 2.7 戶外金屬與人體輸出電壓與天線效率比較圖(戶外) 由於此被動影像雷達預設希望使用於室內，來辨別金屬與人體之差異，因此實際人體與金屬之等效溫差並不會有如此大的變化[11]。圖 2.8 則為室內人體與金屬隨著天線效率所呈現的電壓差，當天線效率為 30％時，可見輸出電壓差約為 4μV，顯現在室內熱輻射計需要設計得更佳使的整體熱敏感度更加敏感。圖 2.8 戶外金屬與人體輸出電壓與天線效率比較圖(室內) 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 efficiency(%) o ut put v ol tage d if fer e nc e( m V )

DC difference between human and metal with the variation of antenna efficiency(outdoor)

0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 efficiency(%) o ut p ut v ol tage di ff er enc e (m V )

(21)

3.1

70G 放大壓，可以互相壓，及走於避於希減少

第

低雜訊

低雜訊放 GHz到100G 大器實照圖，而Vg2、V 以將此斷開相連接為同量測此 IC ，如圖 3.2 走線之間會避免高頻信希望避免鎊少鎊線造成

第三章

訊放大器量

放大器部分 GHz，雜訊圖，此低雜訊 Vg3 、Vg4則開以利單獨給同一組偏壓值 C時，將偏。由於需避會先利用鎊線信號由此路徑鎊線效應，因成的額外電感

模組之

量測

，目前我們訊指數（noi 訊放大器由四則相連接，共給偏壓。我們值。圖3.1低偏壓以鎊線方避免高頻信號線經過數個徑通過影響因此對於每個感效應。

之關鍵元

們採用HRL ise figure）由四級放大電共用一組偏我們採用預設低雜訊放大器方式向外接號由此路徑個旁路電容響放大器之特個電容皆接

元件量測

公司出產之為3dB，圖電路所構成偏壓；然而設的偏壓方器實照圖接到走線後利徑通過影響放（bypass ca 特性，而得到接出兩根並連

測與分析

之LN5-100 圖3.1為LN ，其中Vg1 ，若有需要方式也就是V 利用排線以放大器之特 apacitors），到一乾淨之連鎊線，透

析

0，使用頻寬 N5-100低雜 1獨立出一個要分開給偏壓 Vg2、Vg3 、以及鱷魚夾給特性，在偏壓此電容主要之直流偏壓透過並聯方式寬在雜訊個偏壓，、Vg4 給偏壓以要在，由式來

(22)

值下 Vd為料之實部的表大。考慮到實下，可以得為1.2 伏特之差異，由圖部虛部皆與表現，較V 。因此由此圖3. 實作時的電路得到良好的結特時，設定整圖可知，不與 HRL 量測 Vg為0伏特此量測中可知 2鎊線方式路設計問題結果，以利簡整體Vg偏壓不論偏壓Vg 測資料相近特高約2dB，知，在實際 (a 式給偏壓之量題，我們將 V 利簡化未來整壓為0 伏特 g為0伏特以，而增益部，然而此2d 際應用上，V a)反射損耗量測照片 Vg的值設為整體的電路特以及-0.15 以及-0.15伏部分則在偏壓 dB的差異對 Vg零偏壓是為0 伏特，路設計。圖3 伏特時，與伏特，反射壓 Vg為-0. 對整體系統是可考慮的一期望在此偏 3.3為在偏壓與 HRL量測射損耗與阻抗 15 伏特有稍統的影響性並一種方式。偏壓壓值測資抗之稍佳並不。

(23)

(b)增益 (c)實部阻抗 70 80 90 100 Frequency (GHz) Gain (VDD=1.2) 0 10 20 30 40 50 Gain ( d B) VG all =0 VG all =-0.15 HRL 70 80 90 100 Frequency (GHz) Re(Z) (VDD=1.2) -50 0 50 100 150 R e al -P art Im peda nc e (Ohm ) VG all =0 VG all =-0.15 HRL

(24)

(d)虛部阻抗圖 3.3 實際量測與 HRL 量測比較圖(Vd為 1.2 伏特) 由於零偏壓對於整體電路設計，可以有效減少電路之複雜度，此外影響低雜訊放大器之阻抗第一級之影響較大，因此我們給定 Vg2、Vg3、Vg4為 0 伏特，進一步探討當 Vg1在不同的偏壓值時，所造成的影響。如圖 3.4 所示，對於反射損耗以及阻抗實部虛部 0 伏特以及-0.25 伏特皆與 HRL 量測數據相近，增益也較高，相對的在其他偏壓下，反射損耗較大，因此增益較差，對於整體設計之阻抗匹配也更加困難，因此 Vg1 偏壓直適合選擇在 0 伏特以及-0.25 伏特這個區間。 70 80 90 100 Frequency (GHz) Im(Z) (VDD=1.2) -150 -100 -50 0 50 Ima g inary l-P art I m p edan c e (Oh m ) VG all =0 VG all =-0.15 HRL

