以數位信號處理器為基礎之三相固態虛功補償器之研究與硬體實作

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(1)國立高雄應用科技大學電機工程系研究所碩士論文. 以數位信號處理器為基礎之三相固態虛功補償器之研究與硬體實作. The Implementation of DSP Base Three-Phase Active Power Factor Compensator. 研究生：楊竣傑指導教授：周宏亮. 中華民國九十五年五月.

(2) 以數位信號處理器為基礎之三相固態虛功補償器之研究與硬體實作 The Implementation of DSP Base Three-Phase Active Power Factor Compensator. 研究生：楊竣傑. Student：Jiunn-Jye Yang. 指導教授：周宏亮. Advisor：Hurng-Liahng Jou. 國立高雄應用科技大學電機工程系研究所碩士論文. A Thesis Submitted to Institute of Electrical Engineering National Kaohsiung University of Applied Sciences in Partial Fulfillment of the Requirements for the Degree of Master of Engineering in Electrical Engineering. May 2006 Kaohsiung, Taiwan, Republic of China 中華民國九十五年五月.

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(5) 以數位信號處理器為基礎之三相固態虛功補償器之研究與硬體實作學生：楊竣傑. 指導教授：周宏亮. 國立高雄應用科技大學電機工程系研究所摘要由於習用之輸配電系統中大部份之負載多為電感性，造成配電系統的功率因數落後，為改善此問題電力公司及用戶一般經常在輸配電系統上加入「交流電力電容器」，以補償落後之功率因數，然而只使用交流電力電容器有，其有無法隨負載變化，而隨時改變補償之虛功量的問題，繼而有「自動功因調整器」與「固定電容閘流體控制電抗器」等功率因數之架構被提出，此兩種架構雖可以達到改變補償量之功能，其卻存在容易與系統電抗產生共振及諧波污染之問題。本論文中，首先研製了一以數位信號處理器為基礎之「固態虛功補償器」。該虛功補償裝置之補償虛功量可在一特定範圍內無段調整，且補償之虛功電流近似於正弦波。但因固態虛功補償器之容量必須包含負載所需之全部虛功量，使其價格非常昂貴；本論文繼而研製一以數位信號處理器為基礎之「混合式虛功補償器」，其是由一個被動式虛功補償器和一個固態虛功補償器相互串聯組成，有傳統固態虛功補償器之既有優點，亦能降低傳統固態虛功補償器成本；最後，本論文提出一種新式電力轉換器架構，其因為節省了二個功率元件開關，而可更進一步降低混合式虛功補償器中電力轉換器之成本，使其商業化之可行型更為提升。本論文以數位信號處理器為基礎，分別完成了傳統固態虛功補償器、混合式虛功補償器及三相兩臂橋式混合式虛功補償器等三種固態虛功補償器架構之硬體雛型，並驗證及比較其性能。最後，經由實測結果中證實了本論文所提之固態虛功補償器架構之可行性。關鍵字: 功率因數，固態虛功補償器，混合式虛功補償器，電力轉換器. i.

(6) The Implementation of DSP Base Three-Phase Active Power Factor Compensator Student：Jiunn-Jye Yang. Advisors：Dr. Hurng-Liahng Jou. Institute of Electrical Engineering National Kaohsiung University of Applied Sciences Abstract Most of loads in the distribution power system have the characteristic of inductance, and it will result in the poor power factor. In order to solve the problem poor power factor, power substations and power consumers generally install the AC power capacitors parallel connected to the distribution power system, so as to compensate for a lagging reactive power to increase the entire power factor. However, the AC power capacitors supply a fixed reactive power that cannot be adjusted to respond the variation of loads. Therefore, the automatic power factor regulator (APFR) and Fixed-Capacitor Thyristor-Controlled Reactor (FC-TCR) are developed. The reactive power is adjustable in these reactive power compensation equipments, but it still cannot avoid the problem of damage caused by the harmonic resonance. A static reactive power compensator based on digital signal processor (DSP) is developed in this thesis. The supplied reactive power can be adjusted linearly to respond to the variation of loads, and the supplied current is approximated to be a sinusoidal waveform. However, the static reactive power compensator must compensate the full reactive power required by the loads. Hence, the wide application is limited due to the high cost. A hybrid reactive power compensator, comprised a passive type reactive power compensator in series with a static reactive power compensator, is proposed in this thesis. The function of hybrid reactive power compensator is similar to the conventional static reactive power compensator. However, its cost less than that of the conventional static reactive power compensator. Finally, a novel power converter configuration is proposed for hybrid reactive power compensator. This power converter can reduce the required number of power electronic devices. In this thesis, three DSP based static reactive power compensators; conventional static reactive power compensator, hybrid type reactive power compensator and two-arm bridge hybrid type reactive power compensator are implemented. The experimental results verify that these hybrid reactive power compensators have the expected performance. Keywords: power factor, static reactive power compensator, hybrid reactive power compensator, power converter. ii.

(7) 誌謝本論文得以順利完成，首先要感謝周宏亮教授對我學業上的指導學業以及教誨研究的方法，讓我的學識素養及經歷精進許多，在此，謹致最深的謝忱與敬意。再者，承蒙吳晉昌副教授及吳坤德副教授給予許多寶貴的意見，在此致以誠摯的感謝。同時感謝口試委員－黃世杰教授的不吝指教，使得本篇論文能夠更完善周全，在此敬上最誠摯的敬意。此外，感謝育成中心學長－耀仁、雅聰、文彬、南村、及宇庭等灌輸數位信號處理的觀念以及解決硬體方面之疑難；對於電力電子應用研究室學長－文榮、同學－昌明、學弟－家鴻、頂立、介正及家民在研究期間的討論與砥礪，在此同表謝意。最後，感謝宜頻以及我的家人對我學業上的支持和生活上的照顧，讓我得以專心致力研究，順利完成學業。. iii.

(8) 第一章 1.1 1.2 1.3 第二章 2.1. 2.2. 第三章 3.1 3.2 3.3 3.4 3.5 3.6 3.7 3.8 3.9 第四章 4.1 4.2 4.3 4.4 第五章 5.1 5.2. 目錄前言 ...............................................................................................................1 研究背景與動機 .......................................................................................... 1 研究目的 ...................................................................................................... 3 論文架構 ...................................................................................................... 4 數位信號處理器、回授及驅動電路 ...........................................................6 數位信號處理器 .......................................................................................... 6 2.2.1 TMS320LF281x 系列內建之類比數位轉換器問題 ............................ 7 2.2.2 ADS8364 類比數位轉換器 .................................................................. 7 介面電路 ...................................................................................................... 8 2.2.1 電壓保護電路 .................................................................................. 9 2.2.2 直流電壓回授板 .............................................................................. 9 2.2.3 三相電壓回授電路 ........................................................................ 10 2.2.4 電流回授電路 .................................................................................11 2.2.5 電壓提升電路 .................................................................................11 2.2.6 信號隔離與驅動電路 .....................................................................11 數位控制器 .................................................................................................13 數位信號處理器之設定 ............................................................................ 13 相位、頻率鎖定程式 ................................................................................ 14 90O 相移電路............................................................................................... 15 數位積分器 ................................................................................................ 15 數位一階低通濾波器 ................................................................................ 16 數位二階低通濾波器 ................................................................................ 17 數位帶通濾波器 ........................................................................................ 19 虛功計算程式 ............................................................................................ 20 主程式 ........................................................................................................ 21 固態虛功補償器 .........................................................................................23 基本原理 .................................................................................................... 23 固態虛功補償器之主電力架構 ................................................................ 24 固態虛功補償器之控制方法 .................................................................... 25 實測結果 .................................................................................................... 26 混合式虛功補償器 .....................................................................................32 基本原理 .................................................................................................... 32 虛擬諧波電阻 ............................................................................................ 33. iv.

(9) 5.3 5.4 5.5 第六章 6.1 6.2 6.3 6.4 第七章 7.1 7.2 參考資料. 混合式虛功補償器硬體架構 .................................................................... 34 混合式虛功補償器之控制方法 ................................................................ 34 實測結果 .................................................................................................... 36 三相兩臂橋式混合式虛功補償器 .............................................................44 基本原理 .................................................................................................... 44 虛擬諧波電阻 ............................................................................................ 48 三相兩臂橋式混合式虛功補償器之硬體架構 ........................................ 49 實測結果 .................................................................................................... 50 結論 .............................................................................................................58 總結 ............................................................................................................ 58 未來發展方向 ............................................................................................ 59 …………………………………………………...………………………………………………….60. v.

(10) 表目錄表 4-1 硬體雛型之主要參數...................................................................................... 26 表 5-1 硬體雛型之主要參數...................................................................................... 36 表 6-1 硬體雛型之主要參數...................................................................................... 50 表 7-1 虛功補償器比較表.............................................................................59. vi.

