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X頻帶互補式金氧半功率放大器設計與實現

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Academic year: 2021

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(1)國立臺灣師範大學電機工程學系 碩士論文 指導教授:蔡政翰 博士. X 頻帶互補式金氧半功率放大器 設計與實現 Design and Implementation of X-band CMOS Power Amplifiers. 研究生: 黃望龍 撰. 中 華 民 國 104 年 07 月.

(2) X 頻帶互補式金氧半功率放大器設計與實現 學生:黃望龍. 指導教授:蔡政翰 博士 國立臺灣師範大學電機工程學系碩士班. 摘. 要. 對於射頻收發器系統來說,功率放大器扮演著相當重要的角色,為了達到高 輸出功率與高效率,現今,功率放大器的設計以砷化鎵製程(GaAs process)為主。 近年來隨著CMOS的進步,射頻電路大部份已經成功整合至CMOS 製程當中,且 CMOS具有低功率消耗、低成本、高整合度的優勢,因此本論文將設計及實現三 個使用不同功率合成技術的X頻帶互補式金氧半功率放大器。 第一個電路為變壓器功率合成技術之 X 頻段功率放大器,藉由變壓器實現功 率合成而達到較高的輸出功率,量測增益(S21 )為 14.189 dB,飽和輸出功率(Psat ) 為 24.74 dBm,1dB 增益壓縮輸出功率(OP1dB )為 16.63 dBm,最高功率附加效率 (PAE)為 19.9 %,晶片佈局面積為 0.56 mm2 。 第二個電路為串聯結合變壓器功率合成技術之X頻段功率放大器,藉由堆疊 每一功率元件的電壓,進而抬高整體的輸出電壓及功率,量測增益(S21 )為13.08 dB, 飽和輸出功率(Psat)為26.3 dBm,1dB增益壓縮輸出功率(OP1dB )為23.3 dBm,最高 功率附加效率(PAE)為12.6 %,晶片佈局面積為1.08 mm2 ,。 第三個電路為基於變壓器的電流合成技術之 X 頻段功率放大器,將兩組功率 放大器元件直接並聯,藉此提高輸出功率,量測增益(S21 )為 13.4 dB,並達到 27.3 dBm 的飽和輸出功率(Psat),23.84 dBm 的 1dB 增益壓縮輸出功率(OP1dB )及 19 %的 最高功率附加效率(PAE) ,晶片佈局面積為 1.27 mm2 。. 關鍵字: X 頻段、功率放大器、變壓器、互補式金氧化半、功率合成技術 I.

(3) II.

(4) Design and Implementation of X-band CMOS Power Amplifiers Student:Wang-Lung Huang. Advisor:Dr. Jeng-Han Tsai. Department of Electrical Engineering National Taiwan Normal University. ABSTRACT. Power amplifier (PA) plays an important role in the RF transceiver. Generally, the radio frequency power amplifiers are implemented in GaAs technology for the higher power and efficiency. Recently, the RF circuits have been successfully integrated into the Complementary Metal-Oxide Semiconductor (CMOS) process and CMOS is attractive for low power consumption, low cost and systems-on-a-chip (SoC) applications. Therefore, this thesis designs and implements three X-band CMOS PAs using different power combining techniques. First, an X-band CMOS PA with transformer power combining technique has been designed and implemented. To achieve the higher output power, we utilizing the transformer to implement the power combining. The PA achieves measured small-signal gain(S21 ) is 14.189 dB and maximum saturation output power(Psat ) is 24.74 dBm. The measured output 1-dB compression point (OP1dB )is 16.63 dBm and peak power-added efficiency (PAE) is 19.9 %. The chip area is 0.56 mm2 . Second, for higher output power and efficiency, an X-band CMOS PA using series combining transformer to accumulate the voltage of each power device for boosting the output voltage and power has been designed and fabricated. The PA demonstrates a S21 of 13.08 dB, Psat of 26.3 dBm, OP1dB of 23.3 dBm and peak PAE of 12.6 %. The III.

(5) chip area is 1.08 mm2 . Finally, an X-band CMOS PA based on transformer utilizes current combining technique, utilizing the current to connect two pairs of power amplifier for higher output power. The PA demonstrates a S21 of 13.4 dB, Psat of 27.3 dBm, OP1dB of 23.84 dBm and peak PAE of 19 %. The chip area is 1.27 mm2 .. Keywords : X-band、power amplifier、transformer、CMOS、power combining techniques. IV.

(6) 誌謝. 回想起這兩年的碩士生活,心裡總覺得很充實,因為我知道我的目標在哪裡, 我必須去追逐我的夢想,也因為有夢想所以我過得很快樂。縱使偶有低落,但是 幸運的我,總是會遇到許多願意幫助我的人,因此,我必須一一的感謝這些人。 首先要感謝我的指導教授蔡政翰博士,感謝老師細心的指導,在我遇到困難時能 給予強力的建議,使我能有不一樣的思考方向,了解到對於問題要有更寬廣的見 解,並且在射頻電路上的知識更加的茁壯,如果沒有老師,就沒有現在的我。此 外,也要感謝台灣大學黃天偉博士以及台灣師範大學林群祐博士兩位口試委員在 口試時給予詳細的意見與探討,讓本論文可以更加的完整。 感謝已畢業的懿威學長、健平學長、家祥學長、人緯學長、瑞安、弘文、紹 緯,熱心的傳授關於射頻電路的知識,以及毫不藏私地分享電路設計、模擬和晶 片佈局上的經驗,讓我的實力能夠一點一滴的累積。感謝系辦的琇文姐姐幫我瞻 前顧後的處理報帳事務,不計較常常在報帳時會犯的一些小錯誤,婷節助教在研 究所期間課程、口試與離校相關的協助,以及嘉安大大在實驗課的鼎力相助,如 果沒有你們的幫忙,我應該每件事都做不好吧。感謝 MSIC 實驗室已畢業的阿德 學長在研究所期間課業上的幫助。 感謝實驗室的秉羲學長,以及同學家凱、胤廷、冠宇、宜曄、榮堃陪伴著我 度過兩年的碩士生活,無論是在研究、課業甚至於生活上都有很大的幫助,感謝 絹容、敬易、政言、澤毅、武璇、佳龍、哲緯、志恩、沂樺、偉良、煒崴、宣策、 聖麒、冠安、勇志、昀芳、子民、智凱、旼翰、哲揚、王開、聖瑋、彥伯、皓翔、 坤展、禎芳、紹懷,在實驗室一起研究,一起修課,一起倒垃圾,有歡笑也有淚 水。其中特別感謝絹容和敬易,絹容,因為妳,讓我可以多學習到本身研究以外 相關混頻器與相移器的知識,也多累積了電路設計與佈局的經驗,可以與妳一起 V.

(7) 合力把電路從設計到完成晶片佈局真的很開心,超享受這個過程的,只要妳有需 要,來幾次都不嫌煩!敬易,雖然你有時態度很想讓我一巴掌打下去,但是,每 當到下線前夕,我們總是相互砥礪,為的就是將晶片的特性推到最高峰,很高興 地看到你的 Stack 有達到 1 瓦的功率特性,雖然在我的頻率功率特性沒有出來, 但是,這至少也代表了我們的努力並沒有白費。 最後要感謝我的父親黃正詳先生與母親吳明娟小姐,感謝他們支持我,鼓勵 我,讓我能順利完成碩士班兩年的過程。人必須經歷過一些人、事、環境的挫折 與磨練,才能夠激發一個人的成長,也因為遇到過、跌倒過、受傷過,才了解原 來自己的抗壓力可以這麼高,原來自己可以這麼的堅強,因此,我深深地期許我 自己,必不辜負父母及師長的期望,努力的朝未來的每一天勇敢邁進,同時也再 次感謝所有幫助過我的的人,謝謝你們。 黃望龍 2015/08/23 工程與科技學院 515 實驗室. VI.

(8) 目 摘. 錄. 要 ......................................................................................................................... I. ABSTRACT .................................................................................................................. III 誌謝 ................................................................................................................................ V 目. 錄 ....................................................................................................................... VII. 圖 目. 錄 .................................................................................................................. XI. 表 目. 錄 ................................................................................................................XIX. 第一章 緒論 ................................................................................................................... 1 1.1 研究背景與動機 .................................................................................................... 1 1.2 文獻探討 ................................................................................................................ 1 1.3 研究成果 ................................................................................................................ 3 1.4 論文架構 ................................................................................................................ 4 第二章. 功率放大器基本介紹 ..................................................................................... 7. 2.1 概述 ........................................................................................................................ 7 2.2 功率放大器之重要參數設計 ................................................................................ 8 2.2.1. 功率(Power) .................................................................................................8. 2.2.2 效率(Efficiency) ...........................................................................................9 2.2.3 線性度(Linearity) .........................................................................................9 2.3 功率放大器種類 .................................................................................................. 14 2.3.1 A 類(Class A)功率放大器 .........................................................................14 2.3.2 B 類(Class B)功率放大器 .........................................................................15 2.3.3 AB 類(Class AB)功率放大器 ...................................................................16 2.3.4 C 類(Class C)功率放大器 .........................................................................17 VII.