(25)

(a)反射損耗　　　　　　　　　　 (b)增益圖3.4我方量測與HRL量測比較圖(Vd為1.2伏特改變不同Vg) 綜合以上的量測結果及討論，我們將會使用 Vd為 1.2 伏特、Vg為 0 伏特的偏壓設計，以達到高增益及電路簡化的效果。 70 80 90 100 Frequency (GHz) Gain (VDD=1.2 VG2~VG4=0) 0 5 10 15 20 25 30 35 Gain(dB) VG1 =0 VG1 =-0.25 VG1 =-0.5 VG1 =-0.75 VG1 =-1 HRL

(26)

3.2

器實外具對未量測中出直偏壓 equ 像到

功率偵測

功率偵測實照圖，此功具有低的閃未來整體電圖3.6為V 測皆相當準，變化不大功率偵測直流電壓的壓之功率偵 ivalent pow 到後續運算

測器量測

測器的部分功率偵測器閃爍雜訊(flic 電路應用上將 V1A功率偵準確，與HR 大維持著低測器另外一項的關係。根據偵測器可以輸 wer）小於1 算放大器之設，我們採用器可作用於 cker noise)以將更為便利圖3.5 功偵測器量測比 RL出廠之量低阻抗，此特項重要數據據HRL提供輸出一個正 1pW/ Hz 設計，因此用HRL 公司 75GHz到以及零偏壓利。功率偵測器比較圖，對量測結果接特性對整體據為偵測的敏供之資料，當正比於輸入能，由於確認此量測此敏感司出產之V1 110GHz包壓使用的特器實照圖對於反射損耗接近，阻抗實體之寬頻阻抗敏感性(sens 當提供之能能量的直流認輸入能量與感性也是重 1A，圖3.5 包含整個 W-性，由於零耗、阻抗實實部在我們抗匹配會較 sitivity)，即能量低於-30 流，且雜訊等與輸出電壓重要之課題為此功率偵 -band頻帶零偏壓的特實部虛部方面們所需的頻帶較容易達成即輸入功率及 0dBm時，此等效能量（n 壓之間的關係。偵測，此特性，面，帶。及輸此零 noise 係影

(27)

(a)反射損耗

(b)實部阻抗

70 80 90 100

Frequency (GHz)

power detector input Re(Z)

0 100 200 300 400 R eal -Pa rt i mpe danc e (Oh m) on wafer HRL data

(28)

HRL 趨勢維持 7V/ 圖3.7為功 L量測比較勢相近，而對持一個穩定 /mW到11V/ -200 -100 0 100 200 im agn ary -p a rt I mpe danc e 功率偵測器較來說，除了對於實用上定的敏感度結 /mW間跳動 70 ( 圖3.6功率器所量到的敏了在90GHz到上，我們希望結果是較好動，平均約為圖3.7功率 8 pow (c)虛部阻抗率偵測器量敏感性對H 到95GHz H 望在所收到好的，由圖可約為8.54V/m 率偵測器敏感 80 Frequenc wer detector 抗量測比較圖 HRL量測之 HRL量測資料到的能量不會可知量測皆 mW。感度比較圖 90 y (GHz) r input Im(Z on w HRL 之比較圖，料有爬升以會隨著頻率皆相當平緩圖 Z) wafer L data 而實際量測以外，其餘整率而改變，因緩，敏感度皆 100 測與整體因此皆在

(29)

3.3

所造整體並在為 H 形為感度對兩沒有線很整體離W 以W 頻率器的大器壓為訊外上下溫度

低雜訊放

低雜訊放 造成的電感體的量測以在射頻訊號 HRL 提供之為功率放大度、以及三角兩元件連接有造成太大很短，並且在體之敏感度 W-BAND中 W-band來說率進行校正圖在上述藉的輸入端以器的輸入端為單純兩個外，相當於一下針與否的度與室溫相在此我們

放大器與功

放大器與功率感效應會造成以獲得真實的號輸入端輸入之功率放大大器實際量測角形為整體接之影響。在大的影響，這在其晶片接度沒有太大的中心頻率量說，頻率範正，在距離中圖3.8低雜藉以單一頻率以不輸入能量端下針與否，個 IC所造成一個五十歐的電壓差異應相近為300K 們將T=300K

功率偵測器

率偵測器間成部分的能的整體敏感入-60dBm 的大器敏感度搭測並搭配理體功率偵測器在圖3.8可見這是由於在低接腳上，我們的差異。而量測之儀器誤圍為75GH 中心頻率較雜訊放大器與率之能量來量的方式，，會些許影響成的系統雜訊歐姆的熱雜訊應與此五十 K。 K的等效溫度

