行政院國家科學委員會專題研究計畫 成果報告
總計畫(2/2)
計畫類別： 整合型計畫
計畫編號： NSC93-2213-E-011-025-
執行期間： 93 年 08 月 01 日至 94 年 07 月 31 日 執行單位： 國立臺灣科技大學電子工程系
計畫主持人： 謝冠群
計畫參與人員： 梁從主、莫清賢、邱煌仁
報告類型： 完整報告
處理方式： 本計畫涉及專利或其他智慧財產權，1 年後可公開查詢
中 華 民 國 94 年 10 月 26 日
行政院國家科學委員會補助專題研究計畫總計畫成果報告
網路遠端監控分散式電信電源供應系統關鍵技術的研製
Internet-Remote-Control-Distributed Telecommunications Power System 計畫類別：□ 個別型計畫 ■ 整合型計畫
計畫編號：NSC93-2213-E-011-025
執行期間：91 年 08 月 01 日 至 94 年 07 月 31 日止
計畫主持人：謝冠群 教授
共同主持人：莫清賢、梁從主、邱煌仁 計畫參與人員：曹彥琴
成果報告類型(依經費核定清單規定繳交)：□精簡報告 ■完整報告
本成果報告包括以下應繳交之附件：
□赴國外出差或研習心得報告一份
□赴大陸地區出差或研習心得報告一份
□出席國際學術會議心得報告及發表之論文各一份
□國際合作研究計畫國外研究報告書一份
處理方式：除產學合作研究計畫、提升產業技術及人才培育研究計畫、列管 計畫及下列情形者外，得立即公開查詢
□涉及專利或其他智慧財產權，■一年 □二年後可公開查詢
執行單位：國立台灣科技大學電子工程系所
中 華 民 國 94 年 10 月 31 日
目 錄
摘要, 2 Abstract, 3 第一章 緒論, 4
第二章 整合的必要性, 10
第三章 各子計畫的研究成果簡述, 16 第四章 研究成果, 20
第五章 結論, 64 參考文獻, 67
摘要
本整合型計畫以三年的時間完成合適於網路遠端監控分散式電信電源 供應系統之相關領域整合，包含電磁干擾濾波器設計、功因修正模組化設 計、模組化電池充電及備用供電系統、及發展 1-3KW 具並聯功能之零電壓 脈波寬調變轉換器之關鍵技術。各子計畫均能依計畫完成預期目標，並對於 各種技術進行研究與效能評估，順利達成整合。整合之成果將推介至產業 界，促成產學合作，增進團隊研發能力的提升。
關鍵字：電磁干擾濾波器、功因修正模組化、模組化電池充電、零電壓脈波 寬調變轉換器
Abstract
We have finished the four subprojects of the Internet Remote Control Distributed Telecommunications Power System in three years, including EMI filter design, modular power factor corrector, modular battery charger and stand-by supplier, and 1-3 kW ZVS-PWM converter with parallel ability. All individual subjects meet the predicted objectives and their applications are assessed by performance study. The integration results will be introduced to industries so as to achieve joint project and to increase the research ability in our work team.