(9) 第三章. 使用變壓器功率合成技術之 X 頻段功率放大器設計 .............................. 19. 3.1 簡介 ...................................................................................................................... 19 3.2 變壓器功率合成技術之 X 頻段功率放大器設計 ............................................. 20 3.2.1. 偏壓分析與選擇 ........................................................................................20. 3.2.2. 電晶體元件尺寸分析及選擇 ....................................................................22. 3.2.3. 功率放大器組態選擇 ................................................................................24. 3.2.4. 變壓器原理 ................................................................................................30. 3.2.5. 變壓器設計 ................................................................................................31. 3.2.6. 旁路電路設計 ............................................................................................47. 3.3 X 頻帶功率放大器模擬結果 .............................................................................. 50 3.4 量測結果 .............................................................................................................. 54 3.5 結果與討論 .......................................................................................................... 60 3.6 總結 ...................................................................................................................... 65 第四章. 使用串聯結合變壓器功率合成技術之 X 頻段功率放大器設計 .............. 67. 4.1 簡介 ...................................................................................................................... 67 4.2 使用串聯結合變壓器功率合成技術之 X 頻段功率放大器設計 ..................... 68 4.2.1. 串聯結合變壓器簡介 ................................................................................68. 4.2.2. 變壓器設計 ................................................................................................69. 4.3 串聯結合變壓器功率放大器模擬結果 .............................................................. 85 4.4 量測結果 .............................................................................................................. 89 4.5 結果與討論 .......................................................................................................... 99 4.6 總結 ....................................................................................................................102 第五章. 基於變壓器的電流合成技術之 X 頻段功率放大器設計 ........................103. 5.1 簡介 ....................................................................................................................103 VIII.

(10) 5.2 基於變壓器的電流合成技術之 X 頻段功率放大器設計 ............................... 103 5.2.1. 基於變壓器的電流合成技術簡介 ..........................................................103. 5.2.2. 變壓器設計 ..............................................................................................106. 5.3 X 頻帶功率放大器模擬結果 ............................................................................ 115 5.4 量測結果 ............................................................................................................ 119 5.5 結果與討論 ........................................................................................................125 5.6 總結 ....................................................................................................................129 第六章. 結論 .............................................................................................................131. 參 考. 文 獻 .........................................................................................................133. 自傳 ............................................................................................................................. 137 學術成就 .....................................................................................................................137. IX.

(11) X.

(12) 圖. 目. 錄. 圖 1-1. 論文架構圖 .......................................................................................................5. 圖 2-1. 無線通訊發射器架構圖 ...................................................................................7. 圖 2-2. 1-dB 增益壓縮點及飽和功率示意圖 ..............................................................8. 圖 2-3. 輸入與輸出頻譜圖 ......................................................................................... 11. 圖 2-4. 三階互調截點示意圖 .....................................................................................12. 圖 2-5. 鄰近通道之功率頻譜示意圖 .........................................................................13. 圖 2-6. 誤差向量振幅示意圖 .....................................................................................13. 圖 2-7. A 類功率放大器之導通角度電壓電流波形圖 .............................................15. 圖 2-8. B 類功率放大器之導通角度電壓電流波形圖 .............................................16. 圖 2-9. AB 類功率放大器之導通角度電壓電流波形圖 ..........................................17. 圖 2-10 C 類功率放大器之導通角度電壓電流波形圖 ..............................................18 圖 3-1. LC 匹配網路與變壓器匹配網路比較圖.......................................................20. 圖 3-2. 共源極組態之汲極電流及最大可用增益曲線圖 .........................................21. 圖 3-3. 共源極組態之 DC I-V curves 圖 ...................................................................22. 圖 3-4. 共源極組態在不同寬度之最大可用增益曲線圖 .........................................23. 圖 3-5. 共源極組態在不同指叉數之最大可用增益曲線圖 .....................................23. 圖 3-6. 共源極組態電路圖 .........................................................................................25. 圖 3-7. 疊接組態電路圖 .............................................................................................26. 圖 3-8. 共源極組態之負載拉移模擬圖(Pin=20 dBm) ..............................................26. 圖 3-9. 共源極組態之源拉移模擬圖(Pin=20 dBm) ..................................................27. 圖 3-10 疊接組態之負載拉移模擬圖(Pin=20 dBm) ..................................................27 圖 3-11 疊接組態之源拉移模擬圖(Pin=20 dBm) ......................................................28 圖 3-12 共源極組態與疊接組態之最大可用增益比較圖 .........................................28 圖 3-13 一組與兩組之疊接組態特性比較圖(Pin=20 dBm)......................................30 XI.

(13) 圖 3-14 一組與兩組之疊接組態特性比較圖(Pin=10 dBm)......................................30 圖 3-15 理想變壓器模型圖 .........................................................................................30 圖 3-16 輸出中間抽頭式變壓器阻抗轉換示意圖 .....................................................32 圖 3-17 輸出變壓器 3D 圖 ..........................................................................................33 圖 3-18 輸出變壓器模擬之主電感電感值及品質因素圖 .........................................34 圖 3-19 輸出變壓器模擬之副電感電感值及品質因素圖 .........................................34 圖 3-20 輸出變壓器模擬之耦合係數圖 .....................................................................35 圖 3-21 變壓器等效模型圖 .........................................................................................35 圖 3-22 輸出變壓器模擬之效率圖 .............................................................................38 圖 3-23 輸出變壓器模擬之插入損耗圖 .....................................................................38 圖 3-24 輸出變壓器模擬之相位差圖 .........................................................................38 圖 3-25 輸出變壓器模擬之振幅差圖 .........................................................................39 圖 3-26 輸出變壓器之負載拉移模擬圖 .....................................................................40 圖 3-27 輸出完整匹配網路之負載拉移模擬圖 .........................................................40 圖 3-28 X 頻段功率放大器輸出匹配網路架構圖 ......................................................41 圖 3-29 輸入中間抽頭式變壓器阻抗轉換示意圖 .....................................................42 圖 3-30 輸入變壓器 3D 圖 ..........................................................................................42 圖 3-31 輸入變壓器模擬之主電感電感值及品質因素圖 .........................................43 圖 3-32 輸入變壓器模擬之副電感電感值及品質因素圖 .........................................43 圖 3-33 輸入變壓器模擬之耦合係數圖 .....................................................................44 圖 3-34 輸入變壓器模擬之效率圖 .............................................................................44 圖 3-35 輸入變壓器模擬之插入損耗圖 .....................................................................45 圖 3-36 輸入變壓器之模擬阻抗圖 .............................................................................46 圖 3-37 加電容後輸入變壓器之模擬阻抗圖 .............................................................46 圖 3-38 X 頻段功率放大器輸入匹配網路架構圖 ......................................................47 圖 3-39 旁路電路設計圖 .............................................................................................48 XII.

(14) 圖 3-40 偏壓電路之阻抗圖 .........................................................................................48 圖 3-41 偏壓電路之史密斯圖 .....................................................................................49 圖 3-42 偏壓電路之隔離度圖 .....................................................................................49 圖 3-43 X 頻帶功率放大器整體電路架構圖 ..............................................................50 圖 3-44 X 頻帶功率放大器模擬之 S 參數結果..........................................................51 圖 3-45 將所有變壓器與電容之電磁模擬代入電路之負載拉移模擬結果 .............52 圖 3-46 X 頻帶功率放大器模擬之功率特性結果 ......................................................52 圖 3-47 X 頻帶功率放大器模擬之動態電流模擬結果 ..............................................53 圖 3-48 X 頻帶功率放大器晶片佈局圖 ......................................................................53 圖 3-49 X 頻帶功率放大器晶片微影圖 ......................................................................54 圖 3-50 X 頻帶功率放大器量測與模擬之 S 參數比較圖..........................................55 圖 3-51 X 頻帶功率放大器量測與模擬之功率特性圖 ..............................................56 圖 3-52 X 頻帶功率放大器量測與模擬之動態電流比較圖 ......................................56 圖 3-53 X 頻帶功率放大器對應量測與模擬輸出功率之動態電流圖 ......................57 圖 3-54 X 頻帶功率放大器對應頻率之Psat及OP1dB圖 ...........................................57 圖 3-55 X 頻帶功率放大器量測與模擬之 S 參數比較圖..........................................58 圖 3-56 X 頻帶功率放大器量測與模擬之功率特性圖 ..............................................58 圖 3-57 修正溫度後之串聯結合變壓器功率放大器之 S 參數比較圖 ....................61 圖 3-58 修正溫度後之串聯結合變壓器功率放大器之功率特性比較圖 .................61 圖 3-59 修正溫度後之串聯結合變壓器功率放大器之動態電流比較圖 .................62 圖 3-60 原始與調整後之輸入變壓器 3D 圖 ..............................................................62 圖 3-61 原始與調整後之輸入變壓器效率圖 .............................................................63 圖 3-62 原始與調整後之輸入變壓器插入損耗圖 .....................................................63 圖 3-63 原始與調整後之 S 參數比較圖 ....................................................................64 圖 3-64 插入損耗比較圖 .............................................................................................64 圖 4-1. 1:n 串聯結合變壓器功率放大器示意圖.......................................................69 XIII.

(15) 圖 4-2. 輸出串聯結合變壓器阻抗轉換示意圖 .........................................................70. 圖 4-3. 輸出串聯結合變壓器 3D 圖 ..........................................................................70. 圖 4-4. 輸出串聯結合變壓器模擬之主電感電感值及品質因素圖 .........................71. 圖 4-5. 輸出串聯結合變壓器模擬之副電感電感值及品質因素圖 .........................72. 圖 4-6. 輸出串聯結合變壓器模擬之耦合係數圖 .....................................................72. 圖 4-7. 串聯結合變壓器示意圖 .................................................................................74. 圖 4-8. 輸出串聯結合變壓器模擬之效率圖 .............................................................74. 圖 4-9. 輸出串聯結合變壓器模擬之插入損耗圖 .....................................................75. 圖 4-10 輸出串聯結合變壓器模擬之相位圖 .............................................................75 圖 4-11 輸出串聯結合變壓器模擬之相位差圖 .........................................................76 圖 4-12 輸出串聯結合變壓器模擬之振幅差圖 .........................................................76 圖 4-13 輸出變壓器之負載拉移模擬圖 .....................................................................78 圖 4-14 輸出完整匹配網路之負載拉移模擬圖 .........................................................78 圖 4-15 輸出變壓器 3D 圖 ..........................................................................................79 圖 4-16 串聯結合變壓器輸出匹配網路架構圖 .........................................................79 圖 4-17 輸入變壓器 3D 圖 ..........................................................................................80 圖 4-18 輸入匹配網路 3D 圖 ......................................................................................81 圖 4-19 串聯結合變壓器功率放大器輸入匹配網路架構圖 .....................................81 圖 4-20 輸入變壓器模擬之主電感電感值及品質因素圖 .........................................82 圖 4-21 輸入變壓器模擬之副電感電感值及品質因素圖 .........................................83 圖 4-22 輸入變壓器模擬之耦合係數圖 .....................................................................83 圖 4-23 輸入變壓器模擬之效率圖 .............................................................................84 圖 4-24 輸入變壓器模擬之插入損耗圖 .....................................................................84 圖 4-25 串聯結合變壓器功率放大器整體電路架構圖 .............................................85 圖 4-26 串聯結合變壓器功率放大器模擬之 S 參數結果 ........................................87 圖 4-27 將所有變壓器與電容之電磁模擬代入電路之負載拉移模擬結果 .............87 XIV.