器整合量測

間，需要鎊線能量反射使的感度，在此量的能量，觀搭配預設之理想低雜訊放器實際之敏見，80~100 低雜訊放大們各打了三而在 75GHz 誤差，對於所 Hz~110GHz 較遠的頻率量與功率偵測來得到各頻率來觀察其輸響輸出的電訊電壓，而訊便會藉由十歐姆所造成溫度帶入公式

測與分析

線連接，而的整體的敏量測中給低雜觀察輸出電壓之低雜訊放大放大器30dB 敏感度，此量 0GHz鎊線所大器與功率偵三根鎊線，藉有極高的敏所有的儀器 z，因此在校量測則容易測器整體敏感率之敏感度輸出電壓。電壓值，當我而當我們下針由下針進入低成的熱雜訊式V_out  K T

析

而在 94GHz 敏感度下降，雜訊放大器壓之大小。大器 30dB B之增益不量測中主要所造成的反偵測器間的藉此降低其敏感度，此器，校正皆有校正時會以易產生較大的感度比較圖度後，進一步由表3.1可我們未下針針時，除了低雜訊放大訊相近，而此 T B G   ， 高頻底下鎊，因此在此進器1.2 伏之偏圖 3.8 中菱之增益、正不考慮鎊線之要希望得到棒反射對敏感度的距離很小其電感性，因此預估為量測有個中心頻率 95GHz為中的誤差。圖步將低雜訊放可知當低雜訊針時，所輸出了基礎的系統大器，因此理此理想雜訊等，由於雜訊屬鎊線進行偏壓，菱形正方之敏棒線度並，鎊因此測偏率，中心放大訊放出電統雜理想等效屬全

(30)

頻寬之前 V/m 再次 4.8m 體量

3.4

寬訊號，因前量測之數 mW，此時輸次驗證 IC mV亦可當量測到的電

天線特性

由於系統研為實做天線天線（taper 來達到高指位置，打一為開路，此因此在此等效數據相同為輸出電壓為有在我們當作我們一組電壓值趨近於表3.1 整合

性量測

研究所得的線圖，天線 red-slot ante 指向性以及一個貫穿孔此時電場最效頻寬帶入為 30dB，功為0.53mV，設定的範圍組參考輸出於零。合低雜訊放的需求，天線線設計上使用 enna），並搭及減少旁波瓣孔(via)接地，最強因此天線圖3 入理想的 15 功率偵測器與量測的圍下正常工出應該有的電放大器與功率線需要設計用工研院服搭配指向器（瓣(side lobe ，讓此貫穿孔線效能會最 .9 天線實作 GHz，低雜器的敏感度 0.6mV 之電工作，此外電壓參考值率偵測器輸計成一個高指服務系統科技（director）以 )，最後在天孔短路經過最好。作圖雜訊放大器的度則帶入其電壓差相距外下針的狀態值，，而當未輸出電壓表指向性及寬技中心設計以及皺折設計天線離槽孔過四分之波長的增益 G 則其平均值距不遠，因此態下所得到未給偏壓時寬頻天線，圖計之漸進式槽計(corrugat 孔四分之波長波長到槽孔時則與 8.54 此可到的，整圖3.9 槽孔 tion) 長的時視

(31)

3.4.1 天線反射損耗

由於天線需要與後端電路進行匹配，避免因為不匹配所造成的訊號反射，因此進行天線之量測以取得天線之輸入阻抗。欲去除載具影響必須使用 TRL 校正法，而高頻的 TRL 校正法並不容易實現，因此將載具一同加入模擬中。圖 3.10 為天線包含載具的反射損耗模擬與量測圖，可以看到有些許的頻飄。圖3.10 天線S參數模擬與量測比較圖

3.4.2 天線場型

由於天線在未來需配合透鏡(lens)一起使用，因此天線場型顯得格外重要，場型的主波瓣(main lobe)10dBi 波束寬度需要包含到整個透鏡的寬度，讓透鏡的使用效率達到最好。在此我們利用自行架設之量測機台來進行量測，圖 3.11 為量測示意圖，圖 3.12 為實景圖，一端利用訊號產生器(source generator) 將訊號送入混波器(mixer)將訊號升至我們所需的 W-band 頻帶，先利用喇叭天線(horn antenna)收發訊號，得到實際的空氣傳播損耗，再將其中一個天線置換為待測之漸進式槽孔天線，置於 13.8 公分，此距離為設計之透鏡中心點到天線的距離，讓天線接收後送到後端的頻譜分析儀，透過旋轉天線角度來量測場型，並扣除因為空氣中傳播的損耗公式以得到真正的增益值。場型量測方面，我們則取五個我們頻帶之頻率來進行量測，分別為 75GHz、80GHz、85GHz、 90GHz、95GHz。 75 80 85 90 95 100 Frequency (GHz)

Antenna S11 (with carrier )

-30 -25 -20 -15 -10 -5 0 measurement simulation

(32)