Keywords: EMI filter, modular power factor corrector, modular battery charger, ZVS-PWM converter
第一章 緒論
近二十年來，在電信事業的快速發展下，資訊的傳輸已由一般室內電話 進步到人人手機一部的情形﹔尤其，加上電腦網路，使得通訊更行方便。在 未來資訊傳輸的型式，還會有更新的創舉。然而，不論電訊資訊傳輸如何進 步，電信電源的需求則是日新月異不斷進步，以朝高功率、高功率密度發展 為其發展趨勢。國內目前廠商已有類似這項產品的研製能力，不過整體系統 的整合包含集合AC/DC主轉換器、監控、緊急照明、充電等系統於一體者則 未呈現。這項研究需求主要針對中小型通信系統機組包含大哥大總機、交換 機、光通信機等系統提出整合型電信電源系統。這項產品在全球佔有很大市 場潛力，是一項值得研究開發的系統。這項系統的技術背景簡述如下:
1）早期的電信電源系統(Switching-mode rectifier, SMR)僅用於電信局的電話 交換機，其製作技術係採用傳統 PWM 轉換技術，基於其結構簡單、成 本低、低導通損失（conduction loss）及控制方法容易的優點，因此行之 有年，仍為產業界樂於採用。由於PWM 轉換技術是採用硬式切換， EMI 產生是一項問題，且元件上電壓、電流的瞬間變化量（dv/dt, di/dt）很大。
另外，當操作頻率提高時，開關晶體上輸出電容所造成的切換損失
（Switching loss）會因頻率增加而呈線性增加，將嚴重降低轉換器的效 率。因此在實用上，只好考慮效率而犧牲操作頻率的提高，此將導致 PWM
轉換器的體積縮小受到限制，影響功率密度的提昇且不適合用在高功率輸 出。
2）諧振式PWM轉換技術帶動了高功率且高功率密度電源模組的發展。此技 術起源於準諧振技術的發展貢獻[1]，準諧振式轉換器是藉原 PWM 的架 構，利用開關元件上的寄生元件及電路上配合的共振元件L及C達到共振 現象。藉此特性以改變開關晶體上的電壓或電流波形以達成軟性切換的 目的。因此，PWM導致的EMI干擾可以改善且可做到零電壓或零電流切 換的目的。如此，可大幅降低開關的切換損失，並可提高操作頻率、縮 小儲能元件的體積，使功率密度得以提昇。但值得注意的是，準諧振技 術結合PWM之優良低導通損失即成為諧振式PWM轉換技術，使得產品化 成為可行，極適合用在各式電信電源系統的研製。
根據上述，可知傳統PWM轉換器固然有其優點，但最大的瓶頸便是操作頻率 無法提高；而共振轉換特性是可以解決這個問題的方法。本計畫的轉換技術 就是結合PWM和準諧振轉換特性以發展零電壓PWM (ZVS-PWM)技術用於 電信電源轉換系統。如此可以達成低成本、控制方法簡單、軟式切換、低導 通及低切換損失，縮小轉換器的体積，提高效率及功率密度等優點。
總計畫主要針對中小型通信系統機組所需的電信電源系統(SMR)發展
切換PWM (ZVS-PWM)轉換技術結合全橋轉換器做為電源模組的設計架構，
並配合各子計畫行成電信電源系統整合，兼具有通信協定的監控功能、不斷 電的充電應急系統及緊急照明系統，此外並協助子計畫研發一套設計EMI濾 波器的設計規範策略以利系統干擾防治。最後期望研究成果能為產業界提出 較具貢獻的電信電源系統研製技術及培育研發人才。
電信電源系統的研製不僅對國內產業技術會有貢獻，並有培育研發人才 的意義。此外可能帶來的相關核心技術的相關效應簡述如下:
1) 隨著高容量密度資訊時代的需求，電子產品裝置系統不斷朝輕、薄、短 小的方向發展已成為趨勢。本計畫成果可以取代傳統電信整流式轉換電 源，達到高功率容量、高效率且高功率密度的需求。本計畫的研究主題 正好可迎合資訊工業界的快速發展需求，極具有發展潛力。