(16) 圖 4-28 串聯結合變壓器功率放大器模擬之功率特性結果 .....................................88 圖 4-29 串聯結合變壓器功率放大器模擬之動態電流模擬結果 .............................88 圖 4-30 串聯結合變壓器功率放大器晶片佈局圖 .....................................................89 圖 4-31 串聯結合變壓器功率放大器晶片微影圖 .....................................................89 圖 4-32 串聯結合變壓器功率放大器之印刷電路板圖 .............................................91 圖 4-33 串聯結合變壓器功率放大器晶片圖 .............................................................92 圖 4-34 串聯結合變壓器功率放大器量測之 S 參數圖 ............................................92 圖 4-35. 9.27 GHz 振盪訊號圖 ..................................................................................93. 圖 4-36 串聯結合變壓器功率放大器量測與模擬之 S 參數比較圖 ........................93 圖 4-37 串聯結合變壓器功率放大器量測與模擬之功率特性圖 .............................94 圖 4-38 串聯結合變壓器功率放大器量測與模擬之 S 參數比較圖 ........................94 圖 4-39 串聯結合變壓器功率放大器量測與模擬之功率特性圖 .............................95 圖 4-40 串聯結合變壓器功率放大器量測與模擬之動態電流比較圖 .....................95 圖 4-41 串聯結合變壓器功率放大器量測與模擬輸出功率之動態電流圖 .............96 圖 4-42 串聯結合變壓器功率放大器對應頻率之Psat及OP1dB圖 ..........................96 圖 4-43 串聯結合變壓器功率放大器量測與模擬之 S 參數比較圖 ........................97 圖 4-44 串聯結合變壓器功率放大器量測與模擬之功率特性圖 .............................97 圖 4-45 修正溫度後之串聯結合變壓器功率放大器之 S 參數比較圖 ..................100 圖 4-46 修正溫度後之串聯結合變壓器功率放大器之功率特性比較圖 ...............100 圖 4-47 修正溫度後之串聯結合變壓器功率放大器之動態電流比較圖 ...............101 圖 4-48 插入損耗比較圖 ...........................................................................................101 圖 5-1. 並聯合成變壓器之架構圖與 3D 圖 ............................................................104. 圖 5-2. 基於變壓器之電流合成示意圖 ...................................................................106. 圖 5-3. 電流合成變壓器功率放大器輸出匹配網路 3D 圖 ....................................107. 圖 5-4. 輸出匹配網路之路徑軌跡圖 .......................................................................107. 圖 5-5. 輸出變壓器之效率圖 ...................................................................................108 XV.

(17) 圖 5-6. 輸出傳輸線 & 匹配網路之效率圖 ............................................................ 112. 圖 5-7. 整體輸出電流合成變壓器之效率圖 ...........................................................108. 圖 5-8. 輸出匹配網路之插入損耗圖 .......................................................................109. 圖 5-9. 輸出電流合成變壓器模擬之相位圖 ...........................................................109. 圖 5-10 輸出電流合成變壓器模擬之相位差圖 ....................................................... 110 圖 5-11 輸出電流合成變壓器模擬之振幅差圖 ....................................................... 110 圖 5-12 電流合成變壓器功率放大器輸出匹配網路架構圖 ................................... 110 圖 5-13 輸入變壓器 3D 圖 ........................................................................................ 113 圖 5-14 輸入匹配網路 3D 圖 .................................................................................... 114 圖 5-15 電流合成變壓器功率放大器輸入匹配網路架構圖 ................................... 114 圖 5-16 電流合成變壓器功率放大器整體電路架構圖 ........................................... 115 圖 5-17 電流合成變壓器功率放大器模擬之 S 參數結果 ...................................... 116 圖 5-18 將所有匹配代入整體電路之負載拉移模擬結果 ....................................... 117 圖 5-19 電流合成變壓器功率放大器模擬之功率特性結果 ................................... 117 圖 5-20 電流合成變壓器功率放大器模擬之動態電流模擬結果 ........................... 118 圖 5-21 電流合成變壓器功率放大器晶片佈局圖 ................................................... 118 圖 5-22 電流合成變壓器功率放大器晶片微影圖 ................................................... 119 圖 5-23 電流合成變壓器功率放大器量測與模擬之 S 參數比較圖 ......................121 圖 5-24 電流合成變壓器功率放大器量測與模擬之功率特性圖 ...........................121 圖 5-25 電流合成變壓器功率放大器量測與模擬之動態電流比較圖 ...................122 圖 5-26 電流合成變壓器功率放大器對應量測與模擬輸出功率之動態電流圖...122 圖 5-27 電流合成變壓器功率放大器對應頻率之Psat及OP1dB圖 ........................123 圖 5-28 電流合成變壓器功率放大器量測與模擬之 S 參數比較圖 ......................123 圖 5-29 電流合成變壓器功率放大器量測與模擬之功率特性圖 ...........................124 圖 5-30 修正溫度後之電流合成變壓器功率放大器之 S 參數比較圖 ..................126 圖 5-31 修正溫度後之電流合成變壓器功率放大器之功率特性比較圖 ...............126 XVI.

(18) 圖 5-32 修正溫度後之電流合成變壓器功率放大器之動態電流比較圖 ...............127 圖 5-33 SCT 與 CCT 之效率比較圖 ..........................................................................127 圖 5-34 SCT 與 CCT 之相位差比較圖 ......................................................................127 圖 5-35 SCT 與 CCT 之振幅差比較圖 ......................................................................127. XVII.

(19) XVIII.

(20) 表. 目. 錄. 表 1-1. 已發表之互補式金氧半功率放大器比較表 ...................................................3. 表 3-1. 組態特性比較表 .............................................................................................25. 表 3-2. 輸出變壓器特性表 .........................................................................................39. 表 3-3. 輸入變壓器特性表 .........................................................................................45. 表 3-4. X 頻帶功率放大器模擬與量測特性比較表 .................................................59. 表 3-5. X 頻帶功率放大器模擬與量測特性比較表 .................................................59. 表 3-6. 變壓器功率放大器與已發表論文比較表 .....................................................65. 表 4-1. 輸出串聯結合變壓器特性表 .........................................................................77. 表 4-2. 輸入變壓器特性表 .........................................................................................85. 表 4-3. X 頻帶功率放大器模擬與量測特性比較表 .................................................98. 表 4-4. X 頻帶功率放大器模擬與量測特性比較表 .................................................98. 表 4-5. 變壓器功率放大器與已發表論文比較表 ...................................................102. 表 5-1. 輸出匹配網路特性表 ................................................................................... 112. 表 5-2. 電流合成變壓器功率放大器模擬與量測特性比較表 ...............................124. 表 5-3. 電流合成變壓器功率放大器模擬與量測特性比較表 ...............................125. 表 5-4. 變壓器功率放大器與已發表論文比較表 ...................................................129. XIX.

(21) 第一章 緒論. 1.1 研究背景與動機 隨著無線通訊系統的發展,各種無線通訊的電子產品越來越普及化,也使人 們的生活更為便利。在無線通訊系統中,射頻收發模組是很重要的部份。現今的 行動通訊大約是操作在6 GHz以下的頻譜,但隨著市場需求日益漸增,6 GHz以下 的頻譜可能已經不敷使用,因此,現今行動通訊的使用頻段已逐漸往X頻段甚至 更高頻發展,X頻段操作的頻率範圍為8-12 GHz,主要是應用在衛星通訊與軍事 雷達方面。在射頻發射器系統中,功率放大器扮演著相當重要的角色。現今,功 率放大器的設計以砷化鎵製程(GaAs process)[1]為主,砷化鎵具有高頻、高效率、 低雜訊、低耗電等優點,更適合無線通訊對高效率和絕緣性及低接收噪音的需求, 因此奠定了砷化鎵功率放大器的主流地位。然而,此製程的成本較高,良率不佳, 且不易於系統整合。過去,雖然互補式金氧半製程(CMOS process)不佳,不適合 製作射頻電路,但是隨著近年來CMOS的進步,射頻電路大部份已經成功整合至 CMOS 製程當中,且具有低功率消耗、低成本、高整合度的優勢,以CMOS來實 現功率放大器已成為無線通訊系統一個值得研究的方向,因此,本論文所設計的 X頻段功率放大器皆採用CMOS製程來實現。. 1.2 文獻探討 在過去,由於砷化鎵(GaAs)有較高電子移動率,使其在高頻擁有較佳的電路 特性,且較高的崩潰電壓也可以有效地提升輸出功率,因此常用於射頻功率放大 1.

