中 華 大 學

中 華 大 學 碩 士 論 文

無線區域網路系統之基頻軟體傳收機實作

Simulink Platform of WLAN Systems

系 所 別：電機工程學系碩士班 學號姓名：M09101029 黃卲雋 指導教授：陳棟洲 博士

中華民國九十四年 十 月

無線區域網路系統之基頻軟體傳收機實作

研究生：黃卲雋 指導教授：陳棟洲 中華大學

電機工程學系碩士班

摘 要

無線區域網路發展迄今，所傳輸之資料量可謂與日俱增，故高速無線區域網 路 標 準 亦 不 停 地 推 陳 出 新 。 從 早 期 的 IEEE Std 802.11-1997 、 IEEE Std 802.11b-1999 及 IEEE Std 802.11a-1999 ， 乃 至 於 當 下 主 流 的 IEEE Std 802.11g™-2003，無線區域網路之傳輸率已可達每秒五千四百萬位元。本論文將 對上述之標準逐一做簡述與軟體實作。

本論文先介紹各標準之規格。再以 SIMULINK

^®

實作各個規格之基頻傳收 機，並以誤碼率曲線驗證各傳收機。接著，以實作的SIMULINK

^®

傳收機分析各 系統於衰減性通道中之效能。最後以分析所得之效能曲線推估系統切換模式的準 則，做IEEE Std 802.11a-1999 適應性模式切換的模擬。

Simulink Platform of WLAN Systems

Student：Shao-Jun Huang Advisor：Tung-Chou Chen Department of Electrical Engineering

Chung Hua University

Abstract

Since the WLAN was invented, information that transmitted through WLAN gradually increase and standards for high-speed WLAN are weeded through the old to bring forth the new continuously. From the early IEEE Std.802.11-1997, IEEE Std.802.11b-1999 and IEEE Std.802.11a-1999 to the hottest WLAN standard, IEEE Std.802.11g™-2003, the speed of WLAN is up to 54 Mbit/s. Standards referred above will be introduced and implemented on software platform one by one.

First, the specification for each system would be introduced. Then, the baseband transceivers, implemented with SIMULINK

^®

and verified by the curve of BER (Bit Error Rate), would be performed. Next, the performance of systems versus fading channel would be analyzed using transceivers constructed early. Finally, the simulation of adaptive modulation controlling for IEEE Std.802.11a-1999 system would be performed under a principle estimated by the curve of system performance acquired early.

目 次

摘要 I Abstract II

目次 III 表目錄 V 圖目錄 VI 章節 頁次

第一章 簡介 1

1.1 背景 1

1.2 研究動機 1

1.3 研究流程 2

1.4 研究方法 2

1.5 章節提要 3

第二章 IEEE Std 802.11b-1999 4

2.1 IEEE Std 802.11b-1999 系統簡介 4

2.2 直接序列展頻與巴克碼 6

2.3 互補碼調變 8

2.3.1互補碼之調變及傳送 10

2.3.2互補碼之接收及解調 12

2.4 IEEE Std.802.11b-1999 基頻軟體傳收機 15

2.4.1直接序列展頻的軟體實作 16

2.4.2互補碼調變的軟體實作 17

2.4.3 IEEE Std.802.11b-1999 系統之效能 19

第三章 IEEE Std 802.11a-1999 21

3.1 正交分頻多工 21

3.2 IEEE Std 802.11a-1999 基頻實體層之規格 23

3.2.1資料的攪拌及解攪拌 23

3.2.2編碼與解碼 24

3.2.3交錯與解交錯 26

3.2.4子載波調變之對映及解對映 28

3.2.5正交分頻多工之調變及解調 31

3.2.6保護區間之置入及移除 31

3.2.7系統說明 32

3.3 IEEE Std.802.11a-1999 基頻軟體傳收機 34

3.3.1 IEEE Std 802.11a-1999 系統的基頻軟體傳收機 34

3.3.2 IEEE Std 802.11a-1999 系統於衰減性通道中之效能 36

3.3.3 IEEE Std.802.11a-1999 系統的適應性模式切換 37

第四章 IEEE Std 802.11g™-2003

40

4.1 封包二進制迴旋編碼器 43

4.2 封包二進制迴旋編碼之對映 45

4.3 ERP-PBCC 基頻軟體傳收機 49

4.3.1 ERP-PBCC-5.5 與 ERP-PBCC-11 模式的軟體實作 49

4.3.2 ERP-PBCC-22 模式的軟體實作 51

4.3.3 ERP-PBCC 系統之效能 51

第五章 結論 55

參考文獻 56

表目錄

表1-1 IEEE Std 802.11 系列標準 2

表2-1 直接序列展頻之差分二相位移鍵編碼表 5

表2-2 直接序列展頻之差分四相位移鍵編碼表 5

表2-3 互補碼調變之差分四相位移鍵編碼表 10

表2-4 互補碼調變之四相位移鍵編碼表 11

表3-1 IEEE Std 802.11a-1999 之二相位移鍵編碼表 28

表3-2 IEEE Std 802.11a-1999 之四相位移鍵編碼表 28

表3-3 IEEE Std 802.11a-1999 之十六進制正交振幅編碼表 29

表3-4 IEEE Std 802.11a-1999 之六十四進制正交振幅編碼表 29

表3-5 IEEE Std 802.11a-1999 各個調變之正規因子對照表 29

表3-6 IEEE Std 802.11a-1999 速率相依的參數 33

表3-7 IEEE Std 802.11a-1999 時間相關的參數 33

圖目錄

圖2-1 IEEE Std 802.11b-1999 之四種調變方式及傳輸率 5

圖2-2 信號展頻的過程 6

圖2-3 展頻訊號的回復 7

圖2-4 巴克碼之正規自相關性 7

圖2-5 CCK 與 MOK 編碼維度的比較 9

圖2-6 CCK-11 傳送端的架構 11

圖2-7 CCK-11 接收端的架構 12

圖2-8 基本快速華許轉換方塊 14

圖2-9 快速華許轉換 15

圖2-10 IEEE Std.802.11b-1999 基頻軟體傳收機 16

圖2-11 DSSS-1 之傳送端的軟體實作 17

圖2-12 DSSS-1 之接收端的軟體實作 17

圖2-13 CCK-5.5 與 CCK-11 共用之傳送端軟體實作 18

圖2-14 CCK-5.5 與 CCK-11 共用之接收端軟體實作 18

圖2-15 IEEE Std.802.11b-1999 之相加性白高斯雜訊通道之誤碼率 19

圖2-16 IEEE Std.802.11b-1999 之指數遞減瑞利衰減通道之誤碼率 20

圖3-1 IEEE Std 802.11a-1999 的傳收方塊圖 23

圖3-2 IEEE Std 802.11a-1999 之攪拌器 24

圖3-3 IEEE Std 802.11a-1999 之編碼器 26

圖3-4 間空迴旋碼之編解碼程序說明 25

圖3-5 IEEE Std 802.11a-1999 星象圖的位元編碼 30

圖3-6 反向離散傅利葉轉換之輸出及輸入 32

圖3-7 IEEE Std 802.11a-1999 系統的交錯及子載波調變軟體實作 34

圖3-8 IEEE Std 802.11a-1999 系統的子載波解調及解交錯軟體實作 35

圖3-9 IEEE Std.802.11a-1999 系統的正交分頻多工調變軟體實作 36

圖3-10 IEEE Std.802.11a-1999 系統的等化器軟體實作 36

圖3-11 IEEE Std.802.11a-1999 於 AWGN 通道之誤碼率 37

圖3-12 IEEE Std.802.11a-1999 於 EDRF 通道之誤碼率 38

圖3-13 IEEE Std.802.11a-1999 的基頻軟體傳收機 39

圖3-14 IEEE Std.802.11a-1999 模擬平台之雜訊比及資料傳輸率的檢視視窗 39

圖4-1 IEEE Std.802.11g™-2003 的調變方式 41

圖4-2 IEEE Std.802.11b/a/g 距離與傳輸速率的關係 42

圖4-3 封包二進制迴旋編碼之系統架構 43

圖4-4 ERP-PBCC-5.5 與 ERP-PBCC-11 之迴旋編碼器 44

圖4-5 ERP-PBCC-22 與 ERP-PBCC-33 之迴旋編碼器 45

圖4-6 ERP-PBCC-5.5 與 ERP-PBCC-11 之覆蓋碼對映 46

圖4-7 ERP-PBCC-22 與 ERP-PBCC-33 之覆蓋碼對映 47

圖4-8 ERP-PBCC-33 之封包 48

圖4-9 IEEE Std 802.11g™-2003 的基頻軟體傳收機實作 49

圖4-10 ERP-PBCC-5.5 之覆蓋碼對映軟體實作 50

圖4-11 ERP-PBCC-11 之覆蓋碼對映軟體實作 50

圖4-12 ERP-PBCC-11 之覆蓋碼解對映軟體實作 51

圖4-13 PBCC-5.5 之效能與 CCK-5.5 之效能的比較 52

圖4-14 PBCC-11 之效能與 CCK-11 之效能的比較 52

圖4-15 封包二進制迴旋編碼模式於相加性白高斯雜訊通道之誤碼率 53

圖4-16 封包二進制迴旋編碼模式於指數遞減瑞利衰減通道之誤碼率 54

第一章 簡介

1.1 背景

隨著網際網路時代的來臨，網路對於現代人來說，已經成為日常生活中不可 或缺的一部分，無線區域網路（Wireless Local Area Network, WLAN）更儼然成 為網路通訊界的明日之星。無線區域網路是指傳輸範圍約略百米左右的無線網 路，如用於單一建築物及辦公室之內。相較於無線網路，現行有線的鏈結方式，