(11) 圖目錄圖 1-1 圖 1-2 圖 1-3 圖 1-4 圖 1-5 圖 2-1 圖 2-2 圖 2-3 圖 2-4 圖 2-5 圖 2-6. 自動功因調整器................................................................................................ 2 固定電容閘流體控制電抗器............................................................................ 2 固定電容閘流體控制電抗器基本原理............................................................ 2 固態虛功補償器................................................................................................ 3 混合式虛功補償器............................................................................................ 4 數位信號處理器 TMS320LF2812 搭配 ADS8364 類比數位轉換器接線圖 8 數位控制板之硬體方塊圖............................................................................... 9 電壓保護電路.................................................................................................... 9 差動放大器...................................................................................................... 10 三相電壓回授電路，（Ａ）隔離變壓器、（Ｂ）三相平衡差動放大器...... 10 電流回授電路...................................................................................................11. 圖 2-7 圖 2-8 圖 3-1 圖 3-2 圖 3-3 圖 3-4 圖 3-5 圖 3-6 圖 3-7 圖 3-8 圖 3-9 圖 3-10 圖 3-11. 電壓提升電路...................................................................................................11 信號隔離與驅動電路。.................................................................................. 12 相位、頻率鎖定程式流程圖.......................................................................... 14 數位控制器內建之正弦及餘弦之索引.......................................................... 15 類比積分器...................................................................................................... 15 數位積分器...................................................................................................... 16 類比一階低通濾波器...................................................................................... 17 數位一階低通濾波器...................................................................................... 17 類比二階低通濾波器...................................................................................... 18 數位二階低通濾波器...................................................................................... 18 類比帶通濾波器.............................................................................................. 19 數位帶通濾波器............................................................................................ 20. 圖 3-12 圖 4-1 圖 4-2 圖 4-3 圖 4-4 圖 4-5 圖 4-6 圖 4-7. 虛功量計算方塊圖 ........................................................................................ 20 主程式流程圖................................................................................................ 21 系統匯流排並接固態虛功補償器.................................................................. 23 相量圖.............................................................................................................. 24 固態虛功補償器主電力電路架構.................................................................. 24 固態虛功補償器之控制方塊圖...................................................................... 26 固態虛功補償器之實測結果，(a)Ｒ相之線電壓，(b) 電能轉換器Ｒ相輸出電流，(c) 電能轉換器 S 相輸出電流，(d)電能轉換器 T 相輸出電流。 . 27 Ｒ相補償電流及其頻譜.................................................................................. 27 固態虛功補償器 R 相之補償結果，(a)Ｒ相之線電壓，(b) Ｒ相市電電流，. vii.

(12) 圖 4-8 圖 4-9 圖 4-10 圖 4-11. 圖 4-12 圖 4-13. 圖 5-1 圖 5-2 圖 5-3. (c) Ｒ相負載電流，(d) R 相固態虛功補償器輸出電流。 ......................... 28 固態虛功補償器去載暫態，(a)Ｒ相之線電壓，(b) Ｒ相市電電流，(c) Ｒ相負載電流，(d) R 相固態虛功補償器輸出電流。.................................... 28 固態虛功補償器去載暫態，(a)Ｒ相之線電壓，(b) Ｒ相市電電流，(c) Ｒ相負載電流，(d) R 相固態虛功補償器輸出電流。.................................... 29 系統匯流排上之 VAR 及 DPF 之變化量。................................................. 29 電源電壓波形失真下之本論文所發展之固態虛功補償器其性能，(a)Ｒ相之線電壓，(b) 電能轉換器Ｒ相輸出電流，(c) 電能轉換器 S 相輸出電流， (d)電能轉換器 T 相輸出電流。 .................................................................... 30 三相電源電壓不平衡，(a)Ｒ相之線電壓，(b) 電 S 相之線電壓，(c) T 相之線電壓。 ..................................................................................................... 31 在電源電壓不平衡下之情況本論文所發展之固態虛功補償器其性能，(a) Ｒ相之線電壓，(b) 電能轉換器Ｒ相輸出電流，(c) 電能轉換器 S 相輸出電流，(d)電能轉換器 T 相輸出電流。 ........................................................ 31 混動式虛功補償器主電力電路架構.............................................................. 34 混合式虛功補償器之控制方塊圖.................................................................. 35 混合式虛功補償器之實測結果，(a)Ｒ相之相電壓，(b) 電力轉換器Ｒ相輸出電流，(c) 電力轉換器 S 相輸出電流，(d)電力轉換器 T 相輸出電流。. 圖 5-4 圖 5-5 圖 5-6 圖 5-7 圖 5-8 圖 5-9 圖 5-10 圖 5-11 圖 5-12 圖 5-13. ......................................................................................................................... 36 Ｒ相補償電流頻譜.......................................................................................... 37 混合式虛功補償器 R 相之補償結果，(a)Ｒ相之相電壓，(b) Ｒ相市電電流， (c) R 相混合式虛功補償器輸出電流，(d) Ｒ相負載電流。 ..................... 37 混合式虛功補償器加載暫態，(a)Ｒ相之相電壓，(b) Ｒ相市電電流，(c) R 相混合式虛功補償器輸出電流，(d) Ｒ相負載電流。 .............................. 38 混合式虛功補償器去載暫態，(a)Ｒ相之相電壓，(b) Ｒ相市電電流，(c) R 相混合式虛功補償器輸出電流，(d) Ｒ相負載電流。 .............................. 38 系統匯流排上之 VAR 及 DPF 之變化量。................................................... 39 電源電壓波形失真下之 R 相電壓。 ............................................................. 40 電源電壓波形失真下之 R 相頻譜及 THD。 .............................................. 40 電源電壓波形失真下，(a)Ｒ相之相電壓，使用傳統交流電力電容器之(b) Ｒ相輸出電流，(c)Ｓ相輸出電流，(d)T 相輸出電流。............................. 41 使用傳統交流電力電容在畸變電壓下之 R 相頻譜及 THD。 .................. 41 電源電壓波形失真下之本章所發展之混合式虛功補償器之實測結果，(a) Ｒ相之相電壓，(b)電力轉換器Ｒ相輸出電流，(c)電力轉換器 S 相輸出電. viii.

(13) 圖 5-14 圖 5-15 圖 6-1 圖 6-2 圖 6-3 圖 6-4 圖 6-5 圖 6-6. 圖 6-7 圖 6-8. 圖 6-9. 圖 6-10 圖 6-11 圖 6-12 圖 6-13. 圖 6-14 圖 6-15. 流，(d)電力轉換器 T 相輸出電流。 ............................................................ 42 本論文所發展之混合式在畸變電壓下之交流電力電容器 R 相頻譜及 THD。 ............................................................................................................. 42 混合式虛功補償器實體照片........................................................................ 43 三相兩臂橋式電能轉換器.............................................................................. 44 三相兩臂橋式混合式虛功補償器之三相等效直流電路.............................. 46 三相兩臂橋式混合式虛功補償器之三相等效基頻電路.............................. 46 三相兩臂橋式混合式虛功補償器之諧波等效電路...................................... 49 三相兩臂橋式混合式虛功補償器主電力電路架構...................................... 50 三相兩臂橋式混合式虛功補償器之補償電流，(a)Ｒ相之相電壓，(b) 電力轉換器Ｒ相輸出電流，(c) 電力轉換器Ｓ相輸出電流，(d)電力轉換器Ｔ相輸出電流。 ..................................................................................................... 51 Ｒ相補償電流頻譜.......................................................................................... 51 三相兩臂橋式混合式虛功補償器 R 相之補償結果，(a)Ｒ相之相電壓，(b) Ｒ相市電電流，(c) Ｒ相混合式虛功補償器輸出電流，(d) Ｒ相負載電流。 ......................................................................................................................... 52 三相兩臂橋式混合式虛功補償器(a)Ｒ相之相電壓，(b) Ｒ相交流電力電容器之電壓，(c) Ｓ相交流電力電容器之電壓，(d) Ｔ相交流電力電容器之電壓。 ............................................................................................................. 53 三相兩臂橋式混合式虛功補償器加載暫態，(a)Ｒ相之相電壓，(b) Ｒ相市電電流，(c) R 相混合式虛功補償器輸出電流，(d) Ｒ相負載電流。 ..... 53 三相兩臂橋式混合式虛功補償器去載暫態，(a)Ｒ相之相電壓，(b) Ｒ相市電電流，(c) R 相混合式虛功補償器輸出電流，(d) Ｒ相負載電流。 ..... 54 系統匯流排上之 VAR 及 DPF 之變化量。................................................. 54 電源電壓波形失真下之三相兩臂橋式混合式虛功補償器其性能，(a)Ｒ相之相電壓，(b)電力轉換器Ｒ相輸出電流，(c)電力轉換器 S 相輸出電流，(d) 電力轉換器 T 相輸出電流。......................................................................... 55 本論文所發展之三相兩臂橋式混合式在畸變電壓下之交流電力電容器 R 相電流頻譜及 THD。 .................................................................................... 56 本論文所發展之三相兩臂橋式混合式虛功補償器實體照片.................... 56. ix.

(14) 符號說明 VS V Sa、V Sa、V Sc IS I inv IP. ：市電電壓市電三相電壓：市電電流：虛功補償器之補償電流：實功負載電流. I Q ：虛功電流 f. ：系統頻率. V a1. ：電力轉換器輸出電壓. Qr. ：混合虛功補償裝置提供之虛功量. QC. ：交流電力電容器提供之虛功量. V p ：交流電容器上的直流電壓 V con ：電力轉換器產生之基頻電壓 V rp ：電力轉換器產生之漣波電壓 V rp ：電力轉換器產生之漣波電壓 V m ：電能轉換器脈寬調變控制之調變信號 VCAR ：脈寛調變控制器中高頻載波之振幅 THD. ：總諧波失真. x.