(22) 器的設計上,如[1],採兩級共源極架構,其輸出功率可達到40 dBm。近年來,由 於互補式金氧半製程(CMOS process)的進步,0.18 μm CMOS製程也有發表一些不 錯的電路特性,使得功率放大器逐漸地朝向這方面來設計及實現,如表1-1所示, 從文獻中可以發現X頻帶功率放大器使用的架構大部分為兩級串接組態或疊接組 態,才能提供足夠的增益。 由於製程的限制,單一功率元件(Power device)的輸出功率有限,為了提升輸 出功率,有許多功率結合技術相繼被提出,最簡易實現的方法為直接結合(Direct combining),如文獻[2],先將兩組疊接組態(Cascode configuration)並聯結合後, 再透過集總元件進行輸出匹配,藉此來達到功率結合。量測時達到23.8 dBm的飽 和輸出功率(Psat )在10 GHz,最高功率附加效率(PAE)為25.8 %,小訊號增益為14.5 dB,供應電壓為3.6 V。 變壓器功率合成技術有助於高輸出功率之功率放大器的實現,如文獻[5]設 計採用串聯結合變壓器(Series combining transformer, SCT)的技術將兩組功率放 大器的輸出電壓疊加,進而提升輸出功率,量測時達到24.5 dBm的飽和輸出功率 (Psat )在10 GHz,最高功率附加效率(PAE)為18 %,小訊號增益為25 dB,3 dB頻 寬為8.6-10.3 GHz,8-11 GHz的輸出功率皆大於21 dBm,供應電壓為3 V。 文獻[7]提出了一個使用45 nm互補式金氧半製程(45 nm CMOS process)的X 頻段功率放大器,採用堆疊疊接組態(Stacked cascade configuration)來克服CMOS 的低崩潰電壓,同時可以擁有較高的增益與最佳負載阻抗,使其有較高的輸出功 率與效率,並在整個頻帶有良好的線性特性。在12 GHz,供應電壓為4.8 V時,此 功率放大器之飽和輸出功率(Psat )為22.5 dBm,1 dB增益壓縮輸出功率(OP1dB )為 19.2 dBm,最高功率附加效率(PAE)為19.2 %。當供應電壓降至3.6 V時,PAE是25.7 %。. 2.

(23) 表 1-1 Ref. Tech.. Topology. [1]. GaAs. 2-stage CS. 0.18 μm [2]. 已發表之互補式金氧半功率放大器比較表 Freq. Gain. OP1dB. Psat. VDD. PAE. Area. (GHz). (dB). (dBm). (dBm). (V). (%). (𝐦𝐦𝟐 ). 7.5 - 12. 17.5. 38.2. 40. 8. 40. 8.8. 14.5. 17.6. 23.8. 3.6. 25.8. 0.47. 25.3. 20.2. 21.5. 3.6. 20.3. 0.63. 8.5-10. 29. 21. 23.5. 3.3. 19. 1.28. 8.6 - 10.3. 25. 22. 24.5. 3. 18. 1.2. 5.2-13. 17.5. 22.6. 25.2. 2.8. 21.6. 0.7. 9-15. 9. 17.2. 20.1. 3.6. 25.7. 0.22. Cascode, 7-12 power. CMOS. (10) combining. 0.18 μm. Push-pull with. 6.5-13. CMOS. transformer. (9.5). 0.18 μm. Push-pull and. CMOS. transformer. [3]. [4] 2-stage 0.18 μm. cascode,. CMOS. transformer. [5] combining 90 nm [6]. Push-pull with transformer. CMOS and inducotr 45 nm. Stacked. CMOS. cascode. [7]. 1.3 研究成果 本論文針對 X 頻段的功率放大器進行研究,採用不同的功率合成技術,使用 標準的 0.18 μm 1P6M 互補式金氧半製程下線,其所有電路皆已完成模擬並由量 測結果得到驗證。 第一個電路為變壓器功率合成技術之 X 頻段功率放大器,藉由變壓器來達到 功率結合,並且同時達到輸入與輸出阻抗轉換的匹配。量測增益(S21 )為 14.19 dB, 飽和輸出功率(Psat )為 24.74 dBm,1 dB 增益壓縮輸出功率(OP1dB )為 16.63 dBm, 最高功率附加效率(PAE)為 19.9 %。 第二個電路為串聯結合變壓器功率合成技術之 X 頻段功率放大器,為了達到 3.

(24) 更高的輸出功率,在此利用串聯結合變壓器堆疊每一功率元件的電壓,進而抬高 整體的輸出電壓及功率。量測增益(S21 )為 13.08 dB,飽和輸出功率(Psat )為 26.39 dBm,1 dB 增益壓縮輸出功率(OP1dB )為 18.95 dBm,最高功率附加效率(PAE)為 12.6 %。 第三個電路為基於變壓器之電流合成技術之 X 頻段功率放大器,採用傳統的 集總元件(Lumped-element)實現匹配網路,進而將兩個功率放大器(PA)結合來達到 功率合成。量測增益(S21 )為 13.4 dB,飽和輸出功率(Psat )為 27.3 dBm,1 dB 增益 壓縮輸出功率(OP1dB )為 23.84 dBm,最高功率附加效率(PAE)為 19 %。 本論文分別透過變壓器、串聯結合變壓器以及電流合成變壓器成功將功率元 件之輸出功率結合,提升輸出功率,進而在 X 頻段以有限的面積達到半瓦之輸出 功率,同時比較 SCT 與 CCT 之電路特性,可看出在相同的功率元件下,電流合 成變壓器將有較好的輸出功率與效率。. 1.4 論文架構 本論文總共分為六個章節,針對功率放大器進行電路晶片設計與實現,晶片 使用標準 0.18 μm CMOS 製程,並透過國家晶片中心(CIC)協助所有晶片的下線。 如圖 1-2,本論文第一章為緒論,介紹 X 頻段的背景與實現互補式金氧半功 率放大器的動機,並針對功率放大器的設計文獻作探討,第二章為介紹設計功率 放大器時該考量的重要參數,以及不同偏壓選擇下的功率放大器種類。第三到五 章為本論文三個電路設計與實現,分別利用變壓器、串聯結合變壓器之功率合成、 基於變壓器之電流合成技術來設計 X 頻段功率放大器。第六章為結論,探討本論 文三顆電路的量測結果與進行總結。. 4.

(25) 第一章 緒論. 第二章 功率放大器基本介紹. 第三章 使用變壓器功率合成技術之X頻段功率放大器設計. 第四章. 第五章. 使用串聯結合變壓器功率合成技術之X頻段功率放大器設計. 基於變壓器的電流合成技術之X頻段功率放大器設計. 第六章 結論. 圖 1-1. 論文架構圖. 5.

(26) 6.

(27) 第二章 功率放大器基本介紹. 本章將先介紹功率放大器在無線通訊發射器中的應用以及設計功率放大器 時需考量的重要參數,包含功率(Power)、效率(Efficiency)及線性度(Linearity),最 後則會分析不同偏壓狀態選擇下功率放大器的種類。. 2.1 概述 功率放大器(Power amplifier)簡稱為 PA,是無線通訊發射器中是一個相當重 要的元件,通常設計於混頻器(Mixer)與天線(Antenna)之間,如圖 2-1 所示。其主 要的功能在於將從混頻器輸出的訊號放大,傳遞一個有特定線性度的放大訊號給 天線,以確保接收端能夠準確接收訊號無誤,因此線性度(Linearity)必須被考慮。 功率放大器同時也是整體發射器系統中功率消耗最大的元件,因此其效率好壞將 決定整體收發器系統的效率,故效率(Efficiency)也必須被考量。. RF. IF. Modulator. IF Band -pass Filter. Antenna RF Band -pass Filter. Mixer. Data. LO Local Oscillator. 圖 2-1. 無線通訊發射器架構圖. 7. PA.

(28) 2.2 功率放大器之重要參數設計 [8]-[10] 功率放大器是無線通訊發射器一個相當重要的元件,一個設計良好的功率放 大器,需要考慮到增益、功率、效率與線性度,本節將介紹一些相關重要參數。. 2.2.1 功率(Power) A.. 1-dB 增益壓縮點( 1-dB compression point ) 當放大器隨著輸入功率的增加,輸出的功率會逐漸增加至飽和。由於放大器. 為非線性元件,雖然放大器在小訊號操作下增益為線性的,但是隨著輸入訊號功 率的增加,會使得放大器增益被壓縮,故須定義放大器的線性範圍,當放大器的 增益比線性增益小 1 dB 時,此點稱為 1-dB 增益壓縮點(1-dB compression point), 而此時的輸入功率為IP1dB ,輸出功率稱為OP1dB 。 B.. 飽和功率(Saturation power) 當輸出功率趨近於飽和時,此時的輸出功率即定義為飽和輸出功率(Psat ),如. 圖 2-2 所示。. Pout (dBm). Psat. OP1dB 1dB. Gain. IP1dB 圖 2-2. 1-dB 增益壓縮點及飽和功率示意圖 8.

(29) 2.2.2 效率(Efficiency) 效率是將輸入的直流功率轉換成輸出RF信號的功率之轉換率。理想上功率放 大器將輸入的直流功率完全轉換成輸出的交流信號功率,但實際上在轉換的過程 中會有功率損耗的問題。對於設計功率放大器來說,常常需要在效率和線性度之 間做出取捨,但是當效率增加時,則線性度會下降,反之亦然,因此在設計放大 器時需視系統的規格而在兩者之間做一個取捨。基本上,放大器的效率有三種定 義,分別如下所示。Pout 為輸出功率,Pin 為輸入功率,PDC 為直流消耗功率。 A. 汲極效率(Drain efficiency, η) 汲極效率的定義為輸出功率與直流消耗功率(DC power consumption, PDC )的 比值,如式(2-1)。 Pout. ηD =. PDC. (2-1). B. 功率附加效率(Power-added-efficiency, PAE) 功率附加效率的定義為功率增益(power gain)與直流消耗功率的比例,如式 (2-2)。 PAE =. Pout -Pin PDC. (2-2). C. 整體效率(Total Efficiency, ηT ) 整體效率的定義為輸出功率與直流消耗功率加上輸入功率的比例,如式 (2-3)。 ηT =. Pout PDC+Pin. (2-3). 2.2.3 線性度(Linearity) 功率放大器通常長時間操作於大訊號,非線性效應將會造成輸出訊號的失真, 使得發射器無法傳輸正確的訊號,故線性度對於功率放大器是相當重要的指標。 9.