2) 傳統PWM之硬式切換造成EMI干擾，不僅會影響產品自身電路的正常操 作，更會影響到周圍其它電子產品。因此，近十年來國內外廠商君投入 大量人力與財力於EMI的研究改善。本計畫所採用的軟式切換即EMI防 治策略，應可達到防治 EMI 的干擾。
3) 目前在大型通信機及交換機領域的電子產品中，大部分仍停滯在使用傳 統的整流電源轉換器。本計畫所提的新型式轉換器是以傳統PWM結合準 諧振技術，達到零電壓切換的目的。同時整體電信電源系統具有同信協
定的監控裝置、緊急照明系統及充電系統等。因此本計畫成果應極具應 用價值。
4) 國內有關電信電源研製的人力不足，本計畫對於人力的培育應具重要 性。
國內外有關本計劃之研究情況：
(一) 國外方面：
有關電信電源(SMR)的研製，國外的發展有見於參考文獻[1-18]，其相關 技術則見於
(1) 1991年，O. D. Patterson 和 D. .M. Divan [2]共同提出全橋式諧振電源 轉換器，利用全橋式的H型結構的兩個腳中心各加上一個 LC 共振槽，
來達成零電壓切換的目的。其優點為定頻率操作，低 EMI 及寬的負載 範圍，但額外加上的 LC 共振槽會造成能量的損耗，且直流特性亦會隨 負載變化。
(2) 1991年，G. Hua，F. C. Lee，M. .M. .Jovanovic [3]共同提出利用飽和電 感萊達程零電壓切換的全橋式脈波寬調變電源轉換器，其優點為大幅降 低開關上的電流及電壓應力、具有寬的負載範圍、減少共振電感和電路 元件產生不必要的共振。然而此種零電壓切換模式，卻無法應用到其他
(3) 1991年，R. Farrington，M. M. Jovanovic，F. C. Lee [4]共同提出隔離式 結構的零電壓切換脈波寬度調變電源轉換器，文中以半橋式結構為例詳 細說明零電壓切換的原理。利用變壓器一次測的激磁電感和開關晶體的 輸出電容共振達到電壓切換的目的。電路可操作於定頻或變頻模式。電 路結構並可應用於升壓、降壓、升降壓或其它種類的隔離式結構。
(二) 國內方面：
1991年間迄今，本實驗室即開始研究全橋零電壓切換寬度調變電源轉換 器（Full-Bridge Zero-Voltage-Switched PWM DC/DC Converter），並曾和 台安電機、固緯電子及亞力電機公司等有高功率轉換器的建教合作研製 經驗，並已發展出模組化電源。此外國內產業界如台達、致茂及亞力等 公司亦有類似產品研發。不過電信電源的專業電力電子人力仍不足。
第二章 整合的必要性
電信電源系統產業在我國的發展行之有年，早期則依賴進口組裝，但是 均以傳統PWM 技術為主，然而絕大多數產業界，都僅止於傳統技術拓展研 究與製作。對於新的高效率及高功率密度轉換技術，則仍在摸索中。事實上，
此項電信電源系統在國內外需求很大，尤其迎合大哥大基地台的設立，將會 是持續極具發展潛力的產業；但目前仍有很多廠商僅能仰賴進口組裝，顯然 發展此項技術的重要性與必要性是無庸置疑。在本計畫中所提之四項研究主 題（主轉換器、充電器、緊急照明系統及具通信協定的監控系統）結合功率 因數修正器及電磁干擾防治之研究，將可提升國內電信電源系統產業的研發 技術，進而可促進國內電信電源產業之整合能力更趨完善。此外，本計畫對 於國內電信電源系統之整合另有一深遠意義，那就是面對廿一世紀的高科技 時代，能源節約將為重要的課題，在開源困難，節流必然的前題下，本整合 型計畫的必要性更行明確與重要。