相比於透會下圖3.13及比略小，這是透鏡的使用下降，針對我 Mi Spe M Spe S 及圖 3.14為是由於環境用率來說很重我們預先設 ixer ctrum ixer ectrum Spectrum an (a)空氣傳 (b)天線圖3.11 天圖3.12 天為模擬與量測境、板材或是重要，若是場設計的透鏡大 H nalyzer 傳播損耗量線場型量測天線場型量天線場型量測的場型圖是接頭一些場型不能完大小，天線

d

Horn

d

Horn Me 測示意圖測示意圖量測示意圖量測環境圖圖，可以發現些損耗所造成完美包含到整線3dBi的波 TSA asured Ante 現量測之增成的，此外整個透鏡，波束寬度需要 Sign Gener Sign Gener enna Stan 增益與部分模外天線的場型則透鏡使用要在正負3 nal rator nal rator Mix ndard Horn 模擬型對用率 5度 xer

(33)

左右模擬響整 6dB 右，可以有較擬的波束寬整體效能。 Bi。較完整的透寬度稍窄，因在天線增益透鏡使用率因此透鏡使用益方面，以 (a (a 。整體的模用率可能在以75GHz為 a)75 GHz 場 a)80 GHz 場模擬跟量測場在此會有些許為例，模擬約場型圖場型圖場型大致相許的減少，約為10dBi左相同，但量測但理想上不左右,量測約測較不影約為

(34)

(a (a a)85 GHz 場 a)90 GHz 場場型圖場型圖

(35)

圖3.13天 (a 天線模擬與 a)95 GHz 場與量測場型 simulat measu 場型圖型比較圖（E tion rement E-plane）

(36)

(a (a)8 a)75 GHz 場 80 GHz 場型場型圖型圖

(37)

(a (a a)85 GHz 場 a)90 GHz 場場型圖場型圖

(38)

3.5

般皆過寬過一在此間，的反會是功率

天線與射

由前面探皆為50Ω，過寬而十分狹一段短鎊線此造成的電由於希望，需要一個阻反射。由於天是單純的純率傳輸，圖圖3.1

射頻電路轉

探討低雜訊放過小的阻抗狹窄，造成製線，此鎊線在電感效應並不望能量能減少阻抗轉換電天線不會是純實部25歐姆圖3.15為本輻 (a 4 天線模擬

轉接電路設

放大器部分抗對於天線的製程會有困難在高頻訊號會不大。少反射，天線電路，讓能量是理想的50歐姆阻抗，因此輻射計之共軛 a)95 GHz 場擬與量測場

設計

分可知，其輸的實做上，難，另一方會造成電感線需與電路量能順利的歐姆，從低此匹配的重軛匹配示意 simula meas 場型圖場型比較圖輸入阻抗約為如走線與走方面，低雜訊感效應，但鎊路進行阻抗匹的從天線端進低雜訊放大器重點在於讓此意圖。 ation urement （H-plane）為25Ω，而走線間的間訊放大器到鎊線相對波匹配，因此進入電路而器輸入端得此兩端共軛而天線端設計間距會因為線到微帶線間需波長不長，因此在電路與天而不會造成過得到的阻抗也軛匹配達到最計一線寬需經因此天線過大也不最大

(39)

鎊線接接配於因此微帶分並配，率偵

3.6

功率圖3.16顯示線後先接到接到高阻抗於天線的阻此最後再接帶線阻抗轉並不大，且，因此在此偵測器之量

系統整合

利用個別率偵測器中示天線端及到一個漸進式抗走線後造成阻抗，由於轉接一小段漸進轉換主要仍是且由於需匹配此使用此設計量測之輸入端

合模擬

別萃取出的低中間利用模擬圖3.15 及電路間的模式微帶線，此成過大的反轉換完後的線進式微帶線是以轉換實配的頻寬較計。模擬轉端阻抗，另圖3.15 低雜訊放大擬的一段實 5共軛匹配模擬阻抗轉此漸進式微反射，適當的線粗並非與線使之等寬以實部為主，主較寬，共軛匹轉接效應時一另一端阜由模轉接微帶線大器及功率放實際長度寬度 配示意圖 轉換電路，首微帶線目的為的設計長度便與理想50Ω之以方便接至主要考量為整匹配虛部往一端阜(port 模擬之天線線模擬示意放大器的阻度的鎊線進首先在低雜為讓阻抗漸便可有效地之微帶線走至前端天線。整體需共軛往往無法有寬 t)設低雜訊放線阻抗進行匹意圖阻抗特性，低進行連接，之雜訊放大器經漸進轉換避免地將阻抗轉換走線線寬相。利用此漸進軛匹配的虛部寬頻的良好放大器包含匹配。低雜訊放大器之後利用經過免直換匹相等，進式部部好匹含功器與

(40)