不論是透過專線或電話線，人類始終受到纜線的羈絆，因此，構建一個便捷的通 訊環境，是有其必要性的。

在不易架設有線網路的環境，使用者時常需要移動位置與架設臨時性的網 路，皆有架設無線區域網路之必要。在實務上，通常會將無線區域網路與現存的 有線區域網路結合，如此一來不但可增加原有網路的實用性，亦可擴大無線區域 網路的使用範圍。當下最熱門的無線區域網路技術就屬IEEE Std.802.11-1997[1]

及其相關標準規範。

1.2 研究動機

IEEE Std.802.11-1997 無線區域網路標準的通過，可謂是無線網路發展史上 重要的里程碑，因為它整合了各家廠商在無線區域網路裡不同速率的產品之互通 性。1999 年更制定了 IEEE Std.802.11b-1999[2]，將原有的資料傳輸速率 1 Mbit/s 及2 Mbit/s 推升至 5.5 Mbit/s 及 11 Mbit/s。IEEE Std.802.11b-1999 完全相容於 IEEE Std.802.11-1997，故 IEEE Std.802.11b-1999 便取而代之成為市場上的主流。在此 同時，以正交分頻多工（Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM）為 調變技術的IEEE Std.802.11a-1999[3]亦被推出。其使用的頻帶在 5 GHz 上，同時 採用 BPSK、QPSK、16-QAM、64-QAM 加上 OFDM 並變更其錯誤更正碼；其 提供八種資料傳輸率，最高可達54 Mbit/s。

相較於IEEE Std.802.11a-1999，IEEE Std.802.11g™-2003[4]的資料傳輸率亦 高達 54 Mbit/s，且同樣採用正交分頻多工技術；而其優點在於操作於 2.4 GHz 頻帶在上，完全與IEEE Std.802.11b-1999 相容。上述之 IEEE Std.802.11 系列，

不同標準間的資料傳輸率、操作之頻帶及調變技術等等皆不盡相同，茲整理如表 1-1 所示。

1.3 研究流程

由表 1-1 可知，IEEE Std.802.11g™-2003 結合了 IEEE Std.802.11b-1999 與 IEEE Std.802.11a-1999 兩種標準，而且 IEEE Std.802.11g™-2003 能與 IEEE Std.802.11b-1999 完全相容，故本論文先分別對 IEEE Std.802.11a-1999 與 IEEE Std.802.11b-1999 做研究，再對 IEEE Std.802.11g™-2003 與前兩者相異之處單獨 做研究。最後將三者整合起來。

1.4 研究方法

先按各標準所定義的，將傳送端之模擬方塊建構起來，並驗證其功能是否符 合標準的規範。接者，確定系統之效能參數後，接收端之模擬方塊方可被建構。

最後則為傳收機效能之驗證。

表1-1 IEEE Std.802.11 系列標準[5]

1.5 章節提要

第二章先介紹IEEE Std.802.11b-1999 基頻實體層之規格，並建構其基頻軟體 傳收機。第三章接著介紹IEEE Std.802.11a-1999 基頻實體層之規格，並建構其基 頻軟體傳收機。第四章整合了前兩章的兩大標準成為IEEE Std.802.11g™ -2003，

並建構其基頻軟體傳收機。第五章為本論文之結論。

第二章

IEEE Std.802.11b-1999

IEEE Std.802.11b-1999 藉由增加對每秒 5.5 百萬位元及每秒 11 百萬位元兩種 速度的支援，來延伸IEEE Std.802.11-1997。跳頻展頻（Frequency-Hopping Spread Spectrum, FHSS）已經被捨棄，而直接序列展頻（Direct Sequence Spread Spectrum, DSSS）則被保留了下來。礙於美國聯邦通訊委員會（Federal Communications Commission, FCC）的法規，跳頻無法支援更高的資料傳輸率。這表示 IEEE Std.802.11b-1999 系 統 可 與 直 接 序 列 展 頻 相 互 操 作 ， 但 卻 無 法 與 IEEE Std.802.11-1997 的跳頻系統搭配使用。

2.1 IEEE Std.802.11b-1999 系統簡介

IEEE Std.802.11b-1999 定義了四種調變方式及資料傳輸率，如圖 2-1 所示。

在低速傳輸方面承襲了IEEE Std.802.11-1997 的調變方式。資料傳輸率每秒一百 萬位元及每秒兩百萬位元時，分別使用差分二相位移鍵（Differential Binary Phase-Shift Keying, DBPSK ） 及 差 分 四 相 位 移 鍵 （ Differential Quadrature Phase-Shift Keying, DQPSK）調變，再被直接序列展頻。差分二相位移鍵與差分 四相位移鍵之差分編碼表分別示於表 2-1 及表 2-2。展頻碼為十一位元之巴克序 列（Barker sequence）[6]：+1, -1, +1, +1, -1, +1, +1, +1, -1, -1, -1。此組展頻碼具 有相當優越之相關性。當兩組巴克序列對齊時，自相關性（autocorrelation）為 11；當兩組巴克序列沒對齊時，互相關（cross-correlation）性為-1。

圖2-1 IEEE Std.802.11b 之四種調變方式及傳輸率[7]

表2-1 直接序列展頻之差分二相位移鍵編碼表[1]

表2-2 直接序列展頻之差分四相位移鍵編碼表[1]

當資料傳輸率為每秒 5.5 百萬位元及每秒 11 百萬位元時，使用互補碼鍵控

（Complementary Code Keying, CCK）[8-13]，展頻碼為八個切片（chip）之互補 碼。

接著2.2 節將介紹直接序列展頻技術及巴克碼（Barker code），2.3 節則對互 補碼鍵控的調變及解調方式做介紹。

2.2 直接序列展頻與巴克碼

直接序列展頻是利用一組「假隨機碼（Pseudo-random Numerical code, PN code）」與原要傳送的訊號作 XOR 運算，將原來的訊號頻譜壓縮擴散到整個要傳 送的頻段，由圖2-2 可以看到，本來要傳的訊號其頻譜及能量是位在該頻段上某 一處，再經過PN code 的 XOR 運算後其頻譜及能量將會被分散到該頻段的整個 頻寬上，結果，總能量不變，但瞬時功率降低了。

假設現有兩種調變：一為二相位移鍵（Binary Phase-Shift Keying, BPSK），

另一種是二相位移鍵加上直接序列展頻。展頻碼使用巴克碼。若通道上的訊號雜 訊比（Signal to Noise Ratio, SNR）相同，則後者的位元雜訊比（E

b

/N

0

）將比前 者大了「處理增益（Processing Gain, PG）」，PG = 10log(11)。經過直接展頻之後

圖2-2 信號展頻的過程

的訊號可以利用其PN code 本身的自相關性找回原本的訊號，如圖 2-3 所示。

為了使展頻系統正確地運作，接收端與傳送端需使用同一組「假雜訊序列

（Pseudo-random Numerical noise, PN noise）」。

巴克碼，示於(2.1)式，為 IEEE Std.802.11b-1999 之直接序列展頻技術所採用 的假隨機碼。它是一組十一位元，具有相當優越之自相關性的假隨機碼。

+1, -1, +1, +1, -1, +1, +1, +1, -1, -1, -1 (2.1)

巴克碼的自相關性為11，互相關性為-1。圖 2-4 為巴克碼在無雜訊的影響下，接 收端利用自相關量（a measure of correlation）運算所得之正規化自相關性示意圖。

圖2-3 展頻訊號的回復

圖2-4 巴克碼之正規自相關性

解調時，接收端也有相同之巴克碼。當接收到訊息時，每片切片皆被與已知 的巴克碼做相關性的運算。傳送的訊號亦可藉由巴克碼優越的自相關性及互相關 性，克服無線通訊中可能會產生的多重路徑（multi-paths）效應，故可輕易地找 到資料的時序。

2.3 互補碼調變

IEEE Std.802.11b-1999 之 直 接 序 列 調 變 指 定 十 一 位 元 的 晶 片 序 列

（chipping），稱做巴克序列，做為所有待傳資料的資料編碼。每組晶片序列皆載 送一個資料位元，並被轉換成適於在空氣中傳播的波形。此波形稱為符元。這些 符元會以每秒百萬符元之符元速率傳播，並採用二相位移鍵調變。二相位移鍵會 在兩個不同的相位間交換載波，以代表二進制的1 或 0（如表 2-1 所示）。