(15) 第一章 1.1. 前言. 研究背景與動機由於習用之輸配電系統中大部份之負載多為電感性，而造成系統的功因落. 後，對於較低功因之負載，輸配電系統需要提供較大之電流方能傳送相同之實功率，因而降低該輸配電系統之傳輸效率，增加輸配電設備容量，且增大負載端之電壓調整率。電力公司及用戶為了克服前述問題，一般在輸配電系統上加入被動式虛功補償器[1, 2]（即交流電力電容器）並聯於系統，以便提供超前虛功，提高整體系統之功因。根據研究，輸配電系統中使用交流電力電容器的容量約佔電力系統總容量的 25% 到 35%，有些系統甚至高達 50%[3]。近年來由於大量非線性負載的使用，導致諧波污染日益嚴重[4-7]，而電力系統中最易受諧波污染破壞的裝置為交流電力電容器組，因為交流電力電容器組提供諧波電流的低阻抗路徑，且容易與電源系統電抗產生諧振，而放大諧波電流及電壓，因而造成交流電力電容器之過電壓或過電流破壞，同時鄰近電力設備亦可能因為諧振造成過電壓之破壞，甚至引發公安事故[8]。為了解決交流電力電容器可能產生之諧振問題，習用之解決方法為提高交流電力電容器耐壓等級，如此可避免交流電力電容器因諧振過電壓而破壞，然而它並未能解決諧振問題，因此仍可能造成鄰近電力設備過電壓之破壞[9-13]。另一解決方法為利用保護裝置在交流電力電容器過電壓或過電流時將交流電力電容器切離電源系統，然而此方法將使得虛功補償功能喪失。由於固定交流電力電容器組提供之虛功量為固定，無法隨負載變動而調整，以至於常在輕載時造成功因超前而產生過高電壓。為了使交流電力電容組提供之虛功量能隨負載變動而適當調整，自動功因調整器(Automatic Power Factor Regulator, APFR)便開始被發展及應用[14-16]，其系統架構如圖1-1所示。自動功因調整器包含一交流電力電容器組 C1 至 CN 配合一開關組 S1 至 SN 串聯而成，其藉由控制開關組 S1 至 SN 以控制投入電源系統之交流電力電容器數量以調整本身所提供之虛功量。雖然自動功因調整器所補償的虛功量可隨負載調整，但其調整方式為步階式調整，亦即無法進行線性調整，因此無法使輸入功因接近單位功因。. 1.

(16) 圖1-1. 自動功因調整器. 圖1-2所示為另一種功因調整裝置，它由一固定電容器 C 並聯一閘流體開關控制的一電抗器組合完成，其稱為固定電容閘流體控制電抗器(Fixed-Capacitor Thyristor-Controlled Reactor，FC-TCR)[17, 18]。其利用閘流體開關之觸發角控制達到線性調整所提供虛功量之功能。然而，如圖1-3所示，由於閘流體沒有導通一整個週期，因此會產生較大的諧波電流，造成諧波污染。. 圖1-2. 圖1-3. 固定電容閘流體控制電抗器. 固定電容閘流體控制電抗器基本原理. 2.

(17) 雖然自動功因調整器及固定電容閘流體控制電抗器可調整虛功補償量，但是它們仍使用交流電力電容器直接並聯於電源系統，因此仍無法避免諧振破壞的問題。近年來由於電力電子元件及其應用技術日漸成熟，許多以電力電子技術為基礎之電力設備被發展出來以解決配電系統之問題，其中在虛功補償方面，亦有固態虛功補償器(Static Reactive Power Compensator)[19-22]被發展及應用，其架構如圖1-4所示，它利用一電力轉換器(Power Converter)經連結一電感器接到電源系統，其直流側係接到一直流儲能電容器，藉由電力轉換器的控制，該固態虛功補償器可提供超前或落後之虛功量，且其提供之虛功量可依負載變動而線性調整，使輸入功因維持在單位功因，且該虛功補償器之補償電流可控制成一近乎正弦波，不會與電源系統產生諧振，因此不會有交流電力電容器諧振破壞的問題。. 圖1-4. 固態虛功補償器. 然而由於電能轉換器之容量必須包含負載所需之全部虛功量，其需要的電能轉換器容量非常大，使其價格非常昂貴，因而限制了實用性。因此如何發展一價格合理，而性能優越的虛功補償系統以滿足工業界所需，是目前電機工業一個重要的研究課題。 1.2. 研究目的由於固態虛功補償器是藉由操作高功率電力電子元件所組成的電力轉換器來. 控制提供負載所需之虛功量，其所產生之虛功量可線性調整，使輸入功因達單位功因，然而其實用性因電能轉換器價格昂貴且容量受限，本論文首先將研製一固態虛功補償器以實際驗証其性能。. 3.

(18) 有鑑於前面所述被動式虛功補償器及固態虛功補償器存在之缺點，本論文將研製一種混合式虛功補償裝置，其架構如圖1-5，它是結合一被動式虛功補償器及一固態虛功補償器相互串聯組成。該被動式虛功補償器即為一交流電力電容器，其用以提供一基本超前虛功量，以降低固態虛功補償器之裝置容量。而固態虛功補償器可使該混合式虛功補償裝置之虛功補償量在一特定範圍內無段調整，且使所補償之虛功電流近似於正弦波，並可使被動式虛功補償器免於受到諧波共振及流入諧波電流等而造成諧波破壞。而為了進一步降低混合虛功補償器的成本，本論文亦發展一三相兩臂式混合式虛功補償器，它的電力轉換器使用一新式的三相二臂橋式架構，其第三相可以不需透過任何電力電子元件而直接連接至直流滙流排之負端或正端，使本論文所提出之混合式虛功補償裝置更具有降低製造成本之功效。. 圖1-5. 1.3. 混合式虛功補償器. 論文架構本論文將分為七個章節來探討，茲將各章內容概述如下：第一章. 前言。. 第二章. 簡介本論文實驗中所使用之數位信號處理器 TI 公司生產的 TMS320F2812、ADS3864數位類比轉換器、回授電路及驅動電路之動作原理。. 第三章. 探討數位控制器之相關流程圖。. 第四章. 探討本論文所提及之固態虛功補償器之原理並藉硬體雛型之實測以. 4.

(19) 驗証其性能。第五章. 介紹結合被動式虛功補償器及第四章所介紹之固態虛功補償器而成之混合式虛功補償器之原理，並藉由硬體雛型之實測驗証混合式虛功補償器之性能。. 第六章. 探討結合三相二臂橋式固態虛功補償器之新式架構應用於混合式虛功補償器之原理，並以硬體雛型之實測進行驗証。. 第七章. 為本論文所提出之混合式虛功補償器總結，並比較固態虛功補償器、混合式虛功補償器及三相二臂橋式之混合式虛功補償器，最後，提出未來之研究方向。. 5.

(20) 第二章硬體控制電路在科技日新月異的時代中，各種性能優異之數位控制晶片不斷地被開發出來，由於這些晶片通常具有可程式規劃設計之功能，在許多應用場合中，數位控制器已經取代傳統之類比控制器。數位控制器可程式規劃之優點，讓較複雜之演算法及控制理論得以實現，且可大量複製，比起類比控制具有更高之彈性。此外，數位控制器之控制參數較不易因為元件老化及溫度變化而漂移，且週邊電路多元、運算功能強大、體積小與高性能，再加上具有數位信號處理能力的控制器功能日益完善，且成本下降，使得以數位信號處理器為基礎之應用商品成為發展趨勢。將控制策略採用數位化方式實現，將改善傳統類比控制器之缺點，進而達到控制器小型化、高性能及彈性大等目的。 2.1. 數位信號處理器本論文所提出的三相混合式虛功補償器所使用之數位控制器即為 Texas. Instruments（德州儀器）公司所生產之 TMS320C28x系列數位信號處理器，型號為 TMS320LF2812。TMS320C28x 數位信號控制器是工業界第一顆內建快閃記憶器且運算速度高達 150MIPS 的 32 位元 DSP 控制器。其應用目標設定在工業的自動控制、數位式電源供應器、汽車控制以及高階控制原理的應用[23, 24]。德州儀器公司所出產之 TMS320C28x 系列數位信號處理器之主要特點有： z. 150 MHz 之內部運算頻率（6.67-ns 周期時間）；. z. 低耗能設計，且快閃記憶體燒錄電壓僅需 3.3V；. z. 高階程式語言（C/C++）能夠產生更有效率之指令；. z. 和 TMS320F24x/LF240x 數位信號處理器之原始碼相容；. z. Boot ROM 內建有標準的數學運算表；. z. 三組延伸中斷，周邊中斷延伸（PIE），其支援 45 種周邊中斷；. z. 三組 32-Bit CPU 計時器；. z. 馬達／電力電子控制周邊，如脈波寬度調變（PWM）單元；. z. 支援 SPI、SCIs、eCAN、McBSP 等標準串列通訊；. z. 類比數位轉換器共有十六個通道，每一個通道之有效位元為 12 個位元，並可同時進行二個通道轉換，其最快轉換頻率為 80 ns/12.5 MSPS；. z. 擁有 56 個可規劃之通用輸入／輸出（GPIO）腳位等。. 非常適合作為電力電子設備之控制器，因此本文數位信號處理器採用 C28X 系列之 TMS320LF2812 作為控制核心之數位演算、控制單元。. 6.