Mic 塊圖情況異。點有阻抗資料有效

3.7

一層 crowave off 圖，其中天接著在相況，與 HRL 。由圖3.18 有所偏移，這抗與HRL資料則呈現電效頻寬差不

透鏡量測

圖 3.19 為層凸面時先 fice軟體與模天線與低雜訊相同的轉接下 L 所提供之可知在相同這是由於我資料有些許電感性，但由不多的情況下

測

為透鏡聚焦先以平行光行模擬的天線訊放大器之圖3.17 AW 下，分別比較之低雜訊放同匹配下整我們量測之低許的誤差，我由於零偏壓在下，我們採圖3.18 焦示意圖，透行進，在出透線進行共軛之間的轉接使 WR共軛匹較我們量測放大器以及功整體反射損耗低雜訊放大我們量測之虛在整體電路採用此種設計 8 共軛匹配透鏡設計為透鏡時由於匹配。圖3 使用3.5節所匹配方塊圖測之低雜訊放功率偵測器耗低於-10d 大器，在我們虛部阻抗呈路設計上將更計。配模擬圖為雙凸設計於第二個凸面 3.17為AW 所模擬之轉放大器整合器之量測資料 dB的頻寬差們給定的偏呈現電容性更為簡便，，目的為讓面因此會再 WR共軛匹配轉接。合功率偵測器料整合有何差不多，但頻偏壓下輸入虛，而HRL量因此在匹配讓點波源透過再將平行光聚配方器的何差頻率虛部量測配後過第聚焦

(41)

到一較有波束，其整組則為因此一點上，達在透鏡量有無透鏡所束寬度為18 其中A為有組透鏡天線為31.85dBi 此得到指向

Y

f

達到雙邊聚焦量測方面，我所造成的的增 8度，提供有效面積，線如表3.2 可，又增益與向性及增益便

x

f(x,y)

焦的效果， 3.19 圖3.20 我們利用兩端增益改變，根供W-band訊

4

λ為波長，可視提供約與效率( )和

G

便可回推效

x

h

實作圖如圖透鏡聚焦示 0 透鏡實作端收發的喇根據此喇叭訊號20dBi的 2

4 





3dB波束寬約33.7dBi的和指向性有

D





效率，得到整

(x,y)

圖3.20所示 示意圖 作完成圖喇叭天線分別叭天線規格表的增益，跟寬度為18度的增益，而實有關，其關係

D

整體喇叭透

Y

示。別置於透鏡表提供，此跟據孔徑公式度的喇叭天實際量測的係可表示為透鏡天線效率鏡之聚焦點此喇叭天線式 ( 天線加上透鏡的透鏡天線增為 ( 率為

x

g(x,y)

，比 3dB (3-1) 鏡的增益 (3-2)

(42)

3 3 10 10 到的由於線為我們的面測較。

3.8

上兩由圖有達

7

1.85 10 33.7 10 =65%，的孔徑較大於用的到透為42dBi，效們設計為天面積，然而較模擬的要

透鏡天線

透鏡的預兩公分，在此圖可知在各達到預期的

75 GHz

而在實際應大，由表3.2 透鏡孔徑更大效率約為4 天線波束寬度而10dB波束要窄，無法完表

線整合場型

預期設計的解此進行空間各個頻帶內 3 的聚焦效果 -6 -5 -4 應用上由於 2可知在理想大，因此可 4.6%，整體度10dB的天束寬度的天線完整利用透表3.2 理想與

型量測

解析度為在間解析度的量 3dBi 的寬度 -3 -2 -1 norma 於我們使用的想的狀況下可擁有45.5d 體效率較低天線場型約線場型在透透鏡之面積與量測透鏡在聚焦平面上量測驗證，度約都有涵 0 1 2 ilized gain(d 的天線為漸下漸進式槽孔 dBi的增益低是由於當使約為正負六十透鏡上並不均，因此會造鏡天線比較表上場型的 3 圖3.21為透涵蓋在正負一 3 4 5 Bi) 漸進式槽孔天孔天線搭配，實際量測使用漸進式十度時，能均勻，且天造成效率下降表 dBi 波束寬透鏡天線之一公分內， 6 75 position 天線，等效配設計的透測漸進式槽孔式槽孔天線時能涵蓋整個透天線場型實際降。寬度為兩公分之量測場形圖顯示透鏡天 5 GHz n (cm) 效照透鏡，孔天時，透鏡際量分乘圖，天線

(43)

85 80 GHz

5 GHz

-6 -5 -6 -5 -4 (a)7 (b) (c) -4 -3 -2 nor 4 -3 -2 -norma 75GHz場型 80GHz場型 85GHz場型 -1 0 1 rmailzed gain 1 0 1 ailized gain(d 型圖型圖型圖 2 3 4 n(dBi) 2 3 4 dBi) 5 6 posit 5 6positio 80 GHz tion (cm) 85 GHz on (cm)

(44)