(30) A. 振幅調變特性(AM-AM characteristic) 振幅調變特性描述著輸出訊號振幅與輸入訊號振幅之間的關係。在一個線性 系統中,輸出訊號振幅與輸入訊號振幅的比例會為一個常數,但是在非線性系統 中便非如此,為了簡化非線性系統的行為,我們假定一個無記憶與非時變的數學 模型,並使用三階的冪級數來表示此非線性系統,如式(2-4)所示。 y(t) ≈ k1 ∙x(t)+k2 ∙x2 (t)+k3 ∙x3 (t). (2-4). y(t)為輸出訊號,x(t)為輸入訊號,ki 代表各冪次的係數。 當輸入一個弦波訊號 x(t) = A cos ωt. (2-5). 將式(2-5)代入式(2-4)後,輸出訊號為 y(t) = k1 Acos ωt+k2 A2 cos2 ωt+k3 A3 cos3 ωt. (2-6). 整理後可得到 y(t) = k1 Acos ωt+ =. k2 A2 2. k2 A2 2. + (k1 A+. (1+cos 2ωt)+. 3k3 A3 4. ) cos ωt+. k3 A3 4. k2 A2 2. (3cos ωt+cos 3ωt). cos 2ωt+. k3 A3 4. cos 3ωt. (2-7). 從式(2-7),定義基頻(fundamental, ω)增益為輸出訊號之基頻項係數除以輸入訊號 之係數,表示如下 3. Gain=. 3k A (k1 A+ 3 ) 4. A. =k1 +. 3k3 A2 4. (2-8). 從式(2-8)得知,當訊號較小時,A2 很小可忽略,增益由係數k1 決定,增益是線性 的;當訊號越來越大時,A2 會大到難以被忽略,而係數k3 通常是負值,故增益被 壓縮。 B. 相位調變特性(AM-PM characteristic) 相位的非線性也會造成輸出訊號的失真。當輸出功率較小時,相位偏移為一 個常數,但輸出功率變大時,相位位移會以函數的形式變化。 10.

(31) C. 三階交互調變失真(3rd Intermodulation distortion, IMD3) 當輸入雙頻(two-tone)訊號時,由於放大器的非線性效應,輸出訊號會產 生高次諧波項,這種現象稱為交互調變(intermodulation, IM),輸入雙頻訊號 為 x(t) = A1 cos(ω1 t)+A2 cos(ω2 t). (2.9). 將式(2.9) 代入式(2.4)可得式(2.10) y(t) = k1 (A1 cos ω1 t +A2 cos ω2 t)+k2 (A1 cos ω1 t +A2 cos ω2 t)2 +k3 (A1 cos ω1 t +A2 cos ω2 t )3. (2.10). 展開式(2-10),得到以下交互調變 ω=ω1 ±ω2 :k1 A1 A2 cos(ω1 +ω2 ) t+k2 A1 A2 cos(ω1 -ω2 ) t ω=2ω1 ±ω2 : ω=2ω2 ±ω1 :. 3k3 A21 A2 4 3k3 A1 A22 4. cos(2ω1 +ω2 ) t+ cos(2ω2 +ω1 ) t+. 3k3 A21 A2 4 3k3 A1 A22 4. (2-11). cos(2ω1 -ω2 ) t. (2-12). cos(2ω2 -ω1 ) t. (2-13). 其基頻為 3 3 ω=ω1 ,ω2 :(k1 A1 + k3 A31 + k3 A1 A22 )cos ω1 t 4 2 3. 3. 4. 2. +(k1 A2 + k3 A32 + k3 A2 A21 )cos ω2 t. (2-14). 由上式可知,放大器的輸出訊號會產生非常多的高次諧波項。如圖 2-3 所示, 2ω1 ±ω2 、2ω2 ±ω1 為三階交互調變項,從頻譜可知,三階交互調變項的訊號非常 接近基頻訊號ω1 與ω2,不容易用濾波器濾除,因此對基頻訊號造成干擾,造成訊 號的失真。. ω1. ω2. Nonlinear component. 圖 2-3. ω2-ω1. 2ω1-ω2. 輸入與輸出頻譜圖 11. ω1. ω2. 2ω2-ω1. ω2+ω1.

(32) 圖 2-4 為基頻訊號與三階交互調變訊號的輸入功率與輸出功率的作圖, 基頻訊號的輸入與輸出功率的曲線斜率為 1,而三階調變訊號的輸入與輸出 功率的曲線斜率為 3,將這兩條曲線線性延伸,最後兩條線的交點為三階截 斷點(IP3),此時的輸入功率為IIP3,輸出功率為OIP3。通常IP3 的功率比P1dB 大 10 dB 左右,如式(2-15) IP3(dBm)=P1dB (dBm)+10dBm. (2-15). Pout (dBm) IP3. OIP3. ω1. Psat. 1 3. 1. 2ω1 -ω2. 1. IIP3. Pin (dBm). 圖 2-4 三階互調截點示意圖 D. 鄰近通道功率比(Adjacent channel power ratio, ACPR) 訊號經由功率放大器放大後,除了會造成訊號本身的失真,還會對鄰近頻帶 產生干擾。鄰近通道功率比為鄰近頻帶(adjacent frequency channel)之功率與我們 所需要之頻帶(desired channel)功率的比值,為評估一系統功率干擾到鄰近頻帶功 率的程度指標,可表示如下 ACPRT =. PLA +PUA Po. ω. =. ω. ∫ω L2 So (ω)dω+ ∫ω U2 So (ω)dω L1. ω. U1. ∫ω M2 So (ω)dω. (2-16). M1. Po 為所需頻道之功率,PUA 和PLA 分別為高於(upper)與低於(lower)所需頻道之功率, 如圖 2-5 所示。若考慮高於所需頻道之鄰近通道功率比(ACPRU )或低於所需頻道 之鄰近通道功率比(ACPRL )時,分別表示如下. 12.

(33) ACPRU = ACPRL =. PUA Po PUA Po. ω. = =. ∫ω U2 So (ω)dω U1 ω. (2-17). ∫ω M2 So (ω)dω M1 ω ∫ω L2 So (ω)dω L1 ω ∫ω M2 So (ω)dω M1. (2-18). Power PLA. ωL. P0. ωL ωM. 1. 2. 1. PUA. ωM ωU 2. 1. ωU. ω. 2. 圖 2-5 鄰近通道之功率頻譜示意圖 E. 誤差向量振幅(Error vector magnitude, EVM) 調變訊號(modulated signal)經由發射器發射或接收器接收都會有理想位置的 星座點(constellation point),但由於訊號調變不完美或是系統非線性的因素,造成 星座點偏移的現象,因此定義誤差向量振幅(Error vector magnitude, EVM)為量測 實際訊號與理想訊號在星座圖上之間的誤差,來決定輸出訊號的品質,如圖 3-7 所示。. Q Error Vector Measured Signal. θ. Ideal Signal. I 圖 2-6 誤差向量振幅示意圖 13.

(34) 2.3 功率放大器種類 放大器可分為線性與非線性放大器兩大類,線性放大器又稱為放大模式功率 放大器(Amplification Mode Amplifiers),在各種不同的偏壓點下,包含了 A 類、B 類、C 類及 AB 類,而非線性放大器又稱為切換模式功率放大器(Switch Mode Amplifiers),則是包含 D 類、E 類、F 類等。放大模式功率放大器其輸入與輸出 訊號為線性,且電晶體可視為電流源(Current Source),而切換模式功率放大器則 可視為開關。. 2.3.1 A 類(Class A)功率放大器 A類功率放大器是將電晶體靜態偏壓點操作在飽和區,使電晶體都維持在導 通的狀態,故導通角度α為360°,如圖2-7所示,優點為電晶體提供一個良好的線 性轉導值(gm),使得輸出訊號失真程度降至最小,但由於電晶體持續保持在導通 的狀態,使得功率消耗較大,因此效率較低。理想上,A類功率放大器的最高效 率僅可達到50 %。. 14.

(35) Vg Vmax Quiescent VQ bias point. ωt. Vth. Id Imax Quiescent IQ current 0. 圖 2-7. ωt. π. A 類功率放大器之導通角度電壓電流波形圖. 2.3.2 B 類(Class B)功率放大器 B類功率放大器靜態偏壓點在Vgs =Vth ,如圖2-8為B類功率放大器之導通角度 電壓電流波形圖,正半週時電晶體導通,負半週時電晶體則截止,導通角度α為 180°,因此可降低功率消耗,理想上效率可達78.5 %。但由於導通角為半個週期 的關係,使得線性度較不佳,所以常見的B類功率放大器以推挽式(Push-pull)為主, 藉由兩個半週導通的B類功率放大器,使得輸出波形結合為一弦波,同時在輸出 端可以得到兩倍的輸出功率。. 15.

(36) Vg Vmax. Quiescent VQ=Vth bias point. ωt. Id Imax. Quiescent current. 圖 2-8. IQ=0. π. ωt 2π. B 類功率放大器之導通角度電壓電流波形圖. 2.3.3 AB 類(Class AB)功率放大器 圖 2-9 為 AB 類功率放大器之導通角度電壓電流波形圖,AB 類功率放大器靜 態偏壓點介於 A 類與 B 類功率放大器之間,因此,線性度與效率的結果也介於 A 類和 B 類功率放大器之間,導通角度 α 為 180°至 360°,理想上效率介於 50 %至 78.5 %之間。. 16.