(21) 2.2.1. TMS320LF281x 系列內建之類比數位轉換器問題 TMS320LF281x 系列類比數位轉換器在 TI 官方釋出的文件中列舉了幾個重大. 的缺點[25]： z. 當類比數位轉換器於 Dual Sequencers 方式應用時，當其中一個轉換器被重置之同時有其他的轉換器正在運作，其正在運作的類比數位轉換器將不會轉換完全。. z. 一些頻道之非直線性高達 12 LSBs（最小有效位元）。. z. 一些頻道之直流誤差高達 1%。. z. 在 B0 至 B7 頻道中，當設計目標高達 1% FSR（標度的全部範圍）時， TMS320LF281x 類比數位轉換器將會有一個高增易的錯誤，甚至高達 2% 至 3%。. 由以上幾點可以了解到，TMS320LF2812 雖有較快速之演算能力，但類比數位轉換器卻存有著缺失，所以在本論文中使用了另一外接類比數位轉換器－ADS8364 以彌補 TMS320LF2812 之不足。 2.2.2. ADS8364 類比數位轉換器 ADS8364 類比數位轉換器是德州儀器公司所生產之一高階類比數位轉換晶. 片[26]，其擁有以下特點： z. 六個輸入頻道，. z. 每個頻道皆為差動輸入，. z. 其輸出高達 16 位元，. z. 轉換頻率高達 2.5MHz，. z. 晶片內部提供 2.5 伏特之參考電位，. z. 每組輸入可接受 5 伏特之電位差。. 由以上幾點可以了解到，ADS8364 類比數位轉換器非常合適應用於三相電力及馬達控制等方面，因此本文數位信號處理器 TMS320LF2812 既搭配採用 ADS8364 類比數位轉換器作為整體數位控制核心，其接線圖如圖 2-1。. 7.

(22) 圖 2-1. 數位信號處理器TMS320LF2812搭配ADS8364類比數位轉換器接線圖. 2.2 介面電路電力系統上通常具有較高的電壓與電流值，而數位信號處理器之工作環境是屬於小信號電路，所以不能將電力系統上之輸出電壓與電流直接送至 ADS8364 類比數位轉換器之轉換通道取樣，否則將破壞轉換通道。因此，必須先將回授信號成比例降低至 ADS8364 轉換通道可接受之電壓範圍，再送入 ADS8364 取樣通道，在電路設計的過程中，亦需將控制電路和功率級的接地點分開，以避免信號之間有互相干擾之情況發生。圖 2-2 所示為本論文所使用的數位控制板之硬體方塊圖，其數位信號處理器會透過 ADS8364 類比數位轉換器接收各電壓、電流回授電路之信號，經過處理運算後，再由內建之脈寬調變模組（PWM）產生切換信號，經過電壓提升後再由驅動電路送至橋式電能轉換器之功率開關元件。. 8.

(23) 圖 2-2. 數位控制板之硬體方塊圖. 以下將針對數位控制板中之電壓保護電路、直流電壓回授板、三相電壓回板、電流回授板、電壓提升電路及信號隔離驅動電路等硬體電路之工作原理及功能逐一說明。而數位控制器軟體部份則會在下一個章節中詳述。 2.2.1. 電壓保護電路由於 ADS8364 類比數位轉換器之取樣通道只能接受 0~5 伏特之正電壓信. 號，所以必需將信號變小，且將準位向上調整 2.5 伏特，並且保護在 5 伏特內。如圖 2-3 所示，信號 Vin 可接收-10~10 伏特之輸入，經過 ADS8364 內部所提供之 2.5 伏特做準位調整且比例縮小之後，所得到的＋in 及－in 壓差即為 0~5 伏特之電壓信號。. 圖2-3 2.2.2. 電壓保護電路. 直流電壓回授板. 直流電壓的回授可以先使用電阻分壓以取得較小之電壓信號，而後使用如圖 2-4 之差動放大器取得壓差並調整倍率得到 Vout。其差動放大器之輸入、輸出信. 9.

(24) 號之關係式如 2-1 式所示。 ⎛ R ⎞⎛ R 4 Vout = ⎜⎜1 + 3 ⎟⎟⎜⎜ R 1 ⎠⎝ R 2 + R 4 ⎝. 圖2-4 2.2.3. ⎞ R ⎟⎟ × V+ − 3 V− R1 ⎠. （2-1）. 差動放大器. 三相電壓回授電路圖 2-5 所示為三相電壓回授板之電路。電力系統中之三相各相電壓 VSR、. VSS、VST 經由一組 Y-Y 變壓器衰減變成三相 10V 之電壓信號後，再各由一級差動放大器取得 VX、VY、VZ，經由一個平均值計算器取得平均電壓信號 Va，再各由一級差動放器取得平衡三相電壓信號 V1、V2、V3。. 圖2-5. 三相電壓回授電路，（Ａ）隔離變壓器、（Ｂ）三相平衡差動放大器 10.

(25) 2.2.4. 電流回授電路. 本論文使用比流器（C.T.）來檢測電流信號，如圖 2-6 所示，由於 C.T.之輸出為一電流信號，所以必需串聯電阻以轉換成電壓信號，再經由一個電壓隨耦器得到輸出信號 Vout。. 圖2-6. 電流回授電路. 2.2.5 電壓提升電路數位信號處理器所產生之脈波寬度調變信號為 0~3.3 伏特之脈波信號，此信號並不足以來驅動後級之類比電路，因此，需先將脈波寬度調變信號提升至 5 伏特，方可有效驅動。圖 2-7 為本文中所設計之電壓提升電路。. 圖2-7. 電壓提升電路. 2.2.6 信號隔離與驅動電路脈波寬度調變信號經過升壓之後，必須先做一信號之隔離，才能將信號送至全橋式電能轉換器供功率開關元件切換。其原因有二：（1）在全橋式電能轉換器架構中，由於每一個切換開關之電壓參考點不是同一點，因此，需將切換開關信號經過一信號隔離電路作電器隔離，才可送入功率級中之功率開關元件，否則將造成短路，而燒掉驅動電路。 11.

(26) （2）信號隔離電路可將控制電路及驅動電路作電器隔離，以避免電力信號與控制信號互相干擾，擾亂數位信號處理器。本文所設計之信號隔離與驅動電路如圖 2.8 所示，電路中電器隔離元件為 TLP250 光耦合器，在全橋式電能轉換器中，本文所使用之切換開關為 IGBT，而其閘極之驅動電壓需 15 伏特，因此，在光耦合器之輸出端需再加上另一組信號提升電路，將信號提升至 15 伏特，以驅動後級橋式架構之功率開關元件。根據 IGBT 元件特性，使用負電壓可以加速開關截止時間，並避免 IGBT 之誤觸發，因此除了推動切換開關所需之 15 伏特壓差之外，本文亦設計了-5 伏特之電壓作為 IGBT 截止電壓。. 圖2-8. 信號隔離與驅動電路。. 12.

(27) 第三章數位控制器 3.1. 數位信號處理器之設定數位控制器有別於類比控制器，因為其週邊裝置功能多半內建於晶片內部，. 所以在實際應用前，對於晶片廠商提供之相關文件都必需要有相當層面的了解，才得以作適當的設定，晶片之週邊裝置之功能才能正常操作。TMS320F2812 亦然，在使用 PWM、計數器、中斷及 GPIO 等周邊之前，都必須先參照使用者手冊將周邊裝置相關的暫存器設定成符合控制器需求之環境。所以本論文使用數位信號處理器時設定的週邊裝置及其用意如下：（１）數位信號處理器之系統頻率此一頻率為整個數位信號處理器及其週邊裝置頻率之基礎頻率。而 TMS320F2812 最大系統頻率為 150MHz。（２）週邊裝置的操作頻率數位信號處理器中之週邊裝置頻率和系統頻率有一定倍數之關係。而最大週邊裝置頻率為 25MHz。（３）計時器之上下數週期頻率此週期頻率和晶片內建之 PWM 裝置的三角波切換信號振幅和頻率相關。振幅愈低時，切換頻率愈快。（4）通用輸入、輸出數位信號處理器之輸入輸出腳位之功能和方向必須要在使用前先設定完成，才不至於在晶片開機時誤動作。由於 PWM 模組之輸出腳位和某些 GPIO 腳是共用的，所以使用上也要先了解是使用那些腳位，以及設定 PWM 模組之相關參數，如死區（Dead Band）及主動電位（Active High/ Active Low）等。（5）中斷控制器中斷控制器除了傳統 24x 之中斷方式外，尚增加 96 個週邊設備中斷延伸（Peripheral Interrupt Expansion, PIE），所以在中斷處理的規劃上更加多元。（6）計時器中斷取樣頻率（Sample Rate）是數位信號處理的根基，所以要有明確的取樣頻率就必須透過計時器中斷來處理，而在本論文中使用之取樣頻率皆為 30,720Hz（相當於將一個頻率 60Hz 之弦波信號平均分割 512 點之解析）。. 13.