3.9

收到 μV

90

95 運算放大

由於接收 到之能量資 V，若無使用

0 GHz

5 GHz

大器量測

收到的能量為資訊會被系統用運算放大 6 5 --6 -5 -4 (d) (e)9 圖3.21 為10 V 級統雜訊給蒙大器則不容易 4 3 2 -normai -3 -2 -1 normail 90GHz場型 95GHz場型 1 透鏡天線，而機器本蒙蔽住，此外易判讀實際 1 0 1 2 ilzed gain(dB 0 1 2 zed gain(dB) 型圖型圖線場型圖本身跳動之外對於電壓際變化，因此 2 3 4 5 Bi) 3 4 5 ) 之雜訊亦為1 壓計之最小解此在功率放 5 6 positio 6 positio 10 V 級，因解析度為放大器輸出後 90 GHz on (cm) 95 GHz on (cm) 因此 12.2 後須

(45)

接一誤差大器想整差電 0.4m 一個運算放在此運算差電壓之特器。實際應用整體放大倍電壓表，實圖3.23為 mV 放大器來放大算放大器中設特性，圖 3.2 用採兩級放倍率為404，實際整體放大表為誤差電壓量大訊號。設計中，我們 22 為運算放放大，設計放表3.3 為輸大倍率約為圖3.22 表3.3 運算量測圖，觀們採用AD 放大器架構放大倍率為輸入電壓、為425倍，誤運算放大器算放大器放大觀察其電壓擾 DI AD8616放構圖，在電路為第一級10 輸出電壓誤差電壓為器架構圖大倍率量測擾動變化，放大器，此路結構上則 01倍以及第、其倍率關為226mV。測表可見到其誤此放大器具有則採用非反向第二級4倍關係以及整體誤差擾動約有低向放，理體誤約為

(46)

(47)

第四章系統整合量測與分析

4.1 射頻模組輸出電壓量測

圖 4.1 為整體射頻電路輸出之直流電壓，由圖可視在六十秒內，輸出電壓為穩定的 3.0mV，此電壓值除了待測物的輻射能量以外，亦包含整個接收模組的系統雜訊，在待測物固定下，當整體輸出的直流電壓越大，代表系統雜訊越大，造成溫度解析度下降，圖中亦可得知其擾動雜訊約為 0.01mV。圖 4.1 射頻模組輸出電壓圖

4.2 完整模組電壓與量測

圖 4.2 為整體模組實測輸出電壓圖，此模組量測中，我們將提供五種不同的變因，分別為空氣、熱水、冷水、金屬、以及人體，進行量測。首先在第一張圖中，分別在 60 秒鐘內，每十五秒為一個單位，改變待測物體順序為攝氏 25 度室溫空氣、攝氏 85 度熱水、攝氏 10 度冷水、攝氏 25 度室溫空氣，在熱水與冷水反應出待測物溫度較熱電壓較高，較冷電壓較低的狀況，當熱水及冷水帶測物移開後，溫度又可以在後面回到原本初始的空氣狀態，且輸出電壓值 1500mV 左右， 3mV 經由運算放大器放大 425 倍左右加上誤差電壓 220mV 約與量測的 1500mV 近似。表 4.1 為計算後之不同物體間量測之射頻模組熱敏感度(thermal sensitivity)及將基頻放大器之倍率加入考量之整體斜率(slope)，由於系統是線性的，因此不論是哪兩種間的物體所造成的熱敏感度都是近似的，此外由圖 4.2 亦可之本身系統的擾動電壓約為 1mV，因此輸出電壓的浮動會影響我們判別其線性度，但由表 4.1 的熱敏感度可見其具有高度的線性關係，此結果符合我們預期，而每 10 度的溫差，在此表之斜率粗略估計約可造成 1.4mV

(48)

的 25度較當無誤大器同，以及此數的壓差。圖4.3則是度室溫空氣當原待測物誤。由於整體器及量測儀但比較其差及冷水和室數據之對應表4 圖4.2 是在六十秒氣、攝氏75 物熱水降溫十體系統雜訊儀器的系統雜差值，圖4.3 室溫的熱敏感應熱敏感度及 4.1 射頻模射頻模組對秒鐘內，每十度熱水、攝十度時，是否訊會由於量測雜訊上升， 3可見除了感度幾乎仍及其斜率。模組對冷熱水對冷熱水及十五秒為一攝氏10度冷否仍是維持測之同軸電因此圖4.2 了換上熱源瞬仍維持一個線水及常溫輸及常溫輸出電一個單位，改冷水、攝氏持線性，以證電纜之晃動或 2圖與4.3兩瞬間有個擾線性關係，輸出斜率及熱電壓圖改變待測物氏25度室溫證明量測及或是時間造兩張圖的初擾動誤差，其依然符合預熱敏感度表物體順序為攝溫空氣，主要及熱敏感度估造成的低雜訊初始位準並不其熱水和室溫預期。表4. 表攝氏要比估計訊放不相溫， 2為