就資料傳輸率每秒5.5 百萬位元而言，則使用四相位移鍵（Quadrature Phase Shift Keying, QPSK）將二相位移鍵之資料傳輸率提高一倍。四相位移鍵也會調 變訊號之相位，但使用四個相位，而非兩個。透過這種方法，每個發射的訊號可 傳輸兩個位元，如此可提高頻譜的使用效率，但亦會降低系統對雜訊及其他干擾 的抵抗力。符元中所包含的資訊愈多，符元的各個狀態會變得更接近，這會使得 雜訊及其他干擾將訊號「推向」錯誤的狀態而造成位元錯誤。

要將IEEE Std.802.11-1997 的資料傳輸率提升至每秒兩百萬位元以上，必須 使用更為複雜的編碼技術。IEEE Std.802.11b-1999 捨棄十一位元的巴克序列，改 而指定互補碼調變。它包含了六十四組八位元晶片序列的碼字（codeword）。適 用於資料傳輸率每秒 5.5 百萬位元及每秒 11 百萬位元。這六十四組碼字擁有獨 特的數學特性。即使出現嚴重的雜訊及多重路徑干擾，例如在一棟建築物內接收 多個無線電反射所造成的干擾，接收端亦能正確地解回被傳送的碼字。資料傳輸 率每秒 5.5 百萬位元使用互補碼為每符元編碼四個位元，而資料傳輸率每秒 11

百萬位元則為每符元編碼八個位元。上述兩種速率皆使用四相位移鍵及每秒 1.375 百萬符元的信號，這是能達到較高資料傳輸率的原因。

互補碼鍵控是源自資訊理論中的互補序列（Complementary Sequences）。簡 而言之，互補碼調變是使用複數符號的一種I/Q 調變結構，是多維正交鍵控調變

（M-ary Orthogonal Keying）的一種變化，如圖 2-5 所示。

IEEE Std.802.11b-1999 所 定 義 之 互 補 碼 鍵 控 展 頻 調 變 與 IEEE Std.802.11-1997 所定義之直接序列展頻調變的差異在於：直接序列展頻是利用一 組具有良好自相關性的字碼之多餘度使資料能被很輕易地解調回來。利用多餘度 固然能有效地降低錯誤率，但相對地，頻寬之資料傳輸效率只得隨之大幅地降 低。而互補碼鍵控展頻則是利用兩百五十六組字碼間之正交性，拉開訊號在空間 點之間的距離，來降低錯誤率，且能兼顧一定的資料傳輸率。

以下將針對每秒 5.5 百萬位元與每秒 11 百萬位元之互補碼鍵控的調變與解 圖2-5 CCK 與 MOK 編碼維度的比較

調之過程及差異做詳盡地介紹。

2.3.1互補碼之調變及傳送

互補碼調變的碼字如(2.2)式所示：

c = {e j(φ1+φ2+φ3+φ4)

, e

j(φ1+φ3+φ4)

, e

j(φ1+φ2+φ4)

, -e

^j(φ1+φ4)

, e

j(φ1+φ2+φ3)

, e

^j(φ1+φ3)

, -e

^j(φ1+φ2)

, e

^jφ1

}

(2.2)

資料傳輸率每秒 5.5 百萬位元的互補碼調變過程為：資料經過攪拌器

（Scrambler）後，四個位元一組，同組的位元依序編號為 d0、d1、d2 及 d3。d0 與d1 依表 2-3 所定義之差分四相位移鍵編碼得 φ1，φ2、φ3 與 φ4 則由(2.3)式所 得。

φ2 = (d2 * π) + π / 2, φ3 = 0, φ4 = d3 * π (2.3)

將φ1、φ2、φ3 及 φ4 代入碼字公式(2.2)式便可得到資料傳輸率每秒 5.5 百萬位元 的互補碼調變碼字。

資料傳輸率每秒 11 百萬位元的互補碼調變過程為：資料經過攪拌器後，八 表2-3 互補碼調變之差分四相位移鍵編碼表[1]

個位元一組，同組的位元依序編號為d0 至 d7。d0 與 d1 依表 2-3 編碼得 φ1，而 d2 至 d7 依表 2-4 編碼得 φ2、φ3 及 φ4。將 φ1，φ2、φ3 及 φ4 代入碼字公式(2.2) 式便可得到資料傳輸率每秒11 百萬位元的互補碼調變碼字。

資料傳輸率每秒 11 百萬位元之互補碼調變的傳送端之架構如圖 2-6 所示。

首先，資料位元經由攪拌器（scrambler）均勻打散，以每組八個位元送入多工器。

最後六個位元用來選擇六十四組複數互補碼碼字的其中一組。而第一及第二位元 用差分四相位移鍵編碼後，旋轉後六個位元所選出的碼字。最後，乘上覆蓋碼

（cover code）後才被傳送出去。在此要說明的是，覆蓋碼為：+1, +1, +1, -1, +1, +1, -1, +1 的序列。其中的負號是將互補碼之碼字公式的第四及第七片切片冠上 負號，目的是使直流偏移（DC offset）能夠夠小。

表2-4 互補碼調變之四相位移鍵編碼表[1]

圖2-6 CCK-11 傳送端的架構[14]

2.3.2互補碼之接收及解調

資料傳輸率每秒 11 百萬位元之互補碼解調的接收端之架構如圖 2-7 所示。

首先，由中頻降頻至基頻的類比信號經類比至數位轉換器（Analog to Digital Converter, ADC）轉換成數位信號。接著，信號與載波回復迴路的輸出做複數相 乘以除去頻率偏移及相位失真之效應。在移去覆蓋碼後，信號進入快速華許轉換

（Fast Walsh Transform, FWT）做相關性運算。利用相關器之最大振幅輸出解得 後六個位元，並將其送入符元檢測器（sign detector）及差分解碼器而解出前兩 個位元。最後，再將資料位元送入解攪拌器（descrambler）來還原出所傳送的資 料位元。

上面的敘述是同調（coherent）的解調方法。事實上，互補碼的解調方式可 分為非同調（non-coherent）與同調兩類。其區別在於：同調解調時，訊號的相 位必須正確地解出來，之後再做解差分編碼的動作；而非同調解調則不須找到相 位，可以單單靠著前後訊號的相位差來解出原始資料，同調解調的錯誤率會比非

圖2-7 CCK-11 接收端的架構[15]

同調解調的錯誤率好上1 到 2 個 dB[16]。

以下將對互補碼調變的兩種解調方式做詳盡的說明。

首先，我們將互補碼之碼字依序編號為c

1

, c

2

, c

3

, c

4

, c

5

, c

6

, c

7

, c

8

，其對應如(2.2) 式所示。由(2.2)式可發現 φ1 出現於每片切片上，φ2 出現於奇數切片上，φ3 出 現於每兩片切片一組的奇數組切片上，而φ4 則出現於每四片切片一組的奇數組 切片上。如上所述之形式，事實上，互補碼即是一種 Walsh/Hadamard 函數的組 合。換句話說，互補碼調變就是一種使用複數Walsh/Hadamard 形式的調變方式，

而此形式就是一般所謂的互補碼。

非同調調解是將收到的互補碼碼字，c

1

, c

2

, c

3

, c

4

, c

5

, c

6

, c

7

, c⁸，兩兩間做複數 乘法。解回φ2、φ3 及 φ4，(2.4)、(2.5)及(2.6)式，後再將 φ2、φ3 及 φ4 帶入原先 之碼字，(2.7)式，兩者相互做共軛複數（complex conjugate）乘法，則可求得 φ1，

(2.9)式。

e

^jφ2

= c

1

c

2 *

+ c

3

c

4 *

+ c

5

c

6 *

+ c

7

c

8 *

(2.4)

e

^jφ3

= c

1

c

3 *

+ c

2

c

4 *

+ c

5

c

7 *

+ c

6

c

8 *

(2.5)

e

^jφ4

= c

1

c

5 *

+ c

2

c

6 *

+ c

3

c

7 *

+ c

4

c

8 *

(2.6)

C’ = {e

j(φ2+φ3+φ4)

, e

^j(φ3+φ4)

, e

^j(φ2+φ4)

, -e

^jφ4

, e

^j(φ2+φ3)

, e

^jφ3

, -e

^jφ2

, e

^j(0)

} (2.7)

C = {e

j(φ1+φ2+φ3+φ4)

,e

j(φ1+φ3+φ4)

,e

j(φ1+φ2+φ4)

,-e

^j(φ1+φ4)

,e

j(φ1+φ2+φ3)

,e

^j(φ1+φ3)

,-e

^j(φ1+φ2)

,e

^jφ1

} (2.8)

C(C’)* = {e

^jφ1

, e

^jφ1

, e

^jφ1

, e

^jφ1

, e

^jφ1

, e

^jφ1

, e

^jφ1

, e

^jφ1

} (2.9)

同調解調則是用快速華許轉換來實現快速解調。圖2-8 所示為基本快速華許 轉換方塊。圖中之 x0, x1, ………x7 為八片切片的軟式決策值（soft decision data）

輸入。在給定φ1 及 φ2 的情況下，共有 16 種可能的相關性輸出。

圖2-9 所示為所有可能的相關性輸出，其中的基本快速華許轉換方塊如圖 2-8 所示。一個基本快速華許轉換方塊，而一個完整的解調架構需要四個基本快速華 許轉換方塊，所以全部需要一百一十二個運算器。比較於傳統的方法使用六十四 個各別相關器直接運算，總共需要64 * 8 = 512 個運算器，使用快速華許轉換能 夠降低接近五倍的硬體複雜度。