(28) 3.2. 相位、頻率鎖定程式為了讓數位控制器和市電系統同步，市電電壓之「相位」和「頻率」的鎖定. 在數位控制器中佔有極重要之部份。其主要功能是偵測市電電壓是否為由負值轉換為正值之零點，並同時將數位控制器內建之弦波表和市電電壓波形同步，而達到鎖相之目的。此外，每當鎖定一次零點時，亦會將上回鎖定時之計時器和目前計時器相減而得到市電電壓週期，再經過換算即可得到市電電壓之頻率。其程式流程圖如圖 3-1 所示。. 圖3-1. 相位、頻率鎖定程式流程圖. 14.

(29) 3.3. 90O 相移電路由於虛功補償器之控制器中使用到了 90O 相移電路，相當於正弦函數落後餘弦. 函數 90O。所以取得 90O 相移的方法，只要將數位控制器內建之弦波表索引加上 128 點之析解析，如圖 3-2 所示，即可取得同步於市電電壓之餘弦信號（超前 90O 之信號）。. 圖3-2 3.4. 數位控制器內建之正弦及餘弦之索引. 數位積分器圖 3-3 為一使用運算放大器（OPAmp）組成之類比積分器，如其轉移函數如. （3.1）式：. 1 sT 其中 T = RC ，即為積分器之時間常數（Time Constant）。 H (s) =. 圖3-3. 類比積分器. 15. （3.1）.

(30) 為設計 IIR 數位式濾波器，本論文使用「雙線性轉換」(bilinear transform)之方法將類比轉移函數轉換為數位轉移函數，其中雙線性轉換定義為：. ⎛ 2 ⎞ z −1 s=⎜ ⎟ （3.2） ⎝ ℑ⎠ z +1 其中 ℑ 為結合了 s 領域轉換 z 領域的取樣區間，為方便計算在論文中假設 ℑ ＝２。將式（3.1）代入式（3.2）可以得到 z 轉移函數： Y 1 + z −1 = X 1 − z −1 T 1 ⇒Y = X − Xz −1 + Yz −1 T. H ( z) =. (. ). (. ). （3.3）. 其中 X 及 Y 分別為輸入及輸出信號，而及 z −1 即為「unity delay」。其差分轉移函數為：. Y [N ] =. 1 ( X [N ] − X [N − 1]) + Y [N − 1] T 而程式方塊圖則可表示成圖 3-4。. 圖3-4 3.5. （3.4）. 數位積分器. 數位一階低通濾波器圖 3-5 為一使用 OPAmp 組成之類比一階低通濾波器，其轉移函數如（3.5）式： H (s) =. ωC s + ωC. （3.5）. 其中 ω C = 1 / RC = 2πf C ， f C 為截止頻率。將式（3.1）代入式（3.5）可以得到 z 轉移函數：. ω C + ω C z −1 Y H ( z) = = X (ω C + 1) + (ω C − 1)z −1 ⎛ ω ⎞ ⎛ ω − 1 ⎞ −1 ⎟⎟Yz ⇒ Y = ⎜⎜ C ⎟⎟ X + Xz −1 − ⎜⎜ C ⎝ ωC + 1 ⎠ ⎝ ωC + 1 ⎠. (. ). 16. （3.6）.

(31) 其差分轉移函數為： ⎛ ω ⎞ ⎛ ω −1⎞ ⎟⎟Y [N − 1] Y [N ] = ⎜⎜ C ⎟⎟( X [N ] + X [N − 1]) − ⎜⎜ C ⎝ ωC + 1 ⎠ ⎝ ωC + 1 ⎠. （3.7）. 而程式方塊圖則可表示成圖 3-6。. 3.6. 圖3-5. 類比一階低通濾波器. 圖3-6. 數位一階低通濾波器. 數位二階低通濾波器圖 3-7 為一使用 OPAmp 組成之類比二階低通濾波器，其轉移函數如（3.8）式：. H (s) =. ω C2 s 2 + 2ξω C s + ω C2. （3.8）. 其中 ω C2 = 1 / R1 R2 C1C 2 = (2πf C ) ， f C 為截止頻率， ξ 為阻尼因數。將式（3.2）代入 2. 式（3.8）可以得到 z 轉移函數：. 17.

(32) H ( z) =. ω C2 + 2ω C2 z −1 + ω C2 z −2 Y = 2 X ω C + 2ξωC + 1 + 2ω C2 − 2 z −1 + ω C2 − 2ξωC + 1 z − 2. (. ) ( ) ( ⎞ ⎟(X + 2 Xz + Xz ) ⎟. ⎛ ω C2 ⇒ Y = ⎜⎜ 2 ⎝ ω C + 2ξω C + 1 ⎠. −1. ). −2. （3.9）. ⎛ 2ω C2 − 2 ⎞ −1 ⎛ ω C2 − 2ξω C + 1 ⎞ − 2 ⎟Yz − ⎜ 2 ⎟ − ⎜⎜ 2 ⎟ ⎜ ω + 2ξω + 1 ⎟Yz ω 2 ξω 1 + + C C ⎝ C ⎠ ⎝ C ⎠. 其差分轉移函數為：. ⎛ ⎞ ω C2 ⎟⎟( X [N ] + 2 X [N − 1] + X [N − 2]) Y [N ] = ⎜⎜ 2 ⎝ ω C + 2ξω C + 1 ⎠ ⎛ 2ω C2 − 2 ⎞ ⎛ ω C2 − 2ξω C + 1 ⎞ ⎟⎟Y [N − 1] − ⎜⎜ 2 ⎟⎟Y [N − 2] − ⎜⎜ 2 ⎝ ω C + 2ξωC + 1 ⎠ ⎝ ω C + 2ξω C + 1 ⎠ 而程式方塊圖則可表示成圖 3-8。. 圖3-7. 類比二階低通濾波器. 圖3-8. 數位二階低通濾波器. 18. （3.10）.

(33) 3.7. 數位帶通濾波器圖 3-9 為一使用 OPAmp 組成之類比帶通濾波器，其轉移函數如（3.11）式：. H (s) =. Bs s + Bs + ω C2 2. （3.11）. 其中 ω C = 2πf C ， B = 2πf B 為截止頻率， f B 為頻寬。. 圖3-9. 類比帶通濾波器. 將式（3.2）代入式（3.11）可以得到 z 轉移函數：. H ( z) =. Y B − Bz −2 = 2 X (ω C + B + 1) + (2ω C2 − 2 )z −1 + (ω C2 − B + 1)z − 2. ⎛ 2ω 2 − 2 ⎞ −1 ⎛ ω C2 − B + 1 ⎞ − 2 ⎟⎟Yz − ⎜⎜ 2 ⎟⎟Yz ⇒ Y = B(X − Xz ) − ⎜⎜ 2 C + B + B + + ω 1 ω 1 ⎝ C ⎠ ⎝ C ⎠. （3.12）. −2. 其差分轉移函數為： ⎛ ω C2 − B + 1 ⎞ ⎛ 2ω C2 − 2 ⎞ ⎟ ⎜ ⎟ ⎜ Y [N ] = B( X [N ] − X [N − 2]) − ⎜ 2 ⎟Y [N − 1] − ⎜ ω 2 + B + 1 ⎟Y [N − 2] 1 ω + B + ⎠ ⎝ C ⎠ ⎝ C 而程式方塊圖則可表示成圖 3-10。. 19. （3.13）.

(34) 圖3-10 3.8. 數位帶通濾波器. 虛功計算程式本論文虛功量計算之方法如圖 3-11 所示。. 圖3-11. 虛功量計算方塊圖. 假設負載電流如式（3.14）：. I Load = I P sin (ωt ) + I Q cos(ωt ). （3.14）. 其中， I P 為實功量； I Q 為虛功量。為取出 I Q 之量可以先將 I Load 和 2 cos(ωt ) 相乘得到（3.15）式：. I Load × 2 cos(ωt ) = 2 I P sin (ωt ) cos(ωt ) + 2 I Q cos 2 (ωt ) = I P sin (2ωt ) + I Q (1 + cos(2ωt )). = I P sin (2ωt ) + I Q cos 2 (2ωt ) + I Q. （3.15）. 可由式（3.15）得到其成份含有直流成份 I Q 及交流成份 (I P sin (2ωt ) + I Q cos 2 (2ωt ))，再經過圖 3-11 中之 10Hz 低通濾波器後即可得到直流量 I Q ，此 I Q 即為負載電流上之虛功成份。. 20.

(35) 3.9. 主程式在完成數位信號處理器之初始設定以及積分器、低通濾波器、帶通濾波器、. 鎖相、鎖頻及虛功計算程式之後，即可將程式之主程式流程規劃如圖 3-12 所示。. 圖3-12. 主程式流程圖. 當數位信號處理器開機後，即將相關週邊設備初始化設定，而後便進入無限迴圈等待計時器中斷，此計時器中斷之計時週期即為數位信號處理之取樣頻率（Sample Rate）。進入計時器中斷後，先是取得類比數位轉換器之電壓、電流信號，. 21.

(36) 再進行鎖相、鎖頻程式使數位控制器得以與市電系統同步。當數位控制器之開關啟動後，即開始「固態式、混合式虛功補償器」之計算補償程式，再將其計算結果送至脈寬調變模組之暫存器以自動產生脈寬調變信號，再返回等待中斷之無限迴圈，週而復始。而「主動式虛功補償器」及「混合式虛功補償器」之控制方塊圖在後面章節將有更詳細之說明。. 22.