(37) Vg Vmax. Quiescent VQ bias point Vth. ωt. Id Imax. Quiescent current IQ 0. π. ωt 2π. 圖 2-9 AB 類功率放大器之導通角度電壓電流波形圖. 2.3.4 C 類(Class C)功率放大器 C類功率放大器電晶體的靜態偏壓點為Vgs < Vth ,導通角度α低於180°,使得 整體線性度較差,如圖2-10所示,因此輸出波形會遭到嚴重的失真,所以輸出訊 號會受到嚴重的失真。由於電晶體導通的時間較A類與B類功率放大器少了許多, 使得功率消耗較小,使得效率提升,理想上,效率最高可達到100 %。. 17.

(38) Vg Vmax. ωt. Vth Quiescent VQ bias point. Id Imax. Quiescent current IQ=0. 圖 2-10. π. ωt 2π. C 類功率放大器之導通角度電壓電流波形圖. 18.

(39) 第三章 使用變壓器功率合成技術之 X 頻段功率放大器設計. 本章將介紹利用變壓器功率合成(Transformer power combining)技術的 X 頻段 功率放大器,為了達到較高的輸出功率,藉由變壓器來達到功率結合,本晶片使 用標準 0.18 μm CMOS 製程模擬驗證並實現,在 10 GHz,Vgs 為 1.0 V,VDD 為 3.6 V,ID 為 333 mA 時,量測增益(S21 )為 14.189 dB,輸出飽和功率(Psat)為 24.74 dBm, 1 dB 增益壓縮輸出功率(OP1dB )為 16.63 dBm,最大功率附加效率(PAE)為 19.9 %; Vgs 為 1.0 V,VDD 為 3.3 V,ID 為 340 mA 時,量測增益(S21 )為 13.76 dB,輸出飽 和功率(Psat)為 23.88 dBm,1 dB 增益壓縮輸出功率(OP1dB )為 14.2 dBm,最大功率 附加效率(PAE)為 15.27 %,晶片佈局面積為 0.91 mm × 0.625 mm。. 3.1 簡介 隨著互補式金氧半製程技術越來越先進,電晶體的單一增益頻率(FT )越來越 高,使得射頻積體電路(RFIC)進步的速度飛快。但隨著閘極長度越來越小,供應 電壓與崩潰電壓也越來越低,進而限制了電壓的擺幅,降低了單顆電晶體的輸出 功率,對於設計功率放大器來說,是相當大的挑戰。在 CMOS 製程下,單一功率 元件(Power device)所能提供的輸出功率有限,因此在電路的設計上勢必得結合輸 出功率以提高整體輸出功率,最簡單的做法便是將功率元件直接並聯(Direct combined)[11]。當功率元件直接並聯時,雖然能使輸出功率增加,但相對的最佳 輸出阻抗(Zopt )會越來越小,使得輸出匹配網路從低阻抗匹配到 50 Ω 需要相當大 的阻抗轉換,會使得損耗增加。如圖 3-1,以疊接組態為例,(A)為使用集總元件 當作匹配網路,而(B)為使用變壓器。可看出圖(B)透過變壓器在進行差動轉單端 (Differential-to-single-ended)的轉換時,可達到兩組疊接組態的功率合成,同時, 亦可透過本身阻抗轉換的特性來實現輸入與輸出的匹配網路,且由於差動訊號操 19.

(40) 作時之虛接地(Virtual ground)可更容易的實現射頻接地,並減少旁路電容的使用, 同時直流偏壓透過變壓器的中間抽頭(Center tap)直接餵進功率放大器單元(PA unit)中,減化直流偏壓電路的設計,因此,使用變壓器可減少射頻阻扼線圈(RF chokes)及直流阻斷器(DC blocks)的使用。最後,經由兩條金屬線纏繞而成的變壓 器能有效的節省晶片面積,亦有利於矽基電路的積體化。近年來,利用變壓器 (Transformer)[11]-[15]耦合方式將能量結合的技術越來越廣泛應用在功率放大器 的設計上。 POUT. VDD. LC Matching Network. VDD POUT. (a). (b). 圖 3-1 LC 匹配網路與變壓器匹配網路比較圖. 3.2 變壓器功率合成技術之 X 頻段功率放大器設計. 3.2.1 偏壓分析與選擇 在功率放大器設計中,偏壓點的選擇決定了放大器的種類。傳統上 A 類(Class A)放大器有最高的線性度和最大的增益,但效率卻較不佳,而 B 類(Class B)放大 器有著不錯的效率,但相較於 A 類放大器,其線性度和增益都較差。若想要維持 不錯的功率增益及效率,則可選在 AB 類(Class AB)的偏壓區間。在標準的 0.18 μm 20.

(41) CMOS 製程中,單顆電晶體的汲極電壓在系統給定與崩潰電壓(Breakdown voltage) 考量下為 1.8 V,對於共源極組態(Common source configuration)來說,接著要選擇 Vgs,圖 3-2 為操作頻率在 10.5 GHz 時模擬之汲極電流(Drain current, Id )及最大可 用增益(Maximum available gain)圖,可觀察到Vgs 為 1.1 V 時有著最大可用增益, 此時為 A 類偏壓點。圖 3-3 為操作頻率在 10.5 GHz 時共源極組態之 DC I-V curves 圖,可觀察到Vgs 等於 1.1 V 時,R load 為 10 Ω,此時將有最大的電壓擺幅。由於 AB 類偏壓點比 A 類偏壓點有較好的效率,因此,此電路設計中所選擇的Vgs 為 1.0 V。. 14. 300. 250. 10 200 8 150 6 100 4 50. 2 Maximum Available Gain Id. 0 0.0. 0.2. 0.4. 0.6. 0.8. 1.0. 1.2. 1.4. 1.6. 0 1.8. Vgs (V). 圖 3-2 共源極組態之汲極電流及最大可用增益曲線圖. 21. Id (mA). Maximum Available Gain (dB). 12.

(42) 0.5. 0.4. VGS = 0. VGS = 0.2. VGS = 0.8. VGS = 1.0. VGS = 1.6. VGS = 1.8. VGS = 0.4. VGS = 0.6. VGS = 1.2. VGS = 1.4. Load line IDS (A). 0.3. 0.2. 0.1. 0.0 0.0. 0.6. 1.2. 1.8. 2.4. 3.0. 3.6. VDS (V). 圖 3-3 共源極組態之 DC I-V curves 圖. 3.2.2 電晶體元件尺寸分析及選擇 放大器是將輸入訊號放大的元件,故電晶體必須操作於飽和區(Saturation region),飽和區電流及電晶體轉導(gm )公式分別列於(3-1)式及(3-2)式 1. W. 2. L. 2. ID = μn Cox (Vgs -Vth ) gm =. 𝜕𝐼𝐷 𝜕𝑉𝑔𝑠. W. =μn Cox (Vgs -Vth ) L. (3-1) (3-2). 電壓固定的情況下,要提升輸出功率,便要加大電流。由(3-2)式,我們可以 得知當閘極長度越小,轉導越大,增益也會越高,因此閘極長度選擇在 0.18 μm CMOS 製程下最小長度為 0.18 μm,且在系統的給定下,VDD 為 1.8 V。製程廠所 提供的 0.18 μm CMOS PDK(Process Design Kit )之 NMOS_RF 之最大閘極寬度為 8 μm,指叉數為 64,由於要讓電流加大,於是我們選擇較大的電晶體尺寸。但電 晶體尺寸也不能無限制加大,較大的尺寸在高頻的頻率響應較差,伴隨著最大可 22.

(43) 用增益(Maximum Available Gain,MAG)較低,電流變大,也使得R opt 變小,使得從 低阻抗匹配到 50 Ω 需要相當大的阻抗轉換。為了要維持足夠的最大可用增益, 於是我們分別去模擬不同閘極寬度與指叉數的最大可用增益曲線圖(Maximum Available Gain),如圖 3-4,從圖中可看到閘極寬度為 8 μm時之轉折點與其他寬度 相比之下頻率雖較低,但此電路設計之頻率與其轉折點還有著相當大的頻率範圍, 且在 10.5 GHz 時,閘極寬度為 8 μm有著最大可用增益,如圖 3-5,從圖中可看到 不同指叉數在 10.5 GHz 的最大可用增益是差不多的,因此最後選定閘極長度為 0.18 μm、閘極寬度為 8 μm及指叉數為 64 作為此電路設計之電晶體尺寸。. 35. Width : 2 Width : 4 Width : 6 Width : 8. Maximum Available Gain (dB). 30 25 20 15 10 5 0 0. 5. 10. 15. 20. 25. Freq. (GHz). 圖 3-4 共源極組態在不同寬度之最大可用增益曲線圖. 23. 30.

(44) 35. Number of finger : 16 Number of finger : 32 Number of finger : 48 Number of finger : 64. Maximum Available Gain (dB). 30 25 20 15 10 5 0 0. 5. 10. 15. 20. 25. 30. Freq. (GHz). 圖 3-5 共源極組態在不同指叉數之最大可用增益曲線圖. 3.2.3 功率放大器組態選擇 在射頻功率放大器的設計上,共源極組態(Common source configuration)和疊 接組態(Cascode configuration)常常被使用,為了比較兩種組態的優缺點,我們對 這兩種組態進行分析,電路圖分別為圖 3-6 及圖 3-7,並使用負載拉移(Load-Pull) 及源拉移(Source-Pull)模擬。首先,使用負載拉移找出輸出端之最大輸出功率時的 輸出阻抗匹配點(Zopt ),當輸入功率為 20 dBm,輸入端阻抗預先值為系統設定 10+j0 Ω,可求得輸出端Zopt ,再將輸出端Zopt 代入源拉移模擬後,可找出輸入端 之最大輸出功率時的輸入阻抗匹配點。如此重覆代入後,輸出端與輸入端之最大 輸出功率時的阻抗匹配點會趨於收斂,如圖 3-8 至圖 3-11,模擬之共源極組態最 大輸出功率的輸出及輸入阻抗匹配點分別為 6.4+j1.9 Ω 及 10.8+j17.2 Ω,疊接組 態最大輸出功率的輸出及輸入阻抗匹配點分別為 13.05+j9.3 Ω 及 10.65+j17.5 Ω。 24.