圖2-8 基本快速華許轉換方塊[18]

2.4 IEEE Std.802.11b-1999 基頻軟體傳收機

本論文先建構出 IEEE Std.802.11b-1999 基頻軟體傳收機，再對傳收機做誤碼 率的驗證。最後則分析了相加性高斯雜訊系統於通道（Additive White Gaussian Noise, AWGN）及衰減通道（fading channel）中的效能。由於同調系統於誤碼率 方 面 的 效 能 較 非 同 調 系 統 的 來 得 好 ， 故 本 論 文 只 實 作 同 調 的 IEEE Std.802.11b-1999 基頻軟體傳收機。圖 2-10 為 IEEE Std.802.11b-1999 基頻軟體傳 收機。

圖2-9 快速華許轉換[18]

2.4.1直接序列展頻的軟體實作

圖 2-11 為資料傳輸率每秒一百萬位元之傳送端的軟體實作。圖中之 Differential Encoder 與 BPSK 合起來即為差分二相位移相調變，而 spread spectrum 則將信號做巴克序列之直接序列展頻。

解調方面，為了模擬出 IEEE Std.802.11b-1999 系統的最佳效能，在此採用同 調的差分移相解調。解調的程序為：先將接收到的信號與巴克碼做相關性運算，

再將所得的最大相關量做差分二相位解碼。圖 2-12 為資料傳輸率每秒一百萬位 元的接收端之軟體實作。

%

Performance Anal ysis

MAC DSSS/CCK

TX

DSSS/CCK RX

Channel ber11b

[mod]

[mod]

[mod]

[mod]

0

圖2-10 IEEE Std.802.11b-1999 基頻軟體傳收機

2.4.2互補碼調變的軟體實作

資料傳輸率每秒5.5 百萬位元的互補碼調變所產生的碼字皆包含於資料傳輸 率每秒 11 百萬位元的互補碼調變所產生的碼字之中。故於硬體的實現上只須實 現資料傳輸率每秒11 百萬位元的互補碼調變即可。圖 2-6 為資料傳輸率每秒 11 百萬位元的互補碼調變之電路架構，互補碼調變的軟體實作即以圖2-6 為建構範 本。圖2-13 為資料傳輸率每秒 5.5 百萬位元與資料傳輸率每秒 11 百萬位元共用 之傳送端軟體實作。圖中之七個Add 為圖 2-6 中之選擇器的實現；即從六十四組 碼字中選出一組。

圖2-11 DSSS-1 之傳送端的軟體實作

圖2-12 DSSS-1 之接收端的軟體實作

1 K*u

spread spectrum Differential

Encoder BPSK

1

1 K*u

correlator

Reshape Differential

Decoder BPSK 1

如上所述，資料傳輸率每秒 5.5 百萬位元亦可與資料傳輸率每秒 11 百萬位 元共用解調電路。圖 2-14 為資料傳輸率每秒 5.5 百萬位元與資料傳輸率每秒 11 百萬位元共用之接收端軟體實作。在純粹的軟體模擬之中，實作快速華許轉換是 無必要的。故在此，仍舊實作傳統的六十四組平行相關器，即圖中之 Gain。最 後六個位元即是產生最大值的相關器之二進制編號。

圖2-13 CCK-5.5 與 CCK-11 共用之傳送端軟體實作

1 MUX

1:8 1.375MHz

DEMUX 8:1 11MHz

to 1.375MHz DIFFERENTIAL

MOD

K u -K-

u-2 u-2 1

1

differenti al

decoder Val

Idx

bi ggest picker circuit

K*u

bank of 64 correl ators Reshape

Reshape Vert Cat

Integer to Bit

Converter u-1

1

圖2-14 CCK-5.5 與 CCK-11 共用之接收端軟體實作

2.4.3 IEEE Std.802.11b-1999 系統之效能

資料傳輸率每秒一百萬位元與資料傳輸率每秒兩百萬位元分別使用差分二 相位及四相位移相調變。故上述兩者之誤碼率對位元能量比（E

b

/N

o

）為同一條 曲線；而誤碼率對雜訊比則差了約3dB。圖 2-15 為 IEEE Std.802.11b 系統之四種 資料傳輸率於相加性白高斯雜訊通道之誤碼率對雜訊比。由圖可知，在固定的發 射功率之下，資料傳輸率愈高，誤碼率大；這即是高資料傳輸率所需付出的代價。

圖 2-16 為 IEEE Std.802.11b 系統之四種資料傳輸率於指數遞減瑞利衰減通道

（Exponentially Decaying Rayleigh Fading channel, EDRF channel）之誤碼率對雜 訊比。在指數遞減瑞利衰減通道之下，通道特性變差時會持續一段時間，造成誤 碼率急劇上揚。故原本於相加性白高斯雜訊通道中之下墬的曲線會被拉直成緩步

圖2-15 IEEE Std.802.11b 於相加性白高斯雜訊通道之誤碼率

-4 -2 0 2 4 6 8 10

10^-8 10^-7 10^-6 10^-5 10^-4 10^-3 10^-2 10^-1 10⁰

SNR (dB)

Bit Error Probability

Performance of coherent demodulation of IEEE 802.11b in AWGN channel

1 Mbit/s 2 Mbit/s 5.5 Mbit/s 11 Mbit/s

下降的直線。

圖2-16 IEEE Std.802.11b 於指數遞減瑞利衰減通道之誤碼率

0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50

10^-7 10^-6 10^-5 10^-4 10^-3 10^-2 10^-1 10⁰

SNR (dB)

Bit Error Probability

Performance of coherent demodulation of IEEE 802.11b in EDRF channel

1 Mbit/s 2 Mbit/s 5.5 Mbit/s 11 Mbit/s

第三章

IEEE Std 802.11a-1999

IEEE Std 802.11a-1999 採用正交分頻多工的多載波調變。在傳統的分頻多工 系統中，通道之間距被設定成大於符元速率（Symbol Rate），以避免頻譜重疊。

在正交分頻多工系統中，載波則彼此重疊以節省頻寬。讓載波彼此正交，可降低 載波彼此間的干擾。在 IEEE Std 802.11a-1999 系統中，載波彼此間的間距皆為 312.5 千赫茲。將快速傅利葉轉換（Fast Fourier Transform, FFT）[19]的取樣頻率，

兩千萬赫茲，除以快速傅利葉轉換的電路所需之腳位總數，64 個取樣點，即為 載波彼此間的間距。一個IEEE Std 802.11a-1999 的符元包含了四十八個攜帶資料 的子載波、四個攜帶導頻的子載波及一個空載的子載波（zero sub-carrier）。其餘 十一個子載波皆不使用。

正交分頻多工之信號所表示的資訊被載至四十八個攜帶資料的載波之上。如 此則降低了資料傳輸率，但相對地，提高了載波的符元週期，以減少多徑延遲擴 展所造成的相對色散。相位雜訊和非線性失真都會造成正交損耗，進而導致載波 間干擾（Inter-Carrier Interference, ICI）[20]。保護區間的放置有助於防止載波間 干擾及符元間干擾（Inter-Symbol Interference, ISI）。載波間干擾會造成符元間干 擾，但符元間干擾卻不會造成載波間干擾。資料傳輸率較慢的信號較能抵抗多徑 路徑衰減與干擾。

3.1 正交分頻多工

正交分頻多工於西元 1966 年被提出[21]，由多載波調變演變而來的。它利 用了多載波調變的概念，使得在低接收機複雜度下，作高速傳輸變得可行。在傳 統的多載波系統中，總頻道被切成 N 個不重疊的通道。每個載波在頻譜上不相

互重疊，彼此間也就不會相互干擾；但頻道則無法被有效地使用。這正是正交分 頻多工被提出的原因。重疊載波之概念最大的問題在於載波間彼此的干擾。為了 使每個載波能在不相互干擾下重疊，須將每個載波做正交化的處裡，故每個載波 的中心頻率在其他載波的頻率上之分布全為零。這樣可以達到節省頻寬之目的。

傳送端經過反向快速傅利葉轉換可得正交分頻多工的訊號 S

_d

(k)。

1 ,..., 1 , 0 2 ,

exp

1

0

N N k

ik d j

k Sd

N

i

i

(3.1)

其中 N 是反向快速傅利葉轉換長度，d

i

(i = 0, 1,…, N-1)為子載波調變符元訊號。

系統在進行反向快速傅利葉轉換之前，需要一串行轉並行之轉換器（Serial to Parallel Converter）的原因，其功能主要是讓高速的資料降速，使得每個子通道 裡資料的符碼時間間隔（symbol time duration）變長。假設 T 為每一個正交分頻 多工符元時間寬度，資料的速率是 R = 1/T，經過串行轉並行後，則每個正交分 頻多工符元的時間間隔為 NT，在頻譜上看來則是將一個頻寬為 1/T 的通道切成 N 個子通道，每個子通道的頻寬則為 1/NT。訊號改用每個子通道傳送的結果是通 道頻寬變小了，通道響應看起來更平坦了，比較不容易造成頻率選擇性衰減