(37) 第四章. 固態虛功補償器. 4.1 基本原理圖 4-1 所示為固態虛功補償器之系統單線圖，由圖中可發現固態虛功補償器並聯於電源系統及負載之間，電源系統供應一交流電能至負載使用，固態虛功補償器裝置則用以補償負載所需之無效功率，以提高從電源系統輸入之功率因數。假設. V S = V S ∠0 o I L = I L ∠θ o = I P ∠0 o + I Q ∠90 o. (4.1). 其中 VS 為系統電壓、 I L 為負載電流，而 θ o 為系統電壓與負載電流間之相位差，負載電流可分為與系統電壓同相之實功分量 I P 及與系統電壓垂直之虛功分量 IQ。為了使固態虛功補償器能補償負載所需之虛功量，虛功補償器之補償電流 I inv 必須與負載電流之虛功分量 IQ 大小相同但符號相反，即 (-IQ)，則市電電流為：. I S = I L + I inv = I P + I Q + (− I Q ). (4.2). = IP 圖 4-2 所示為各個電流相量之關係圖，因此藉由固態虛功補償器之補償可使電源電流只含有實功成份，因而達成單位功因。. 圖4-1. 系統匯流排並接固態虛功補償器. 23.

(38) 圖4-2 4.2. 相量圖. 固態虛功補償器之主電力架構本論文所發展之固態虛功補償裝置係由一電力轉換器、一直流儲能電容器、. 一高頻漣波濾波器及一數位控制器組成，它可使固態虛功補償裝置無段調整其提供之補償虛功量。三相固態虛功補償器主電力電路架構如圖4-3所示。圖4-3之電力轉換器採用由六個IGBT組成之三相穚式架構，而電力轉換器上之六個控制接腳─R、S、T、X、 Y、Z則分別接至驅動電路。高頻漣波濾波器則由電感-電容-電感之三階低通濾波器組成，其目的是濾除電力轉換器所產生之高頻漣波。. 圖4-3. 固態虛功補償器主電力電路架構. 24.

(39) 固態虛功補償器之數位控制器使用德州儀器所發展之TMS320F2812 數位信號處理器組成，其主要功能包含：高速的系統運算頻率、類比數位轉換及脈寬調變電路等，非常適合電力電子應用之控制。 4.3. 固態虛功補償器之控制方法固態虛功補償器之控制採電流控制式。圖4-4為控制電路方塊圖，控制電路中. 參考信號包含兩個控制信號－(S1)、(S2)。圖4-4中第一控制信號(S1)是用來完成虛功調整之功能，由於該固態虛功補償器為電流控制模式，因此該第一控制信號(S1)必須為超前電源系統電壓90度之基本波信號。電源系統電壓經由鎖相程式取得同步於電源系統電壓之正弦信號(VS)並送到一相移電路取得同步於電源系統之餘弦信號，將和負載電流(IL)及相移電路之輸出送入虛功計算器計算出該固態虛功補償器所需補償之虛功電流之振幅(QCOMM)。而為了決定提供之虛功電流，該相移電路與虛功計算電路之輸出送到一乘法器相乘可得到第一控制信號(S1)。圖4-4中第二控制信號(S2)主要用來作固態虛功補償器直流側儲能電容之穩壓用。由於該固態虛功補償器本身會有功率損耗，所以該固態虛功補償器之直流側儲能電容上之電壓將會下降，為了維持該固態虛功補償器正常操作，其直流側電壓必須維持一穩定值，因此該固態虛功補償器必須從電源系統吸收或送回實功，亦即必須產生具有與該電源系統電壓相同相位之基本波電流，為達此目的，該固態虛功補償器之直流側電壓經檢出後與其設定電壓(VREF)送到減法器相減，該減法器相減結果送到第一控制器，第一控制器輸出與同步於電源系統電壓之正弦信號 (VS)送到一乘法器相乘，即可得到第二控制信號(S2)。將二個控制信號 S1 及 S2 送到加法器相加可得到參考信號，參考信號與固態虛功補償器之輸出電流送到一減法器相減，減法器之輸出送到第二控制器得到一調變信號，第二控制器輸出之調變信號送到一脈寬調變電路產生一脈寬調變信號，最後再將脈寬調變電路產生之脈寬調變信號送到一驅動電路產生固態虛功補償器之電力轉換器之驅動信號。. 25.

(40) 圖4-4 4.4. 固態虛功補償器之控制方塊圖. 實測結果為驗証固態虛功補償器之功能，本章發展一以數位信號處理器控之三相固態. 虛功補償器雛型，其主要參數如表4.1所示。表4.1. 硬體雛型之主要參數. 市電電壓. 220V,三相三線. 直流匯流排電壓. 380V. 高頻漣波濾波器. R=5 C=6uf, L1=0.12mH, L2=0.2mH. 切換頻率. 20kHz. 直流側儲能電容. 4900uF. 圖4-5所示為固態虛功補償器之補償電流。由圖中可看出三相輸出電流皆為正 o. 弦波且R相輸出電流與R相市電電壓相差將近90 ，因此證明固態虛功補償器能產生一幾乎是純虛功之補償電流。圖4-6所示為Ｒ相補償電流及其頻譜，由圖中可知虛. 26.

(41) 功補償裝置之電流近乎正弦波，可避免該虛功補償裝置產生諧波污染或諧波放大的問題。. 圖4-5. 固態虛功補償器之實測結果，(a)Ｒ相之線電壓，(b) 電能轉換器Ｒ相. 輸出電流，(c) 電能轉換器S相輸出電流，(d)電能轉換器T相輸出電流。. 圖4-6. Ｒ相補償電流及其頻譜. 圖4-7所示為固態虛功補償器R相之補償結果。由圖中可看出補償後市電電壓與市電電流幾乎同相位，亦即經補償後輸入功因可維持在單位功因，因此可驗証固態虛功補償器確實能補償負載所需之虛功量。. 27.

(42) 圖4-7. 固態虛功補償器R相之補償結果，(a)Ｒ相之線電壓，(b) Ｒ相市電電流， (c) Ｒ相負載電流，(d) R相固態虛功補償器輸出電流。. 圖4-8及4-9所示為固態虛功補償器加、減載暫態之實側結果。由圖中可看出其暫態響應時間約為二至三個週期，且在暫態期間固態虛功補償器電流仍維持弦波，証明固態虛功補償器具有良好的暫態特性。. 圖4-8. 固態虛功補償器去載暫態，(a)Ｒ相之線電壓，(b) Ｒ相市電電流，(c) Ｒ相負載電流，(d) R相固態虛功補償器輸出電流。. 28.

(43) 圖4-9. 固態虛功補償器去載暫態，(a)Ｒ相之線電壓，(b) Ｒ相市電電流，(c) Ｒ相負載電流，(d) R相固態虛功補償器輸出電流。. 圖4-10所示為當固態虛功補償器啟動及關閉時系統虛功變化之實測結果，系統中負載為4.12KVAR之落後虛功，當固態虛功補償器啟動後系統之虛功量立即降至0KVAR，且功因亦由最低的0.76立即升至1.00；而在固態虛功補償器關閉之後，系統之虛功量再升高至4.12KVAR，且功因又降至0.76，因此證明本論文所提之固態虛功補償器能快速且準確的補償負載所需之虛功量，而使系統功因達到單位功因。. 圖4-10. 系統匯流排上之VAR及DPF之變化量。. 29.

(44) 近年來由於非線性負載大量地被使用在配電系統，造成配電系統諧波汙染日益嚴重，亦造成配電系統電壓的失真，因此，為了驗証固態虛功補償器在配電系統電壓失真下之補償性能，本論文利用一電感串聯在電源端以增加系統阻抗並在電感後面再加入一非線性負載以造成電源電壓失真。圖4-11所示為在電源電壓波形失真下本論文所發展之固態虛功補償器之實測結果。由圖中可看出在電源電壓波形失真下，固態虛功補償器輸出電流仍然趨近於正弦波，而不受電源電壓波形失真之影響，因此驗証了固態虛功補償器在電源電壓失真下仍有相當良好的補償效果。. 圖4-11. 電源電壓波形失真下之本論文所發展之固態虛功補償器其性能，(a)Ｒ相. 之線電壓，(b) 電能轉換器Ｒ相輸出電流，(c) 電能轉換器S相輸出電流，(d)電能轉換器T相輸出電流。圖4-12、4-13所示為在電源電壓不平衡下本論文所發展之固態虛功補償器之實測結果。圖4-12所示為三相不平衡電源電壓之波形，而圖4-13為在電源電壓不平衡下之本論文所發展之固態虛功補償器之輸出電流波形，由圖中可看出固態虛功補償器輸出電流之振幅幾乎一樣，不受電源電壓不平衡之影響。. 30.

(45) 圖4-12. 三相電源電壓不平衡，(a)Ｒ相之線電壓，(b) 電S相之線電壓，(c) T相之線電壓。. 圖4-13. 在電源電壓不平衡下之情況本論文所發展之固態虛功補償器其性能，(a). Ｒ相之線電壓，(b) 電能轉換器Ｒ相輸出電流，(c) 電能轉換器S相輸出電流，(d) 電能轉換器T相輸出電流。由以上實驗結果可以看出本論文所發展之固態虛功補償裝置，其提供之虛功量可以依負載變動而線性調整，使輸入功因維持在單位功因，且該固態虛功補償器之補償電流為一近乎正弦波，可避免該裝置對電源系統產生諧波破壞，因此不會有交流電力電容器諧振破壞的問題。. 31.