(45) 接著,我們選擇相同的電晶體尺寸分別模擬兩者的增益與功率特性,Vg 皆為 1.0 V ,共源極與疊接組態之VDD 分別為 1.8 V 與 3.6 V,圖 3-12 為共源極組態與疊接組 之最大可用增益比較圖,從模擬可得知疊接組態的增益比共源極組態高了約 10 dB,由於疊接組態之VDD 比共源極組態高出了 1.8 V,因此輸出功率也較高,約高 了 2.5 dBm,如表 3-1,故選擇疊接組態的架構來進行此電路設計。. 表 3-1 組態特性比較表 Common source configuration L:0.18 μm W:8.0 μm. Device Size. Finger:64. Cascode configuration M1. M2. L:0.18 μm. L:0.18 μm. W:8.0 μm. W:8.0 μm. Finger:64. Finger:64. VDD (V). 1.8. 3.6. VGS (V). 1.0. 1.0. Output Power(dBm). 22.35 @10.5GHz. 24.85@10.5GHz. 𝐑 𝐨𝐩𝐭 (𝛀). 6.4 @10.5GHz. 13.05 @10.5GHz. MAG (dB). 13.552 @10.5GHz. 22.959 @10.5GHz. RF choke. VDD=1.8. 50 Ω. RFout. DC block. RF choke. RFin. DC block. 50 Ω Vg =1.0. 圖 3-6 共源極組態電路圖 25.

(46) DC block. RFout. M2 RF choke. DC block. RF choke. VDD=3.6. 50 Ω. Vg1 =2.8 RFin. DC block. RF choke. M1. 50 Ω. Vg =1.0 圖 3-7 疊接組態電路圖. Step size : 0.5 dBm. Power Contours. Zopt= 6.4+j1.9 Ω. Maximum Power Delivered : 22.35 dBm. Frequency (10.5GHz) 圖 3-8 共源極組態之負載拉移模擬圖(Pin=20 dBm) 26.

(47) Power Contours. Step size : 0.5 dBm. Z= 10.8+j17.2 Ω. Frequency (10.5GHz) 圖 3-9 共源極組態之源拉移模擬圖(Pin=20 dBm). Step size : 0.5 dBm Power Contours. Zopt= 13.05+j9.3 Ω. Maximum Power Delivered : 24.85 dBm. Frequency (10.5GHz) 圖 3-10 疊接組態之負載拉移模擬圖(Pin=20 dBm) 27.

(48) Power Contours. Step size : 0.5 dBm. Z= 10.65+j17.5 Ω. Frequency (10.5GHz) 圖 3-11 疊接組態之源拉移模擬圖(Pin=20 dBm). 50. CS Cascode. Maximum Avaliable Gain (dB). 45 40 35 30 25 20 15 10 5 0 0. 5. 10. 15. 20. 25. 30. Freq. (GHz). 圖 3-12 共源極組態與疊接組態之最大可用增益比較圖. 28.

(49) 由於製程廠提供之 PDK 元件大小的限制,若要提高輸出功率,直接並聯是 最簡易的方法。於是,我們比較一組疊接組態與兩組疊接組態的差別,從圖 3-13 可發現,輸入功率為 20 dBm 時,一組疊接組態的輸出功率為 24.85 dBm,Zopt 為 13.05+9.3,當並聯一次疊接組態時,輸出功率將高出約 3 dBm,但是阻抗會變成 原來的一半,圖 3-14 為輸入功率 10 dBm 之模擬。將電晶體直接並聯雖然能夠提 高輸出功率,但相對的最佳輸出功率阻抗點(Zopt )卻會降低,導致從低阻抗匹配到. M1. Power Contours. Power Contours. 系統輸出阻抗 50 Ω 的比例上升。. Maximum Power Delivered : 24.85 dBm Impedence M1 = 13.05 + j9.3). M1. Maximum Power Delivered : 27.3 dBm Impedence M1 = 6.2 + j4.75). Frequency (10.5GHz). Frequency (10.5GHz). (A). (B). 圖 3-13 一組與兩組之疊接組態特性比較圖(Pin=20 dBm). 29.

(50) Power Contours. Power Contours. M1 M1. Maximum Power Delivered : 23.39 dBm Impedence M1 = 16.55 + j11.65). Maximum Power Delivered : 23.79 dBm Impedence M1 = 9.25 + j8.9). Frequency (10.5GHz). Frequency (10.5GHz). (A). (B). 圖 3-14 一組與兩組之疊接組態特性比較圖(Pin=10 dBm). 3.2.4 變壓器原理 圖 3-15 為一理想變壓器,主要由兩個獨立的電感所組成,變壓器之磁通量由 主副線圈電流I1 、I2 相互影響所產生,以達到能量的傳遞。. I1. I2. 1:n. +. +. v1. Lp. −. Ls M. v2 −. 圖 3-15 理想變壓器模型圖. 而主副線圈電壓與電流的關係如式之(3-3): [. 𝑗𝜔𝐿𝑝 V1 ]= [ V2 𝑗𝜔𝑀. 𝑗𝜔𝑀 I1 ][ ] 𝑗𝜔𝐿𝑠 I2 30. (3-3).

(51) Lp 、 Ls 是 指 主 線 圈 與 副 線 圈 的 自 感 值 , M 為 主 線 圈 與 副 線 圈 的 互 感 (Mutual inductance)。由於變壓器是藉由耦合的方式將訊號傳遞出去,因此定義一個耦合 係數k(Coupling factor),如式之(3-4) k=. M. (3-4). √L p L s. 耦合係數k理想上介於0~1之間,k=0為未發生耦合,k=1為能量完全耦合。由於變 壓器在設計上會有一些金屬走線的損耗與寄生效應的影響,另外主副線圈的長度、 寬度與兩個線圈的間距也會影響到k值,使得設計之變壓器的耦合係數通常介於 0.3~0.9之間。 在電路設計中,變壓器可幫助我們進行阻抗的轉換,因此變壓器圈數比(Turn ratio)n亦為一重要參數,其定義如下: n=. V2 V1. =. I1 I2. =√. Ls. Lp. (3-5). 3.2.5 變壓器設計 A.. 輸出變壓器之設計 為了有最佳的功率輸出,輸出端採用功率匹配。由 ADS 的負載拉移模擬結. 果得知,功率元件(Power device)之最佳輸出功率阻抗(Zopt )會降至 7.3 Ω 左右。如 圖 3-16,圈數比 1:2 時,在差動輸入的情形下,變壓器可提供四倍的阻抗轉換, 可推算出功率放大器單元(PA unit)之最佳輸出功率阻抗(Zopt )為 12.5 Ω,得知功率 元件(Power device)之最佳輸出功率阻抗(Zopt )約為 6.25 Ω,與 7.3 Ω 相去不遠,於 是我們採用主、副電感之圈數比為 1:2 的變壓器來進行設計。理想上圈數比為 1:2 的變壓器在差動驅動的情況下可達到四倍的阻抗轉換,但變壓器並非理想,所以 實際上不會剛好達到四倍的阻抗轉換。由於電晶體為雙向元件,輸入與輸出端的 匹配會互相影響,因此最後設計完成的變壓器還會進行最的微調。圖 3-17 為輸出 變壓器 3D 圖,變壓器採用八邊形架構(Octagonal)以達到較高的品質因素,耦合 方式採用邊緣耦合(Edge-side couple)。主線圈Lp 為 31.

(52) Lp = Lp1 +Lp2. (3-6). 由於變壓器之主電感(Primary)需承載相當大的電流,因此採用雙主線圈的方式提 高電流乘載能力,線寬使用 16 μm,副電感(Secondary)線寬為 16 μm,線距為 2 μm,整體面積為 328 μm*283 μm。. Power device. P1 Zopt. 1:n +. LP1. C.T. AC short. Power device. 50 Ω. LS. PA unit -. S1. LP2. Zopt. P2. 圖 3-16 輸出中間抽頭式變壓器阻抗轉換示意圖. 32.

(53) S1. AC short. P1 P2 圖 3-17 輸出變壓器 3D 圖. 圖 3-18 與圖 3-19 分別為輸出變壓器模擬主副電感之電感值、品質因素圖, 圖 3-20 為輸出變壓器之耦合係數圖,在 10.5 GHz 時,主副電感的電感值分別為 0.465 nH 及 1.583 nH,品質因素分別為 7.93 與 5.69,耦合係數為 0.75,圈數比 (Turn ratio)為 1.447,如表 3-2。由於變壓器在約 14 GHz 時有共振點的出現,其 電感性已被電容性所取代,造成 k 超過 1 的現象。. 33.

(54) Lp Qp. 1.2 1.0. 12 10. 0.8 8. 0.6. Lp (nH). 6. 0.2 4. 0.0 -0.2. 2. Quality Factor. 0.4. -0.4 0. -0.6 -0.8 0. 5. 10. -2 20. 15. Freq. (GHz). 圖 3-18 輸出變壓器模擬之主電感電感值及品質因素圖. 6. 10 Ls Qs. 5. 8. 4 6 3. Ls (nH). 1. 2. 0. 0. -1 -2 -2 -4. -3 -4 0. 5. 10. 15. -6 20. Freq. (GHz). 圖 3-19 輸出變壓器模擬之副電感電感值及品質因素圖. 34. Quality Factor. 4. 2.