（frequency-selective fading），因此所受衰減的影響自然就不嚴重，對於接收端 等化器設計上也會簡化許多。而這 N 點 S

_d

(k)經過並列轉序列的轉換器，每個符 元並加上其循環延伸（cyclic extension）作為保護區段。此時經過一個數位類比 轉換器，輸出就是一個完整的正交分頻多工符元。接收端接收到一個正交分頻多 工符元後，基本上，執行與傳送端相反的動作以還原訊號。

正交分頻多工預先將傳送的資料以頻率多工的方式平均分配於許多個子載 波上。每個子載波的符元速率都很低，亦即，符元時間長度增加了。如此，在多 重路徑傳輸環境中，每個符元都將只有一小部分遭受載波間干擾效應影響，大部 分的訊號都仍可保持完好而不受干擾。為了防止正交分頻多工符元間干擾的現

象，可再各分頻多工符元間加入一個延展的時間週期 T

_g

。如此每一個訊號週期

T total

= T

g

+ T，其中 T

g

稱為保護區段（guard interval），T 為真正的分頻多工符元

週期。若加入的guard interval 大於最大 delay spread，便能完全消除訊號間載波 間干擾的現象。而為了維持各子通道間的正交性，保護區段則是由一個分頻多工 符元的循環延伸所構成，亦即將分頻多工符元最後端的一部分複製，放置到分頻 多工符元之前。由於保護區間是由分頻多工的符元內容複製而成，因此會保持波 形的正交性，並防止載波間干擾。

3.2 IEEE Std 802.11a-1999 基頻實體層之規格

圖3-1 為 IEEE Std 802.11a-1999 之傳收方塊圖。陰影的方塊為本論文實作的 部分，故以下只對陰影的方塊做介紹。

3.2.1資料的攪拌及解攪拌

圖3-1 IEEE Std.802.11a-1999 的傳收方塊圖[3]

攪拌的作用是將輸入的信號於予隨機化。隨機化的好處是讓接收端輕易地從 接收到的訊號中解回時序訊號。階數愈高之攪拌器所攪拌後的訊號愈趨近於隨 機。IEEE Std.802.11a-1999 採用七位元之攪拌器，其生成多項式為

S(x) = x ⁷

+ x

⁴

+ 1 (3.2)

攪拌器之架構如圖3-2 所示。七位元之位移暫存器產生一週期為一百七十二位元 之虛擬隨機序列。此序列再與欲傳送之資料做exclusive or，以達成資料的擾亂。

攪拌器的初始值為每個封包的前七個位元，故每次皆不盡相同。而解攪拌器的架 構與攪拌器者相同。故只要能確切的知道攪拌器的初始值，便可還原資料。

3.2.2編碼與解碼

IEEE Std.802.11a-1999 定義碼率為 1/2 的迴旋碼及碼率為 2/3 及 3/4 的間空迴 旋碼（puncture convolutional code）。間空迴旋碼之母碼為(2,1,6)的迴旋碼，其生 成序列（generating sequence）為 g

0

= 133

8

及 g

1

= 171

8

，如圖3-3 所示。在以間空 碼（puncture code）來實現碼率為 2/3 及 3/4 之迴旋碼，如圖 3-4 所示。解碼則採 用維特比（Viterbi）演算法[20][22]。

圖3-2 IEEE Std.802.11a-1999 之攪拌器[3]

圖3-4 間空迴旋碼之編解碼程序說明[3]

3.2.3交錯與解交錯

編碼後，利用交錯器將連續的位元打散，目的在於避免產生連續的錯誤位 元，導致解碼效能降低。在正交分頻多工解決選擇性衰減（selective fading）難 題的同時，發現在非選擇性衰減（non-selective fading）中，還有些子頻道的衰 減很嚴重。若受到雜訊干擾，訊號雜訊比隨著更低，錯誤率則增加。且通常為連 續性的錯誤（burst error）。然而，大部分的錯誤更正技術都是針對隨機的錯誤而 設計的。連續的錯誤則無法被更正，使得系統效能大幅地降低[22]。因此，通常 須藉助交錯技術將連續的錯誤打散。IEEE Std 802.11a-1999 定義之交錯技術有兩 層排序。第一層排序將相鄰的子載波調變符元於對映後變成非相鄰的子載波調變 符元。而第二層排序是為軟式解對映所設計的，其可避免出現一長串可靠率低的 位元。此兩層排序規則如下：

交錯之第一層排序規則：

圖3-3 IEEE Std.802.11a-1999 之編碼器[3]

i = (N _CBPS

/16)(k mod 16) + floor(k/16) , k = 0, 1, …, N

_CBPS

- 1 (3.3)

其中，N

CBPS

為每個正交分頻多工符元所包含之編碼位元數，k 為資料於第一層 排列前之排序，i 為資料經過第一層排列後之排序。

交錯之第二層排序規則：

j = s * floor(i/s) + (i + N _CBPS

– floor(16 * i/N

_CBPS

)) mod s (3.4)

其中，i = 0, 1, … N

CBPS

– 1，s = max(N

BPSC

/2, 1)，N

CBPS

為每個正交分頻多工符元 所包含之編碼位元數，i 為資料經過第一層排列後之排序，j 為資料經過第二層排 列後之排序。

解交錯（deinterleaving）的方式，是由交錯之反轉關係而得。解交錯第一層 排列之關係式為交錯第二層排列之反函式，而解交錯第二層排列之關係式為交錯 第一層排列之反函式。

解交錯之第一層排序規則：

i = s * floor(j/s) + (j + floor(16 * j/N _CBPS

)) mod s (3.5)

其中，j = 0, 1, …, N

CBPS

– 1，s = max(N

BPSC

/2, 1)，j 為資料於解交錯第一層排列前 之排序，i 為資料經過解交錯第一層排列後之排序。

解交錯之第二層排序規則：

k = 16 * i – (N _BPSC

- 1)floor(16 * i/N

_BPSC

) , i = 0, 1, …, N

_CBPS

- 1 (3.6)

其中，i 為資料經過解交錯第一層排列後之排序，k 為資料經過解交錯第二層排 列後之排序。

3.2.4子載波調變之對映及解對映

IEEE Std 802.11a-1999 定義了八種資料傳輸率。依照不同的速率，子載波選 用二相位移鍵、四相位移鍵、十六進制正交振幅調變（16-Quadrature Amplitude Modulation, 16-QAM）及六十四進制正交振幅調變（64-QAM）四種調變。交錯 後的位元，依各調變方式，1、2、4 或 6 個位元為一組，對映成複數形式的 I 及 Q 通道信號，如圖 3-5 所示。其中之星象對映（constellation mapping）為葛雷編 碼式的。葛蕾編碼的特色在於，相鄰的兩個符元之漢明距離（Hamming distance）

均為一。當接收機將接收到的符元誤判為隔壁的符元時，由於相鄰的兩個符元只 差一個位元，將使位元錯誤率降到最低。表 3-1、3-2、3-3 及 3-4 依序為二相位 移鍵、四相位移鍵、十六進制正交振幅調變、兩百五十六進制正交振幅調變之對 映編碼表。為了使每種對映調變後之訊號有相同的平均功率，因此對映後之子載 波調變符元須乘上其對映方式的正規因子（normalization factor），如表3-5 所示。

表3-1 IEEE Std.802.11a-1999 之二相位移鍵編碼表[3]

表3-2 IEEE Std.802.11a-1999 之四相位移鍵編碼表[3]

表3-3 IEEE Std.802.11a-1999 之十六進制正交振幅編碼表[3]

表3-4 IEEE Std.802.11a-1999 之六十四進制正交振幅編碼表[3]

表3-5 IEEE Std.802.11a-1999 各個調變之正規因子對照表[3]

圖3-5 IEEE Std.802.11a-1999 星象圖的位元編碼[3]

3.2.5正交分頻多工之調變及解調

IEEE Std 802.11a-1999 使用六十四點的反向快速傅利葉轉換。如圖 3-6 所 示，六十四個子通道中，四個子通道用來傳送導頻，四十八個子通道用來傳送資 料，其餘十二個通道則不使用。上述之導頻信號可用作通道預估。導頻之值不是 1 就是-1。導頻之值是利用攪拌器所產生的值和「1 1 1 -1」四個值相乘而得。每 次傳送封包時最前面的正交分頻多工資料區段是SIGNAL，此資料區段是放一些 資料速率、封包等重要參數，表中 P

i

的值即是由攪拌器的初始值都是 1 時，所 產生出來的序列，總共有一百二十七個值，其內容為：

P

0..216v

= {1,1,1,1, -1,-1,-1,1, -1,-1,-1,-1, 1,1,-1,1, -1,1,1,-1, 1,1,1,1, 1,1,-1,1,

1,1,-1,1, 1,-1,-1,1, 1,1,-1,1, -1,-1,-1,1, -1,1,-1,-1, 1,-1,-1,1, 1,1,1,1, -1,-1,1,1,