(49)

與環出的上下到確異，同物表接著進一環境溫度相的溫度對電下，圖4.4則確實在兩個，然而雜訊物體判斷上圖4.3 射 4.2 射頻模一步比較人體相同，因此在電壓熱敏感度則是比較3 個比較上，壓訊擾動約為上的困難，這射頻模組對模組對冷熱水體與金屬輸在此時人體度得知，人 30秒內，15 壓差有預期 1mV，因此這是未來可對冷熱水及常水及常溫輸輸出電壓，由體與金屬的溫人與金屬當 5秒為一個期的 1.4mV 此在溫差不可以進行改善常溫輸出電輸出斜率及熱由於金屬在室溫差約為10 10K 的溫差個單位，金屬之差異，達不夠大的情況善的項目。電壓圖二熱敏感度表室內反映出 0K，由圖4 差所造成的屬與人體的達到判斷金況下，較容表二出的熱輻射幾 4.3 的數據推的壓差為 1.4 的壓差，可以金屬與人體的容易造成兩個幾乎推導 4mV 以見的差個不

(50)

較，由於魚夾線的最後圖4. ，可以發現於量測並非夾走線有變的斜率是幾圖4.4 5將上述的現每次量測由非在同一時間變化，些許的幾乎相同的。 4 射頻模組的幾種不同物由於經過長間進行，每的雜訊改變。圖4.5輸出組對人體與金物體造成的長時間的擾動每次量測所造變經過放大後出電壓差整金屬輸出電的不同輸出電動，位準在造成之系統後會改變其整體比較圖電壓圖電壓差擺在在每次量測皆統雜訊會隨著其為準，但熱在一起進行比皆不同，這著外部偏壓熱靈敏度與比這是壓鱷與曲

(51)

射加並在表4

4.3

其中輸出 Gop= ％， 0.11 在做完上述加熱板，進行在後五分鐘 4.3做為此接

接收機效

在此針對中為Gop運算出電壓分別 =400代入，由圖 4.7 13，相當於述兩次實驗行十分鐘之鐘維持穩定的接收機之標圖表4

效能關鍵因

對輸出電壓之

V

算放大器之別將 K=1.38 ，當等效頻可得到之整於等效頻寬約驗後我們確定之量測，將溫的200度，標準效能。圖4.6 陶瓷 4.3 陶瓷板加

因素分析

之值進行探 out

V



K

之增益，圖3 -23 8*10 (J/K 頻寬為預期的整體敏感度約為5.8GH 定其敏感度溫度在前五觀察其電壓瓷板加熱之線加熱之斜率

析

探討，理想上

K T B

  

3.31為天線 K)、T=300 的15GHz且度斜率應為 Hz，下面將度之穩定性五分鐘內從攝壓變化如圖線性度量測率及熱敏感度上輸出電壓

G

 



G

線效率對應整 0 (K)、G=3 且溫度變化 0.291，而實將進行此特性，最後我們攝氏30度上圖4.6，並以測度表壓 op

G

整體輸出斜 30 (dB)、β 為1K時，天實際之電壓性之成因探們利用陶瓷熱上升至200 以此數據之 ( 斜率之比較圖 β=9.3V/mW 天線效率為壓變化約為預探討。熱輻度， (4-1) 圖， W、為40 預期

(52)

圖 4.7 模組整體敏感度斜率對應天線效率之變化輸出電壓減少之成因大致可分為兩類，首先是訊號之不匹配造成之反射，對於低雜訊放大器及功率偵測器之間的鎊線，由前面實驗可知對整體的效能並沒有太大的影響，另外針對轉接方面的問題，由於此模組應用在相當高的頻段，此外我們期望整體頻寬能涵蓋 w-band 相當寬的頻帶，因此整體匹配並不容易，圖 4.8 為模擬之鎊線不同情況底下，所獲得之整體模組共軛匹配之反射損耗圖，經此模擬發現，由於高頻效應，因此在天線與低雜訊放大器的鎊線影響整體效能較為明顯，由圖 4.8 可視，第一種理想的鎊線情況下，整體頻寬的反射損耗較為理想，反射量較小，當鎊線的位置偏移原本預期之位置時，如圖中 case1~case3，可以見到整體匹配之狀況影響極大，當偏移位置時，整體匹配狀況與無匹配之情況相距不遠，等效頻寬約縮減為原本預期之三分之一左右。 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 efficiency(%) s lop e(m V /K )

(53)