(46) 第五章. 混合式虛功補償器. 第四章所發展之固態虛功補償器容量必須包含全部負載的虛功，這將使得固態虛功補償器所使用之電能轉換器容量必須相當地大，相對的成本及損耗也較高，為了有效降低電能轉換器容量，本章將發展一混合式虛功補償器其架構如圖 1-5所示。本論文所發展之混合式虛功補償器由一個被動式虛功補償器及一固態虛功補償器相互串聯組成。該被動式虛功補償器即為一交流電力電容器以提供一基本超前虛功量，降低固態虛功補償器之裝置容量。而固態虛功補償器可使混合式虛功補償裝置之虛功補償量在一特定範圍內無段調整，且使所補償之虛功電流近似於正弦波，可使被動式虛功補償器免於受到諧波共振及流入諧波電流等之諧波破壞。電力轉換器的控制方法可以避免交流電力電容器和市電電抗產生諧波共振，來自非線性負載的諧波電流注入問題也可以解決。在此架構中，電力轉換器中的直流操作電壓可以設定的更低，所以，在本方法中的電力轉換器之容量也可以降低許多。因此，本論文所提出之混合式虛功補償器製造成本便可有效降低了。 5.1. 基本原理假設市電電壓為. vs (t ) = Vs sin (ωt ). （5.1）. 由圖 1-5 中，為了使該混合式虛功補償裝置能調整其補償之虛功量，該固態虛功補償器內之電能轉換器必須產生一基波電壓表示如下：. v a1 (t ) = Va1 sin (ωt ). （5.2）. 則交流電力電容器兩端之電壓為. vc (t ) = (Vs − Va )sin (ωt ). （5.3）. 此時，該混合虛功補償裝置所提供之虛功量為：. Qr = I C (VS − Va1 ) =. VS (VS − Va1 ) XC. =. VS2 VS2Va1 − X C X C VS. = QC (1 −. Va1 ) VS. （5.4）. 32.

(47) 其中 I C 為流經交流電力電容器之電流，Qr 為混合式虛功補償器所提供之虛功量， Qc 為交流電力電容器單獨加入電源系統所提供之虛功量，由式(5.4)可發現該混合式虛功補償器可藉由控制該電能轉換器產生之基頻成份來無段調整補償之虛功量。電能轉換器產生基波電壓之最大振幅由混合式虛功補償裝置所提供之虛功變化範圍來決定，而電能轉換器之直流電壓則由最大基波電壓決定。 5.2. 虛擬諧波電阻交流電力電容器受到諧波損害幾乎都可歸因於與電力系統阻抗間的共振及過. 量諧波電流注入。若將阻尼電阻串聯在電路上，即可抑制共振，減少諧波電流注入量。然而，若使用傳統被動電阻不僅作用於諧波頻率電流以抑制諧振及減少諧波電流注入，且亦作用於基本波電流，在正常的運轉條件下，電力電容器電流中的基波成份會比諧波成份大很多，因此，使用插入被動電阻器的方法將會導致大量的電力損失。本章所發展之混合式虛功補償器中，電能轉換器與電力電容器串聯，為了避免串入一被動式電阻，本章所發展之電能轉換器除了可藉由產生一與電源電壓同相位基波電壓來調整虛功外，亦利用它來操作成一虛擬電阻，又為了避免消耗太多實功率，因此期望電能轉換器操作成一虛擬諧波電阻，它可以有效提供諧波阻尼，抑制諧振，並阻止諧波電流的注入，同時可避免基頻大量的功率消耗。由於電能轉換器與電力電容器串聯，要使電能轉換器操作成一虛擬諧波電阻，就必須控制電能轉換器產生一個為流過電流諧波成份之倍數比的電壓信號. Va 2 (t ) = K 1 × ich (t ). （5.5）. 其中 ich (t ) 為混合式虛功補償器電流之諧波成份，因此電能轉換器便像是一個 K1 Ω 之諧波電阻串聯於電力電容器。此外，電能轉換器操作成一虛擬諧波電阻所消秏之實功將會注入電能轉換器之直流側電容，此注入之實功將會造成直流側電容電壓之變動，電能轉換器只要再加入一直流穩壓控制便能將注入之實功以基本波成份再回送給配電系統，為了以基本波成份回送實功率，電能轉換器必須產生一與混合式虛功補償器基本波電流同相位之電壓，即. Va 3 (t ) = K 2 × i1 (t ). （5.6）. 綜合以上所述，電能轉換器輸出電壓必須為. Va (t ) = Va1 (t ) + Va 2 (t ) + Va 3 (t ). 33. （5.7）.

(48) 5.3. 混合式虛功補償器硬體架構三相混合式虛功補償器之硬體架構由一被動式虛功補償和一固態虛功補償器. 兩者相互串聯而成，如圖5-1所示，其被動式虛功補償器即為一交流電力電容器，而固態虛功償器部份則由一電力轉換器、一直流儲能電容器、一高頻漣波濾波器及一數位控制器組合而成，其直流電容器扮演著能量緩衝器的角色，並且提供一個直流電壓使電力轉換器能夠正常的運作。電力轉換器為一個三臂橋式架構且每一臂都包含了一對電力電子元件。每一個電力電子元件是由一個可控的電力電子開關(像是IGBT、POWER MOSFET)和一個二極體所組成。高頻漣波濾波器由一個電感與一電容電阻組組成之低通濾波器，其功能是為了濾除電力轉換器切換時所產生之漣波電流。數位控制器則產生一連串的驅動信號來控制電力轉換器上的電力電子開關六個控制接腳─R、S、T、X、Y、Z。. 圖5-1 5.4. 混動式虛功補償器主電力電路架構. 混合式虛功補償器之控制方法本章所提出之混合式虛功補償器採電壓控制式。圖5-2為本章所發展之混合式. 虛功補償器之控制方塊圖，其主要包含有虛功調整迴路、穩壓迴路以及虛擬諧波阻抗迴路。圖5-2中第一控制信號S1是用來完成虛功調整之功能，由5.1節之分析得知要調. 34.

(49) 節混合式虛功補償器產生之虛功，電力轉換器必須產生一與市電電壓同相位之基本波電壓，因此該第一控制信號S1必須為與市電電壓同相位之基本波信號，而電源系統電壓經由鎖相程式取得同步於電源系統電壓之正弦信號並送到一相移電路取得同步於電源系統之餘弦信號，將負載電流與同步於電源系統之餘弦信號送入虛功計算電路計算出該固態虛功補償器所需補償之虛功量，再將虛功計算電路之輸出及電源電壓基本波成份送到一乘法器相乘可得到第一控制信號S1。圖 5-2 中第二控制信號 S2 主要用來作固態虛功補償器直流側儲能電容之穩壓用。由於該固態虛功補償器操作成虛擬諧波阻尼及本身之功率損耗，所以該固態虛功補償器之直流側儲能電容上之電壓將會變動，為了維持該固態虛功補償器正常操作，其直流側電壓必須維持一穩定值，因此該固態虛功補償器必須從電源系統吸收或送回實功，亦即必須產生具有與混合式虛功補償器電流同相位之基本波 o. 電壓，而混合式虛功補償器電流超前電源電壓 90 ，因此該第二控制信號 S２必須超前電源電壓 90o 之基本波信號。固態虛功補償器之直流側電壓經檢出後與其設定電壓 VREF 送到一減法器相減，相減結果送到－PI 控制器，PI 控制器輸出與相移電路輸出之同步於電源系統之餘弦信號信號送到一乘法器相乘，即可得到第二控制信號 S2。圖 5-2 中第三控制信號 S3 主要是將電力轉換器虛擬成諧波阻抗。將混合式虛功補償器電流經由帶通濾波器配合一減法器取出其諧波成份，即可得到第三控制信號 S3。將控制信號 S1、S2 及 S3 送到一加法器相加可得到電壓調變信號，再將其調變信號送至脈寬調變模組及驅動電路以產生電力轉換器內電力電子開關之驅動信號。. 圖5-2. 混合式虛功補償器之控制方塊圖. 35.

(50) 5.5. 實測結果為了驗証本章所提混合式虛功補償器之功能，本章將建立一數位信號虛理器控. 制之三相混合式虛功補償器之硬體雛型，其主要參數如表5.1所示。表5.1. 硬體雛型之主要參數. 市電電壓. 220V, 60Hz. 直流匯流排電壓. 300V. 高頻漣波濾波器. R=3 C=6uF L=360uH. 切換頻率. 20kHz. 直流側儲能電容. 4900uF. 交流電力電容器. 180uF. 圖5-3所示為混合式虛功補償器之實測結果，包含Ｒ相電源壓與三相補償電流，由圖中可看出混合式虛功補償器提供之三相輸出電流皆為正弦波，且Ｒ相輸 o. 出電流與Ｒ相市電電壓相差將近90 ，因此證明混合式虛功補償器能產生一虛功弦波之補償電流。. 圖5-3. 混合式虛功補償器之實測結果，(a)Ｒ相之相電壓，(b) 電力轉換器Ｒ. 相輸出電流，(c) 電力轉換器S相輸出電流，(d)電力轉換器T相輸出電流。. 36.