-1,-1,1,-1, 1,-1,1,1, -1,-1,-1,1, 1,-1,-1,-1, -1,1,-1,-1, 1,-1,1,1, 1,1,-1,1, -1,1,-1,1

-1,-1,-1,-1, -1,1,-1,1, 1,-1,1,-1, 1,1,1,-1, -1,1,-1,-1, -1,1,1,1, -1,-1,-1,-1, -1,-1,-1}

一個正交分頻多工資料區段使用一個值，這個值乘上「1 1 1 -1」，而得到四個導 頻的值。第一個值是用在 SIGNAL 資料區段，其他則用在 DATA 資料區段。在 正交分頻多工解調時則是利用快速傅利葉轉換（FFT）來實現，將接收到的正交 分頻多工符元，一共六十四個子載波經過串行轉並行，在送進快速傅利葉轉換即 為解調。

3.2.6保護區間之置入及移除

IEEE Std 802.11a-1999 之循環前置即為將原本正交分頻多工符碼中的一小部 分複製到保護區段裡面，以確保每個子載波還能維持正交性，如此一來可避免產 生載波間干擾的問題。在IEEE Std 802.11a-1999 中，信號經反向快速傅利葉轉換

運算後，所為了確保相鄰的兩個正交分頻多工符元不互相干擾，故將符元的後端 面四分之ㄧ的資料放置於符元前端。如此一來訊號經過多重路徑之後，各個子載 波 依 然 保 持 正 交 性[20]。另一方面，保護區間的內容，對於接收端的同步

（synchronization）[23]，亦有很大的幫助。保護區間將在解調（FFT）前被移除。

3.2.7系統說明

IEEE Std 802.11a-1999 之子載波調變採用了二相位移鍵、四相位移鍵、十六 進制正交振幅調變及兩百五十六進制正交振幅調變四種不同的對映方式，加上碼 率為1/2、2/3 及 3/4 的三種錯誤更正碼，故系統可提供 6、9、12、18、24、36、

48 及 54 Mbit/s 八種不同之資料傳輸速率，如表 3-6 所示。表 3-7 列出了與時間 相關的參數。

圖3-6 反向離散傅利葉轉換之輸出及輸入[3]

表3-6 IEEE Std 802.11a-1999 速率相依的參數[3]

表3-7 IEEE Std 802.11a-1999 時間相關的參數[3]

3.3 IEEE Std.802.11a-1999 基頻軟體傳收機

首先，本論文著手實作IEEE Std.802.11a-1999 系統之基頻軟體傳收機。接 著，分析系統於衰減性通道中之效能。最後，以軟體傳收機模擬系統的適應性模 式切換。

3.3.1 IEEE Std.802.11a-1999 系統的基頻軟體傳收機

圖 3-7 為 IEEE Std.802.11a-1999 系統的交錯及子載波調變軟體實作。

SIMULINK

^®

內建之調變方塊無法將位元對映至IEEE Std.802.11a-1999 標準所定 義之星象圖上的點。故在信號進到調變方塊前須作一些調整。

無限位元軟式決策之效能趨近無量化決策之效能，且一位元軟式決策即為硬 式決策。故選用此種決策模式既能模擬出系統之最佳效能，亦能在教學上做硬式 決策的模擬。基於上述之各種考量，此軟體傳收機實作軟式解對映及軟式解碼。

圖3-7 IEEE Std.802.11a-1999 系統的交錯及子載波調變軟體實作

first permutation

3 x 16

first permutation

6 x16

first permutation+

second permutation

16QAM 12 x 16

first permutation+

second permutation

18 x 16 64QAM

General Block Interleaver

General Block Interleaver

General Block Interleaver

General Block Interleaver

Reshape Rectangular

QAM Rectangular

QAM QPSK

Select Rows

Vert Cat NOT

NOT

Interlacer O E Interlacer

O E

Interlacer O E

Deinterlacer O E

Deinterlacer O E

Deinterlacer O E

M-PAM

BPSK

系統之四種子載波解調及解交錯的架構大都相似，故在此僅舉六十四進制正交振 幅調變為例，如圖3-8 所示。

圖3-9 與圖 3-10 分別為 IEEE Std.802.11a-1999 系統的正交分頻多工調變及 等化器軟體實作。

圖3.8 IEEE Std 802.11a-1999 系統的子載波解調及解交錯軟體實作

first depermutation+

second depermutation

18 x 16 1

General Block Deinterleaver

Quantizing Encoder U Idx

Q(U) b5 Quantizing

Encoder U Idx

Q(U) b4 Quantizing

Encoder U Idx

Q(U) b3 Quantizing

Encoder U Idx

Q(U) b2 Quantizing

Encoder U Idx

Q(U) b1 Quantizing

Encoder U Idx

Q(U) b0

Vert Cat

Re(u)

Im(u) 1

3.3.2 IEEE Std.802.11a-1999 系統於衰減性通道中之效能

圖 3-11 為 IEEE Std.802.11a 系統於相加性白高斯雜訊通道之誤碼率對雜訊 比。資料傳輸率兩兩一組，ofdm-6 及 ofdm-9、ofdm-12 及 ofdm-18、ofdm-24 及 ofdm-36、ofdm-48 及 ofdm-54，分別使用相同的調變方式。唯一之差別在於每組 之ㄧ者沒使用穿刺碼以提高碼率，固效能曲線呈現出兩兩一組的態勢。

圖3-10 IEEE Std.802.11a-1999 系統的等化器軟體實作

1 Pilot

64-point Reshape Select IFFT

Rows

Vert Cat

Horiz Cat

-1

training seq

1

圖3-9 IEEE Std.802.11a-1999 系統的正交分頻多工調變軟體實作

1

gain

Select Rows Select

Columns

training seq

1

圖 3-12 為 IEEE Std.802.11a 系統於指數遞減瑞利衰減通道之誤碼率對雜訊 比。在指數遞減瑞利衰減通道之下，通道特性變差時會持續一段時間，造成誤碼 率急劇上揚。故原本於相加性白高斯雜訊通道中之下墬的曲線會被拉直成緩步下 降的直線。

3.3.3 IEEE Std.802.11a-1999 系統的適應性模式切換

圖3-13 為 IEEE Std.802.11a-1999 的基頻軟體傳收機。無線通訊所使用的通 道之特性是無法被改變的，固系統當盡可能地利用有限的頻寬而又不失一定的傳 輸品質，即將資料之錯誤率維持在固定的值之下。傳輸模式適應性地切換即為達 成上述之目的。此 IEEE Std.802.11a-1999 基頻軟體傳收機在最高錯誤率 0.0001 下模擬所得之最佳的切換準則為9 dB、12.5 dB、14 dB、17 dB、20.5 dB、23 dB 及24.75 dB，磁滯設定為兩個 dB。

圖3-11 IEEE Std.802.11a-1999 於 AWGN 通道之誤碼

圖 3-14 為 IEEE Std.802.11a-1999 模擬平台之雜訊比及資料傳輸率的檢視視 窗。訊號之失真較小時，即通道存在高的雜訊比，系統即充分地利用頻寬，即以 較高的資料傳輸率運作，如圖 3-14 之左半部所示。而雜訊比較小時，系統則切 換至較低之傳輸率以確保接收到的資料之錯誤率於可容忍的範圍之內，如圖3-14 之右半部所示。此即為適應性模式切換。

圖3-12 IEEE Std.802.11a-1999 於 EDRF 通道之誤碼率

% Double-click to set

simulation parameters

dB Mb/s

SNR Estimation Simulation

Settings

PSDU

Performance Analysis

OFDM Modulator

OFDM Demodulator 0

mode

Coding+

Interleaving+

Mapping

Demapping+

Deinterleaving+

Decoding

Channel

Adaptive Mode Control

0 SNR

Graphics Horiz Cat

[mode]

[mode]

[mode]

[mode]

0 Bit Rate

0

BER

圖3-13 IEEE Std.802.11a-1999 的基頻軟體傳收機

圖3-14 IEEE Std.802.11a-1999 模擬平台之雜訊比及資料傳輸率的檢視視窗

第四章

IEEE Std 802.11g™-2003

IEEE Std 802.11g™-2003 是 IEEE Std 802.11b-1999 的後續規格，比 IEEE Std 802.11b-1999 有著更高的傳輸率，資料傳輸率理論上可達到每秒 54 Mbit/s，安全 性也比較好。此規格在2.4 GHz 的頻帶上運作，和 IEEE Std 802.11b-1999 與 IEEE Std 802.11a-1999 可以彼此相容。IEEE Std 802.11g™-2003 標準之提出是 IEEE Std 802.11-1997 無線區域網路（Wireless Local Area Networks, WLAN）技術發展上的 一個重要里程碑，將大幅改善無線區域網路的性能。IEEE Std 802.11g™-2003 傳 輸率已足以支援無線的數位用戶迴路（Digital Subscriber Line, DSL）連線，通常 這種連線最高都在幾百Kbit/s 的傳輸率。IEEE Std 802.11g™-2003 的增強速率實 體層（Extended Rate PHY, ERP）調變方式有四種：ERP-DSSS/CCK、ERP-OFDM、