(55) 1.0. Coupling Factor. 0.9. Coupling Factor. 0.8. 0.7. 0.6. 0.5. 0.4 0. 2. 4. 6. 8. 10. 12. 14. Freq. (GHz). 圖 3-20 輸出變壓器模擬之耦合係數圖. v1. Ideal Transformer. Z1 R1 (1-k)Lp. (1-k)Ls R2. 1:n. I1. Lp. Z2. Ls. v2 I2 RL. IM. kLp. 圖 3-21 變壓器等效模型圖. 由電磁模擬結果可看出,變壓器之阻抗轉換效果不如預期,推估為主副電感 間寄生效應,使得理想與實際產生了落差,因此,我們將實際的變壓器等效模型 畫出,如圖 3-21,R1、R2 為主、副電感導體之金屬走線損耗,Qp 與Qs 分別為主、 35.

(56) 副電感的品質因素(Quality Factor) 如式(3-7)。 Qp =. ωLp. ,Qs =. R1. ωLs. (3-7). R2. 理想變壓器主、副電感完全耦合(k=1)時,漏電感(Leakage inductances)的 數值為零,但一般變壓器的k值多為1以下,由於未完全耦合,當k值很小的時候, 漏電感(1-k) Lp 與(1-k) Ls 將會對主電感與副電感的阻抗有相當大的影響。為了評 斷變壓器設計的好壞程度,Ichiro Aoki 定義了變壓器的效率(Efficiency)[12],如 (3-8)式 𝜂=. RL n2 ωLp RL 2 + 2 ωLp ωLp RL Q ( s n ) + + ωkLp Qp Qs n2. (3-8). 由於式之(3-8)為考慮到圈數比的情況下,但此情形過於理想,由於實際Lp 、Ls 、 Qp、Qs、Rs 與Rp 並沒有完全滿足n2 的關係,因此,我們在不考慮圈數比的情形下, 重新推導一個這些參數都獨立的公式,重新整理式之(3-8),Z1、Z2 分別為主副線 圈之阻抗,I1 、I2 與IM 分別為各路之電流,如式之(3-9)與(3-10) 𝑍1 = R1 + 𝑗𝜔(1 − 𝑘)Lp ,𝑍2 = 𝑗𝜔(1 − 𝑘 )Ls + R2 + RL I1 = I2 + IM ,I2 = 𝜂 =. 𝑘𝜔𝐿𝑝 𝐼1 𝑘𝜔𝐿𝑝 +(1−𝑘)𝜔𝐿𝑠 +R2 +RL. POut PTotal. =. ,IM =. 𝐼2 𝑍2 𝑗𝜔𝑘𝐿𝑝. I2 2 RL. 2. I1 R1 +I2 2 R2 +I2 2 RL. 將式之(3-9)和(3-10)代入(3-11)進行效率推導,整理過後如式之(3-12) 𝜂 =. I2 2 RL. I1 2 R1 +I2 2 R2 +I2 2 RL. = =. =. =. (I2 +IM )2 R1 +I2 2 (R2 +RL). I2 2 RL I I2. I I2. I2 2 |( M )2 +2 M +1|R1 +I2 2 (R2 +RL). RL IM 2 IM |( ) +2 +1|R1 +(R2 +RL ) I2 I2. =. I2 2 RL. =. RL IM 2 ( +1) R1 +(R2 +RL) I2. 𝑅𝐿 𝑗𝜔(1−𝑘)𝐿𝑠 +𝑅2 +𝑅𝐿 +𝑗𝜔k𝐿𝑝 ( )2 𝑅1 +𝑅2 +𝑅𝐿 𝑗𝜔𝑘𝑛𝐿𝑝 𝑅𝐿 (R2 +RL )2 +(𝜔(1−𝑘)𝐿𝑠 +𝜔k𝐿𝑝 )2 ( )𝑅1 +𝑛2 𝑅1 +𝑅𝐿 (𝜔𝑘𝑛𝐿𝑝 )2. 36. (3-9) (3-10) (3-11).

(57) =. RL 2 ωLs ( +RL ) +((1−k)ωLs +kωLp )2 ωL Q p ωLs ( 2 ) + +RL 2 Qp Qs (kωLp ). (3-12). 圖 3-22 為輸出變壓器之整體效率圖,整體效率大約為 77.5 %,圖 3-23 為輸 出變壓器模擬之插入損耗圖(Insertion Loss),插入損耗是指由於元件的插入而發生 的負載功率的損耗,它表示為該元件插入前後負載上所接收到的功率以分貝爲單 位的比值,如式(3-13) Insertion Loss = 10 × log(Efficiency). (3-13). 由圖3-23可看出由ADS模擬出的插入損耗與由式(3-13)計算出的結果還蠻吻合,在 10.5 GHz時的計算與模擬之插入損耗分別為1.1 dB與2.34 dB,假設使用傳統的集 總元件匹配,Q值預設為10時,插入損耗粗略計算大約為1 dB,雖比變壓器的插 入損耗小,但其所占的面積將過大。接著模擬變壓器的對稱性,理論上相位差 (Phase Difference)要180度,振幅差(Amplitude Difference)要為0。圖3-24為輸出變 壓器模擬之相位差圖,圖3-25輸出變壓器模擬之振幅差圖,在10.5 GHz時的相位 差為179.35度,振幅差為0.026。. 90. Efficiency. 80 70. Efficiency (%). 60 50 40 30 20 10 0 0. 2. 4. 6. 8. Freq. (GHz). 37. 10. 12. 14.

(58) 圖 3-22 輸出變壓器模擬之效率圖. 0 -5. Insertion Loss (dB). -10 -15 -20 -25 -30 -35. Calculated Insertion Loss Simulated Insertion Loss. -40 0. 2. 4. 6. 8. 10. 12. Freq. (GHz). 圖 3-23 輸出變壓器模擬之插入損耗圖. Phase Difference (deg.). 185. Phase Difference. 180. 175. 170 0. 5. 10. 15. Freq. (GHz). 圖 3-24 輸出變壓器模擬之相位差圖 38. 20.

(59) 0.3. Amplitude Difference. Amplitude Difference. 0.2. 0.1. 0.0. -0.1. -0.2. -0.3 0. 5. 10. 15. 20. Freq. (GHz). 圖 3-25 輸出變壓器模擬之振幅差圖. 表 3-2 輸出變壓器特性表 輸出變壓器特性表@10.5 GHz. 輸出變壓器特性表@9.6 GHz. 主電感電感值Lp. 0.465 nH. 0.349 nH. 主電感品質因素. 7.931. 11.32. 副電感電感值Ls. 1.583 nH. 1.10 nH. 副電感品質因素. 5.693. 7.9. 耦合係數. 0.757. 0.668. 圈數比. 1.447. 1.443. 效率. 77.5 %. 79.1 %. 插入損耗. 1.1 dB. 1.01 dB. 相位差. 179.35. 180.53. 39.

(60) 振幅差. 0.026. 0.015. 但變壓器的阻抗ZL 與最佳輸出功率阻抗點還是有些距離,如圖 3-26,因此 為求更佳之功率特性,我們在輸出端加入電容以幫助匹配,使輸出阻抗接近Zopt , 如圖 3-27,而圖 3-28 為完整的輸出匹配網路架構圖。. ZL @10.5GHz. Zopt @10.5GHz. G S. ZL. Ls. S. ZL :the Impedance look into output transformer matching network. Lp. VDD. 50 Ω ZL. 圖 3-26 輸出變壓器之負載拉移模擬圖. ZL @10.5GHz. Zopt @10.5GHz. G S. ZL. Lp. Ls. S. ZL :the Impedance look into output transformer matching network. 50 Ω. VDD. ZL. 圖 3-27 輸出完整匹配網路之負載拉移模擬圖 40.

(61) VG2. VG2 RFout G Power device. PA unit. S. VDD. G. Power device. 圖 3-28. B.. X 頻段功率放大器輸出匹配網路架構圖. 輸入變壓器之設計 為了達到最大增益,輸入端採取共軛匹配,我們同樣採用變壓器來設計 輸入端的匹配網路。由 ADS 的源拉移模擬結果得知,功率元件之最佳輸出功 率輸入阻抗(Zopt )會降至 5.95 Ω 左右。如圖 3-29,圈數比 2:1 時,在差動輸入 的情形下,變壓器可提供四分之一倍的阻抗轉換,可推算出功率放大器單元 (PA unit)之最佳輸出功率輸入阻抗(Zopt )為 12.5 Ω,得知功率元件(Power device)之最佳輸出功率輸入阻抗(Zopt )約為 6.25 Ω,與 5.95 Ω 相去不遠,於是 我們採用主、副電感之圈數比為 2:1 的變壓器來進行設計,也採用八邊形架 構以達到較高的品質因素,耦合方式為邊緣耦合,圖 3-30 為輸入變壓器 3D 圖,由於輸入端幾乎不流過電流,因此主電感線寬選擇 10 μm,副電感線寬 亦為 10 μm,線距為 2 μm,整體面積為 196 μm*156 μm。. 41.

(62) P1. S1. n:1. LS1. 50 Ω. Power device. +. Zopt. C.T. AC short. LP. PA unit. -. LS2. Zopt. Power device. S2. 圖 3-29 輸入中間抽頭式變壓器阻抗轉換示意圖. S1 S2. P1 AC short 圖 3-30 輸入變壓器 3D 圖 圖 3-31 與圖 3-32 分別為輸入變壓器模擬之主副電感電感值、品質因素圖, 圖 3-33 為輸入變壓器之耦合係數圖,圖 3-34 為輸入變壓器之整體效率圖,圖 3-35 為輸入變壓器模擬之插入損耗圖,在 10.5 GHz 時,主、副電感的電感值分別為 0.284 nH 及 0.136 nH,品質因素分別為 7.243 與 10.459,耦合係數為 0.37,整體 42.

參考文獻

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