一個待測的熱值符此外由於個重要的成測物(熱水)置熱敏感度之符合一般漸圖圖於透鏡效率前成因，因此進置於天線1 之斜率約為0 漸進式槽孔天圖4.9待測物圖4.8 鎊線位前面實驗結進行透鏡使 0公分處， 0.51，對應圖天線之效率物(熱水)置於位置對共軛結果約為 44 使用與否之實進行量測圖4.7之斜率。於天線端十軛匹配之影響 4％，透鏡效實驗。圖4. ，由表4.4可斜率圖可得到十公分處與空響效率亦是影 9為不使用可知當未透到天線效率空氣之電壓影響其輸出電用透鏡而直接透過透鏡時整率約為70％壓變化圖電壓接將整體，此

(54)

4.4

動待移動驗中次存暗-亮法，陶瓷示圖次移公分此圖聚焦表4.4

影像雷達

在探討完待測物，來動陶瓷加熱中以一百度存成一個圖亮-暗之圖形，高溫呈現淡瓷加熱板如圖形及對應移動為一公分之誤差一圖可知機械焦位置。待測物(熱

達一維成像

完上述電壓變來完成一維成熱板來得到待度定溫每次移圖格來完成一形。由於初淡灰色，低如圖4.11，加應之電壓圖，公分，因此此一公分比較仍械掃描待測物熱水)置於天

像與分析

變化後，進一成像之目標待測物圖形移動一公分一維成像，預初始設定之溫低溫呈現黑色加熱至攝氏，由圖可分辨此十三格代表仍在空間解物移動約在圖天線端十公分一步將輸出標，圖 4.10 形，此陶瓷加分為單位進行預期可利用溫差較大，色，並取一氏100度來進辨圖形淺色表的十三公解析度兩公分在第7次會進圖4.10量測分處與空氣出電壓以圖形量測環境圖加熱板為邊長行二十六次用加熱板接近因此圖形顏一個最高值以進行實驗，色部分約中間公分，與實際分範圍內，證進入透鏡聚測環境圖氣之熱敏感度形表示，並圖，固定量長十二公分次移動，並將近及遠離聚顏色設定在以白色來顯圖4.12及間佔十三格際陶瓷加熱證明其聚焦聚焦位置，第度及斜率表並透過機械式量測平台，機分的正方體將此二十六次聚交點，來得在此區間為二顯示。實驗中及4.13分別為格左右，由於熱板之邊長十焦效果良好第20次會遠表式移機械，實次每得到二分中將為顯於每十二。由遠離

(55)

反應及 4 到的形仍接著將陶應室溫特性 4.16 可視最的金屬為三仍屬正常誤圖陶瓷加熱板中性，等效溫度最中間黑色三公分，預期誤差範圍。圖4.11 圖4.12陶圖4.13陶瓷中間放置一度會較陶瓷色部分即反映期的空間解析 1熱陶瓷加陶瓷攝氏一百瓷攝氏一百度一邊長為五公瓷加熱板而使映出金屬的析度為2公加熱板實照圖百度一維影度一維電壓公分之金屬使的圖形呈的室溫，而黑公分，因此圖影像圖壓變化圖屬如圖4.14，呈現亮暗漸層黑色部分佔 5公分金屬，預期因為金層，由圖佔三格顯示偵屬呈現3公分金屬 4.15 偵測分圖

94 GHz 被動影像雷達一維成像系統整合

國 立 交 通 大 學

電機學院通訊與網路科技產業研發碩士班

碩 士 論 文

94 GHz 被動影像雷達一維成像系統整合

Implementation of 94 GHz One-dimensional Passive

Imaging Radar System

研究生：江志謙 (Chih -Chien Chiang)

指導教授：鍾世忠 博士 (Dr. Shyh-Jong Chung)

94 GHz 被動影像雷達一維成像系統整合

Implementation of 94 GHz One-dimensional Passive

Imaging Radar System

研究生：江志謙 Student： Chih - Chien Chiang

指導教授：鍾世忠博士 Advisor：Dr. Shyh-Jong Chung

國 立 交 通 大 學

電機學院通訊與網路科技產業研發碩士班

碩 士 論 文

94 GHz 被動影像雷達一維成像系統整合

研究生：江志謙 指導教授：鍾世忠博士

國立交通大學電機學院產業研發碩士班

摘要

Implementation of 94 GHz One-dimensional Passive

Imaging Radar System

Student：

Advisor：Dr. Shyh-Jong Chung

Industrial Technology R & D Master Program of

Electrical and Computer Engineering College

National Chiao Tung University

Abstract

誌謝

目錄

圖目錄

1.1

1.2

研究動機

章節介紹

機

紹

第一

一章 導

導論

第

2.1

2.2

全能

第二章

背景介紹

熱輻射計

能量熱輻射

94GHz

紹

計簡介

射計

z 影像雷

V



c

雷達系統

(

c T





統背景介

)

T



G

介紹與模

模組規劃

劃

迪克

克熱輻射計

計

T

 

V



c

V

 

國立交通大學

碩士論文

指導教授：鍾世忠博士 (Dr. Shyh-Jong Chung)

國立交通大學

碩士論文

研究生：江志謙指導教授：鍾世忠博士

一章導