ERP-PBCC（非必要）和 DSSS-OFDM（非必要）。IEEE Std 802.11g™-2003 和 IEEE Std 802.11b-1999 均工作在 2.4 GHz 頻段，為了向後相容 IEEE Std 802.11b-1999，

IEEE Std 802.11g™-2003 的實體層保留了原有的直接序列展頻技術以及互補碼 鍵控調變方式。ERP-DSSS/CCK 調變支援 1 Mbit/s、2 Mbit/s、5.5 Mbit/s 和 11 Mbit/s 四種速率，同時新增加了正交分頻多工調變方式以達到更高的速率。在IEEE Std 802.11g™-2003 中強制規定了 ERP-OFDM 調變下的幾種速率：6 Mbit/s、9 Mbit/s、12 Mbit/s、18 Mbit/s、24 Mbit/s、36 Mbit/s、48 Mbit/s 和 54 Mbit/s。同 時，IEEE Std 802.11g™-2003 還將 TI 旗下的 Alantro Communication 開發的封包 二進制迴旋編碼作為實體層的一種可選調變方式，透過 ERP-PBCC 調變，可以 達到的速率有：5.5 Mbit/s、11 Mbit/s、22 Mbit/s 和 33 Mbit/s，不同調變方式下 的實體層匯聚協定資料單元（PLCP Protocol Data Unit, PPDU）不同部份採用的 調變方式也不相同，如圖4-1 所示。

實體層匯聚協定資料單元之前導(preamble)與標頭有長短之分，長前導標頭 框架含有144 位元的實體層匯聚協定資料單元之前導以及 48 位元的實體層匯聚 協定資料單元之表頭。短前導標頭框架含有56 位元的實體層匯聚協定資料單元 之前導以及48 位元的實體層匯聚協定資料單元之標頭。使用短前導標頭主要是 為了減少傳輸開銷，增大無線網路的吞吐量，因而提高無線網路在傳輸音訊和視 訊等即時業務時的效率。標準規定，工作在2.4 GHz 頻段的 IEEE Std 802.11 系列 設備必須能夠發送和接收長前導框架，IEEE Std 802.11g™-2003 還要求設備能夠 發送和接收短前導框架，IEEE Std 802.11b-1999 設備支援短前導框架只是可選 的。在一個基本服務集（BSS）中，為了防止出現衝突，要求所有設備發送的封 包採用相同形式的前導與標頭。

由於支援多種調變方式，IEEE Std 802.11g™-2003 可以提供 14 種速率來實 現在不同通訊條件下的最佳通訊速率。當通訊環境惡化時，誤碼率增加，達到系 統規定的閘限之後，為了減少誤碼率，系統此時會自動選擇較低速率傳輸數據以 保証有效的通訊品質。例如在實際的網路中，當IEEE Std 802.11g™-2003 的終端 與接取點（Access Point, AP）的距離增加時，為了保持連接，系統將自動降低傳

圖4-1 IEEE Std.802.11g™-2003 的調變方式[24]

輸速率。圖 4-2 是以 Netac 的產品為例，所測得的在理想情況下 IEEE Std 802.11a/b/g 距離與傳輸速率的關係。

對於 IEEE Std 802.11a-1999 和 IEEE Std 802.11b-1999 而言，IEEE Std 802.11g™-2003 是一個有益的互補關係，IEEE Std 802.11g™-2003 在提供和 IEEE Std 802.11a-1999 相同的 54 Mbit/s 高傳輸速率時完全後向相容目前主流的 22 Mbit/s 設備，這樣可以節省了設備升級的費用，維持技術與市場的延續性，同時 滿足了用戶需求。

互補編碼調變之效能雖因同調解調的使用而有所改善，但仍舊有其極限，這 也就是為什麼IEEE Std 802.11g™-2003 會再另行定義資料傳輸率 11 Mbit/s 及 5.5 Mbit/s 的調變方式，即封包二進制迴旋編碼（Packet Binary Convolutional Coding, PBCC）。封包二進制迴旋編碼提供了更優越的效能，亦是標準所定義之最後一種 操作模式。封包二進制迴旋編碼基本上就是一種較為複雜的互補碼鍵控版本，能 夠在既定頻寬內編碼出兩倍的資料量。將既定頻寬內的資料傳輸率提高一倍，通

圖4-2 IEEE Std.802.11b/a/g 距離與傳輸速率的關係[24]

常會使通道的訊號雜訊比提高三個分貝。而使用封包二進制迴旋編碼，提高一倍 的資料傳輸率，只會使訊號雜訊比增加0.5 個分貝。封包二進制迴旋編碼以八相 位移鍵取代四相位移鍵作為調變技術，是造成資料傳輸率提高的主要原因；至於 訊號雜訊比的降低，則是使用封包二進制迴旋編碼取代互補碼調變的結果。

4.1 封包二進制迴旋編碼器

此選擇性的編碼系統採用六十四個狀態及兩百五十六個狀態的封包二進制 迴旋編碼及一列覆蓋序列（cover sequence）。封包二進制迴旋編碼的輸出則被對 映到I 通道及 Q 通道之上。

此系統的編碼器示於圖4-3。在封包二進制迴旋編碼的系統中，待傳送的資 料先被封包二進位迴旋碼所編譯。覆蓋序列則在已編譯之資料被傳送到通道前被 實行。

這兩組被採用的封包二進位迴旋碼分別為六十四個狀態，碼率為1/2 及兩百 五十六個狀態，碼率為3/4 的迴旋碼。這兩組迴旋碼的產生矩陣分別示於(4.1)式 及(4.2)式。

圖4-3 封包二進制迴旋編碼之系統架構[2]

G = [D ⁶

+ D

⁴

+ D

³

+ D + 1, D

⁶

+ D

⁵

+ D

⁴

+ D

³

+ D

²

+ 1] (4.1)

G = [1 + D ⁴

, D, D + D

³

; D

³

, 1 + D

²

+ D

⁴

, D + D

³

] (4.2)

八進位表示法分別示於(4.3)式及(4.4)式。

G = [133, 175] (4.3)

G = [21, 2, 12; 10, 25, 12] (4.4)

因為系統是以框架（實體層匯聚協定資料單元）為單位，故此，編碼器須處 於「全零狀態」；換句話說，在每筆實體層匯聚協定資料單元起始時，編碼器之 所有暫存器皆應為零。而為了在每筆實體層匯聚協定資料單元末了時防止接近實 體層匯聚協定資料單元末端的資料位元被錯誤地解碼，編碼器則須被置於一已知 之狀態。為了在一筆實體層匯聚協定資料單元末了時將編碼器置於一已知之狀 態，至少六個已知的位元必須立即接在最後的資料位元輸入之後輸入到迴旋編碼 器。其作法為：傳送前在實體層匯聚協定資料單元末端附加上一組全零的八位元 組，並摒棄每筆接收到的實體層匯聚協定資料單元之最後八位元組。在此安排 下，解碼程序才可確實地結束於最後的資料位元。

第一個編碼器的方塊圖示於圖4-4。第一個編碼器包含了六個暫存器。對於 每筆輸入資料位元，兩筆輸出位元被產生。

圖4-4 ERP-PBCC-5.5 與 ERP-PBCC-11 之迴旋編碼器[2]

第二個編碼器的方塊圖示於圖4-5。它包含了兩條各四個暫存器的路徑。對 於每組輸入資料位元組，三個輸出位元被產生。迴旋碼的輸出被對映到一個八相 移相鍵控的星狀圖；每三個來自封包二進位迴旋編碼器的輸出位元序列皆被用來 產生一個符元。這造成了兩資訊位元每符元的吞吐。在 ERP-PBCC-22 模式及 ERP-PBCC-33 模式下，輸入資料流被分為前後相接的位元組。每組位元組中，

第一個位元被給予迴旋編碼器上半部的輸入端，而第二個則被給予迴旋編碼器下 半部的輸入端。對於輸入位元組(b

2j

, b

2j+1

)之第 j（j>=1）組的對映之圖解示於圖 4-5。

4.2 封包二進位迴旋編碼之對映

二進位迴旋碼的輸出被對映到一個採用兩種可行的資料傳輸率之ㄧ的星狀 圖。資料傳輸率每秒 5.5 百萬位元採用二相位移鍵，而資料傳輸率每秒 11 百萬 位元則採用四相位移鍵。在四相位移鍵模式下，每組來自二進位迴旋碼之輸出位 元皆被用來產生一個符元；而在二相位移鍵模式下，每筆來自二進位迴旋碼之位 元則被依序地（y

0

先）用來產生兩個二相位移鍵符元。這造成的吞吐為：四相位

圖4-5 ERP-PBCC-22 與 ERP-PBCC-33 之迴旋編碼器[4]

移鍵模式下，一個位元每符元；二相位移鍵模式下，二分之ㄧ個位元每符元。

實體層匯聚服務資料單元（PLCP Service Data Unit, PSDU）的第一片複數切 片 之 相 位 須 參 照 實 體 層 收 斂 程 序 對 映 之 標 頭 （Physical Layer Convergence Procedure header, PLCP header）的最後一片切片之相位，即循環冗碼查核（Cyclic Redundancy Code check, CRC check）的最後一片切片，來定義。位元組(y