(51) 圖5-4所示為Ｒ相補償電流之頻譜，由圖中可知虛功補償裝置之電流近乎正弦波其 THD 僅為2.2%，因此可避免該虛功補償裝置產生諧波污染或諧波放大的問題。. 圖5-4. Ｒ相補償電流頻譜. 圖5-5所示為混合式虛功補償器R相之補償結果。由圖中可看出負載電流落後電源電壓，而補償後市電電壓與市電電流幾乎同相位，即經補償後輸入功因可維持在單位功因，可驗証混合式虛功補償器具有良好的補償效果。. 圖5-5. 混合式虛功補償器R相之補償結果，(a)Ｒ相之相電壓，(b) Ｒ相市電電流，(c) R相混合式虛功補償器輸出電流，(d) Ｒ相負載電流。. 37.

(52) 圖5-6、5-7分別為混合式虛功補償器加、去載暫態之實測結果。由圖中可看出不論加、去載其暫態響應時間均很短，因此本論文所提混合式虛功補償器之暫態響應良好。. 圖5-6 混合式虛功補償器加載暫態，(a)Ｒ相之相電壓，(b) Ｒ相市電電流，(c) R相混合式虛功補償器輸出電流，(d) Ｒ相負載電流。. 圖5-7 混合式虛功補償器去載暫態，(a)Ｒ相之相電壓，(b) Ｒ相市電電流，(c) R相混合式虛功補償器輸出電流，(d) Ｒ相負載電流。. 38.

(53) 圖5-8所示為混合式虛功補償器啟動及關閉時之系統虛功變化實測結果，系統中負載為3.67KVAR之落後虛功，當混合式虛功補償器啟動後系統之虛功量立即降至0KVAR，且功因亦由最低的0.64立即升至1.00；而在混合式虛功補償器關閉之後，系統之虛功量又回升至原來的3.67KVAR，且功因又降至0.64，因此證明本論文所提之混合式虛功補償器能快速且準確的補償負載所需之虛功量，而使系統功因達到單位功因。. 圖5-8. 系統匯流排上之VAR及DPF之變化量。. 近年來配電系統之非線性負載的使用愈來愈頻繁，因此配電系統常常受諧波污染而失真，因此以下即針對電源電壓失真下作測試，圖5-9及5-10所示為實驗之失真市電電壓及其頻譜，由圖5-10中可發現此時市電電壓之THD為10.9%。. 39.

(54) 圖5-9. 圖5-10. 電源電壓波形失真下之R相電壓。. 電源電壓波形失真下之R相頻譜及THD。. 圖5-11所示為使用傳統交流電力電容器在此失真電壓下之實測結果，由圖中可發現交流電力電容器之電流將因電壓失真而產生大量諧波，而圖5-12所示為交流電力電容器電流之頻譜圖，由圖中可看出交流電力電容器電流之THD為36.4%，這意謂著在諧波汙染的配電系統中利用電力電容器來作虛功補償將使得電力電容器之諧波電流大增而失去補償效果，且電力電容器諧波電流變大將使得其電流之有效值變大，而可能造成電力電容器之損壞。. 40.

(55) 圖5-11. 電源電壓波形失真下，(a)Ｒ相之相電壓，使用傳統交流電力電容器之(b) Ｒ相輸出電流，(c)Ｓ相輸出電流，(d)T相輸出電流。. 圖5-12. 使用傳統交流電力電容在畸變電壓下之R相頻譜及THD。. 圖5-13為使用本章所提混合式虛功補償器在此失真電壓下之實測結果，由圖中可發現混合式虛功補償器之電流將趨近於弦波，而圖5-14所示為混合式虛功補償器電流之頻譜圖，由圖中可看出混合式虛功補償器電流之THD為6.7%。由此可証實本章所發展之混合式虛功補償器在市電電壓波形失真下仍然有良好之性能。. 41.

(56) 圖5-13. 電源電壓波形失真下之本章所發展之混合式虛功補償器之實測結果，(a). Ｒ相之相電壓，(b)電力轉換器Ｒ相輸出電流，(c)電力轉換器S相輸出電流，(d) 電力轉換器T相輸出電流。. 圖5-14. 本論文所發展之混合式在畸變電壓下之交流電力電容器R相頻譜及THD。. 本章利用數位信號處理器來實現一混合式虛功補償裝置，經過實測証明本章所發展之混合式虛功補償器其提供之虛功量可以依負載變動而線性調整，使輸入功因維持在單位功因，且該虛功補償器之補償電流為一近乎正弦波，可避免該裝置對電源系統產生諧波破壞，因此不會有交流電力電容器諧振破壞的問題。. 42.

(57) 圖5-15. 混合式虛功補償器實體照片. 43.

(58) 第六章三相兩臂橋式混合式虛功補償器前一章所述之混合式虛功補償器雖然己經藉由串聯電力電容器以降低固態虛功補償器之容量，本章將再發展一新式固態虛功補器之架構，以簡化傳統電力轉換器之架構。本章所發展之固態虛功補償器所採用之電能轉換器如圖6.1中所示，由於三相三線之混合式虛功補償器每一相均包含一電力電容器，而交流電力電容器可以有效阻隔直流電壓，因此橋式電力電子開關組只需採用一個二臂橋式架構，且不需使用分離式直流電容器來作為第三臂，三相電感器中其中兩個電感器連接到橋式電力電子開關組的兩臂，而另外一個電感器則直接連接至直流電容器的負端（或正端）而不需要經過任何電力電子元件，因此可更進一步的簡化電能轉換器之架構。. 圖6-1 6.1. 三相兩臂橋式電能轉換器. 基本原理. 假設三相市電電壓為平衡，且可表示為 v sa (t ) = Vs sin ωt v sb (t ) = Vs sin(ωt − 120 o ). （6.1）. v sc (t ) = Vs sin(ωt + 120 o ). 在電能轉換器未輸出電壓時，則由交流電容器所提供的虛功量為： 3 Q p = ωCV s2 2. （6.2）. 在此 ω 為角頻率， C 為電力電容器之電容量。而電能轉換器採用脈寬調變技. 44.

(59) 術控制，每一臂電力電子開關切換直流電容器電壓均會產生一輸出電壓，因此二臂橋式電力電子開關組產生之電壓可表示為 vcona (t ) = Vdc 2 + k con v ma (t ) + v rpa (t ). （6.3）. vconb (t ) = Vdc 2 + k con v mb (t ) + v rpb (t ). （6.4）. 其中 Vcona (t ) 及 Vconb (t ) 為二臂橋式電力電子開關組之輸出電壓， Vdc 為直流電容器電壓，v rpa (t ) 及 v rpb (t ) 為切換漣波電壓，vma (t ) 及 vmb (t ) 為電能轉換器脈寬調變控制之調變信號，而 kcon 為電能轉換器之增益可表示如下式： ^. （6.5）. k con = V DC / 2 V CAR ^. 其中 V CAR 是指脈寛調變控制器中高頻載波之振幅。電能轉換器之切換漣波電壓之頻率出現在電力電子開關切換頻率的整數倍上，而電力電子開關切換頻率遠高於配電系統的頻率，且它可以被高頻漣波濾器所濾除，因此下面的分析將不考慮切換漣波電壓。因此由式（6.3）及（6.4）中二臂橋式電力電子開關組之輸出電壓僅剩下一直流成份及一正比於調變信號之交流成份。圖6-2所示為三相兩臂橋式混合式虛功補償器之三相直流等效直流電路，由於市電電壓不含直流成份，因此市電在直流電路中可視為短路，電感在直流分析中亦可視為短路，由式(6.3)及式(6.4)中可發現兩臂式電能轉換器將產生兩個直流電壓，其電壓大小為 V DC / 2 ，由圖6-2中可推導出交流電容器上的直流電壓( V pa 0 , V pb 0 , V pc 0 )分別為： 1 V pa 0 = V pb 0 = Vdc 6 1 V pc 0 = − Vdc 3. （6.6）（6.7）. 因此電能轉換器所產生的直流電壓全部降在交流電容器組上，在選擇交流電容器組之耐壓時必須考慮此直流電壓。. 45.

(60) 圖6-2. 三相兩臂橋式混合式虛功補償器之三相等效直流電路. 圖6-3所示為三相兩臂橋式混合虛功補償器在基頻下之三相等效電路，圖中包含兩組電源，一組為市電電壓源，而另一組為電能轉換器產生之電壓，由式(6.3)及式(6.4)中可得知電能轉換器將會產生兩個正比於調變信號之基頻電壓 vcona1 (t ) 及 vconb1 (t ) 。. 圖6-3. 三相兩臂橋式混合式虛功補償器之三相等效基頻電路. 為了得到平衡三相補償電流，交流電容器組上的基頻電壓亦必須為平衡，圖6-3中可利用重疊定理分別計算出兩組電源在交流電容器組上的基頻電壓，考慮市電電壓時電能轉換器電壓予以短路，假設市電電壓如式(6.1) 所示為三相平衡電壓源，由電路中可發現交流電容器上的電壓即為市電電壓；而考慮電能轉換器電壓時則將市電電壓予以短路，由於電能轉換器只產生兩個基頻電壓，為了在交流電容器組上得到平衡基頻電壓，因此必須藉由對稱分量來求出電能轉換器所必須產生之電壓。由圖6-3中我們可推得電能轉換器電壓所造成在交流電容器組上的三個基頻電壓( V pa1,c , V pb1,c , V pc1,c ). 46.