本總計畫包括四個子計畫，計畫執行期限為期三年，第一年和第二 年以縱向的個別基礎研究及個體實務製作為主，並以橫向的逐步整合分 工合作為輔。第三年則以橫向的整合工作為主，並以縱向的個別延續研 究為輔。
計 畫 項 目 主持人 服務單位/系所 職 稱 計 畫 名 稱 總計畫 謝冠群 國立台灣科技大學
電子系 教授
網路遠端監控分散式電信電 源供應系統關鍵技術的研製
子計畫一 邱煌仁 中原大學電機系 副教授
網路遠端監控分散式電信電源 供應系統之電磁干擾量測與抑 制
子計畫二 莫清賢 國立中山大學電機系 教授 分散式電信電源供應系統之 功因修正電路設計
子計畫三 梁從主 國立成功大學電機系 教授 1-3KW 電池充電系統之研製
子計畫五 謝冠群 國立台灣科技大學
電子系 教授
1-3KW 零電壓脈波寬調變電 信電源的研製
整體分工合作架構及各子計畫間之相關性與整合程度表列如下：
第一年 第二年 第三年
縱 向 研 究
．各子計畫針對研究主題尋 找資料，分析及建立研究 架構。
．根據各子題之物理性建立 數學模式並作電路分析。
．建立設計準則。
．電腦模擬。
．各子題針對1KW 單一電 信電源模組相關結合技 術進行實作及量測。
．根據第一年之研究成果及各 子題的理論與實務技術，繼 續從事3KW 單一電信電源 模組相關結合技術之分析 及建立研究架構。
．建立各子題在3KW 單一電 信電源模組相關結合技術 的數學模式並作電路分析。
．建立設計及電腦模擬準則。
．3KW 單一電信電源模組相 關結合技術實作及量測。
． 各子計畫針對 1-3KW 多模組電信 電源相關技術結合 之個別單元進行整 合。
橫 向 研
．針對1KW 單一電信電源 模組相關結合技術, 在設 計及研製各子題的單元 裝置時,考量其與各相關
．針對3KW 單一電信電源模 組相關結合技術, 在設計及 研製各子題的單元裝置時, 考量其與各相關裝置間的
．各子計畫間做個別單 元成果的橫向系統 整合。
．對於電信電源模組相
究 裝置間的配合, 尤指 EMI 防治、功因提升及功率容 量、充電系統的結合設計 等問題。
配合, 尤指 EMI 防治、功因 提升及功率容量、、充電系 統的結合的設計等問題。
關結合相關技術做 交流與整合。
．結合EMI 防治、功 因提升及功率容 量、充電系統的結合 等各研究子題，以達 成各子題間的技術 整合。
採用縱向與橫向的個別研究及整合方式可以奠定各子計畫的研究基礎，進而可形成群體 合作的理念，並可建立良好的整合默契及典範，有助益於將來產學合作的推展。
1. .人力配合度：
總計畫主持人自1981 年起從事電力電子的研究（包含鎖相伺服控制
各子計畫尋找資料，分析及建立研究架構
建立以1KW電源模組為基礎之相關裝置 的數學模式並作電路分析 建立設計準則及電腦模擬方法
技術研討及整合技術交流
各子計畫實務製作及量測分析
第一年總計畫及各子計畫成果報告 第一年
根據第一年之成果，各子計畫作單一模組的縱 向整合，建立3KW電源系統研究架構及分析
建立各子題在3KW電源系統的數學模式 並作電路分析
建立設計準則及電腦模擬方法
技術研討及整合技術交流
各子計畫實務製作及量測分析
第二年總計畫及各子計畫成果報告 第二年
各子計畫間作系統的橫向整合
整合與交流各子計畫間的相關技術
連結各子題間的技術整合
各子計畫間做連結整合與製作
舉辦研究成果發表會
第三年總計畫及各子計畫成果報告 第三年
網路遠端監控分散式電信電源供應系統關鍵技術的研製
議論文及二十餘國內會議論文。有關研究計畫方面，共計七十餘篇 研究成果報告，包括國科會研究計畫約三十五件，產業計畫約三十 八件。研究成果先後獲得美國發明專利四件及中華民國發明專利七 件，並有三件正在申請中。1993 年獲得中國工程師學會工程論文獎﹔