0

y

1

) = (0,0)必需和循環冗碼查核的最後一片切片一樣，表示相同的相位。(y

0

y

1

)之剩下 的三種組合皆須參照此參考相位來定義，如圖4-6 所示。

資料傳輸率每秒22 百萬位元之實體層匯聚服務資料單元的第一片複數切片 之相位須參照實體層收斂程序對映之表頭的最後一片切片之相位，即循環冗碼查 核的最後一片切片，來定義。而資料傳輸率每秒33 百萬位元之實體層匯聚服務 資料單元的第一片複數切片之相位則須參照clock switch section 的最後一片切片 之相位，即ReSync field 的最後一片切片，來定義。位元組(y y y ) = (0, 0, 0)

圖4-6 ERP-PBCC-5.5 與 ERP-PBCC-11 之覆蓋碼對映[2]

必需和環冗碼查核的最後一片切片一樣，表示相同的相位。(y

0

y

1

y

2

)之剩下的七 種組合皆須參照此參考相位來定義，如圖4-7 所示。

在二相位移鍵、四相位移鍵及八相位移鍵模式下，從二進制迴旋編碼輸出至 移相鍵控星狀圖上之點的對映是被一個假隨機覆蓋序列所決定。前兩個模式的對 映示於圖 4-6。而最後一個模式的對映則示於圖 4-7。注意，這兩張圖表示的是 絕對相位，不像互補碼鍵控裡的差分相位。

此虛擬隨機覆蓋序列是由一種子（seed）序列產生。此十六位元的種子序列 為：00110001111011，此序列之第一個位元在時間上是最左邊之位元。此序列以 八進制表示法記為：150714，而最小（least significant）之位元在時間上是第一 個。此種子序列用來產生用於前述相位移鍵符元之對映的兩百五十六位元之假隨 機覆蓋序列。此序列在時域上每個給定之點的二進制之值皆被視作 S，如圖 4-4 及圖4-5 所示。

此兩百五十六位元之序列是將序列前十六位元視作種子序列，第二筆十六位 元視作種子序列循環地向左平移三位元，第三筆十六位元視作種子序列循環地向 左平移六位元，以此類推所產生的。若c

i

是種子序列第i 位元，0 <= I <= 15，則

圖4-7 ERP-PBCC-22 與 ERP-PBCC-33 之覆蓋碼對映[4]

用來覆蓋資料的序列以矩陣（row-wise）表示如下：

對於超過兩百五十六位元的實體層匯聚協定資料單元，此兩百五十六位元之 序列則被重複使用。

ERP-PBCC 模式在封包之資料部分使用每秒 16.5 赫茲的時脈來達到資料傳 輸率每秒33 百萬位元。資料的部分，在其他方面，和資料傳輸率每秒 22 百萬位 元之ERP-PBCC 的調變是完全相同的。圖 4-8 為 ERP-PBCC-33 之封包是意圖。

圖4-8 ERP-PBCC-33 之封包

4.3 ERP-PBCC 基頻軟體傳收機

本論文先建構出 ERP-PBCC 的系統方塊，再對系統做誤碼率的驗證，最後 則分析了系統在衰減通道中的效能。為了大幅地簡化模擬的複雜度，此系統只實 作同調解調。圖4-9 為 IEEE Std 802.11g™-2003 的基頻軟體傳收機實作。

4.3.1 ERP-PBCC-5.5 與 ERP-PBCC-11 模式的軟體實作

ERP-PBCC-5.5 於星象圖上所有可能出現的點即為四相位鍵控之星象圖，故 圖4-9 IEEE Std 802.11g™-2003 的基頻軟體傳收機實作

%

Performance Analysis

Adaptive Mode Control MAC

ERP-PBCC TX

ERP-PBCC RX ERP-OFDM

TX

ERP-OFDM RX ERP-DSSS/CCK

TX

ERP-DSSS/CCK RX

Channel ber11g

Multi port Switch2

Multiport Switch1

[rate]

[mode]

[rate]

[rate]

[rate]

[mode]

[mode]

[mode]

0 0

== 3

== 2

== 1

== 3

== 2

== 1

ERP-PBCC-5.5 與 ERP-PBCC-11 一樣，可使用 QPSK Modulator Baseband。圖 4-10 與圖4-11 分別為 ERP-PBCC-5.5 與 ERP-PBCC-11 之對映方塊。信號之對映會隨 循環冗碼查核與覆蓋序列而變，故信號在進到QPSK Modulator Baseband 前及出 QPSK Modulator Baseband 之後需做些改變。

解調方面，此模擬系統採用無量化解對映及無量化解碼。由於信號隨著循環 冗碼查核與覆蓋序列不時地於四種對映中做切換，故此系統的作法為：將接收到 的信號一律旋轉回圖 4-6 中 ERP-PBCC-5.5 及 ERP-PBCC-11 之第一種對映後，

解對映才被執行。圖4-12 為 ERP-PBCC-11 之解對映方塊。而 ERP-PBCC-5.5 之 解對映方塊與 ERP-PBCC-11 者大底相同，不同在於，前者因只取 I 通道之值，

圖4-10 ERP-PBCC-5.5 之覆蓋碼對映軟體實作

圖4-11 ERP-PBCC-11 之覆蓋碼對映軟體實作

1 XOR QPSK

XOR

Interlacer O

E

3 2

1

1 XOR QPSK

XOR

Interlacer O E

-K- Deinterlacer

O E

In Ph

Complex Phase Shift

3 2

1

即實數值。

4.3.2 ERP-PBCC-22 模式的軟體實作

ERP-PBCC-22 與 ERP-PBCC-33 在 調 變 上 皆 相 同 ， 故 在 此 只 實 作 ERP-PBCC-22 的部份。ERP-PBCC-22 的星狀圖為非葛雷編碼式（Gray coded）

排列，故相鄰的位元組不一定只差一個位元。這在分支計值（branch metric）的 計算上，可能將相鄰的符元誤判為不相鄰的符元，造成誤碼的出現。分支計值的 含義即是接收到之訊號至星狀圖上各點之距離。故在此，解對映電路只解回信號 傳送初的相位。解碼器再將相位與星狀圖上各點之相位作項相位差計算，所得之 差值即為分支矩陣。

4.3.3 ERP-PBCC 系統之效能

圖 4-13 與圖 4-14 分別為資料傳輸率每秒 5.5 百萬位元於不同的調變方式下 所得之效能及資料傳輸率每秒 11 百萬位元於不同的調變方式下所得之效能。其 中的調變方式分別為封包二進制迴旋編碼及互補碼鍵控。由此可看出封包二進制 迴旋編碼之效能確實較互補碼鍵控之效能來得好，但相對的，也因為解碼器的使 用而大幅地增加接收端之硬體複雜度。

圖4-12 ERP-PBCC-11 之覆蓋碼解對映軟體實作

2 1

QPSK Interlacer

O E Re(u)

Im(u)

u In

Ph Complex Phase Shift

3

2 1

圖4-13 PBCC-5.5 之效能與 CCK-5.5 之效能的比較

圖4-14 PBCC-11 之效能與 CCK-11 之效能的比較

-3 -2 -1 0 1 2 3 4 5 6 7

10^-7 10^-6 10^-5 10^-4 10^-3 10^-2 10^-1 10⁰

SNR (dB)

Bit Error Probability

PBCC-5.5 of unquantized decision ver. CCK-5.5 of coherent demodulation in AWGN channel

PBCC-5.5 CCK-5.5

0 2 4 6 8 10 12

10^-7 10^-6 10^-5 10^-4 10^-3 10^-2 10^-1 10⁰

SNR (dB)

Bit Error Probability

PBCC-11 of unquantized decision ver. CCK-11 of coherent demodulation in AWGN channel

PBCC-11 CCK-11

ERP-PBCC-5.5 與 ERP-PBCC-11 使用相同的二進制迴旋編碼器，而對映則分 別為二相位移相調變及四相位移相調變。故上述兩者之誤碼率對位元能量比

（E

b

/N

o

）為同一條曲線；而誤碼率對雜訊比則差了約3dB。圖 4-15 為封包二進 制迴旋編碼模式之四種資料傳輸率於相加性白高斯雜訊通道之誤碼率對雜訊比。

圖 4-16 為封包二進制迴旋編碼模式之四種資料傳輸率於指數遞減瑞利衰減 通道之誤碼率對雜訊比。在指數遞減瑞利衰減通道之下，通道特性變差時會持續 一段時間，造成誤碼率急劇上揚。故原本於相加性白高斯雜訊通道中之下墬的曲 線會被拉直成緩步下降的直線。

圖4-15 封包二進制迴旋編碼模式於相加性白高斯雜訊通道之誤碼率

-4 -2 0 2 4 6 8 10

10^-8 10^-7 10^-6 10^-5 10^-4 10^-3 10^-2 10^-1 10⁰

SNR (dB)

Bit Error Probability

Performance of unquantized decision of ERP-PBCC in AWGN channel

5.5 Mbit/s 11 Mbit/s 22 & 33 Mbit/s

圖4-16 封包二進制迴旋編碼模式於指數遞減瑞利衰減通道之誤碼率