1998 年，獲得教育部八十六年度大專校院教師與產業界合作研發績 效卓著獎。民國 78 年協助中國生產力中心完成國內第一次電力電子 講座課程，協助國內交換式電源產業技術升級。自民國80 年起，總 主持人並先後協助工研院能資所配合工業局的輔導對產業界完成多 次電力轉換及電子安定器的技術課程。由於總主持人具有多年的研 究與產業建教實務經驗，對本整合計畫的推展與進行應具協調能力。
本總計畫總計有四個子計畫，由於各子計畫主持人均有很好 的學理基礎，對於實務的參與極為熱忱，共同有為爾後拓展產學合 作而努力的理念與決心，因此各子計畫主持人對本計畫的執行應可 勝任。總計畫包括四項重點研究主題(主轉換器、充電器)及兩項共 同相關性研究主題（即功率因數修正及 EMI 防治）而組成，形成電 信電源系統的整合目標。總計畫中之兩項研究主題是現今電信電源 裝置系統最具重點發展且具產業上利用價值者，另兩項共同相關研 究主題則關係著上述兩項重點研究主題在安全規範和能源節約技術 的達成。顯見本總計畫的各子計畫間規劃有很好的分工合作及系統
整合性。
2. 資源之整合：
本總計畫中各子計畫所需之共同設備包含 Pspice 模擬軟體、Protel 電路佈線軟體、Capture 電路繪圖軟體及 EMI 測試儀器。各子計畫 間的儀器設備可相互交流支援使用，例如主轉換器模組器在研製過 程需要功因修正（PFC）技術則由子計畫（二）提供儀器及相關技 術互助；又若需抑制電磁干擾（EMI）問題，則由子計畫（一）提 供設備及技術支援。本計畫在技術之整合及資源運用之整合具有相 當完整的溝通配合性，圖示如下：
各子計畫間的相關性示意圖
網路遠端監控分散式 電信電源供應系統關 鍵技術的研製 整合研究群
子計畫二 分散式電信電源 供應系統之功因 修正電路設計 子計畫三
1-3KW電池充電 系統之研製
子計畫一 網路遠端監控分 散式電信電源供 應系統之電磁干 擾量測與抑制 子計畫五
1-3KW零電壓脈波寬調變 電信電源的研製
本校對於本整合型計畫將提供基本設備的支援，學校電腦系統的支援 及各項基本軟體之支援；此外，將和工研院能資所及材料所連繫，借 用其磁性材料測試系統以量測本研究的各項主變壓器及電感器特性，
以利各子題主元件級系統的分析及設計工作的進行。這些支援將可協 助本整合型計畫的順利達成。
4. 預期綜合效益。
(1) 本計畫的執行成果對於國內電信電源產業極待發展的系統整合技術具 有相當的貢獻，不僅可發展出具通信協定的電信電源系統，並能培育各 項子提的技術人才，對於國內電力電子產業技術在研發新產品能力的提 升頗具助益。
(2) 各子計畫主持人能藉此研究經驗步入產業技術領域，使各子計畫之主持 人能推展下一階段的產學合作或建教合作，以提升國內整體產業技術的 升級。
(3) 本計畫的成果可協助國內電力電子產業界建立自行研發電信電源產業 的能力，不需仰賴進口，假以時日，並有開拓海外市場的能力。
(4) 國內電信電源產業的產值每年高達高達 50 億以上，但外銷產值據推論 約僅占20-30%（工業局 82 年報告）而且有上升的趨勢，然因產業技術 升級困難之故，仍瓶頸存，預期本計畫的研究成果將有助益國內電信電
源產業技術的升級，提升開發新產品能力及提高產值。
(5) 本計畫之子計畫(五)提出一種零電壓切換技術，使整個電信電源系統的 主轉換器效率可以提高，且可在高頻工作，對於功率密度的提昇婆有助 益，有利於系統模組化的貢獻，具有相當大的產業價值。
(6) 本計畫之子計畫(三)提出一種充電系統不但可以在供電異常時，緊急提 供負載電源需求，而且可自動依輸入電壓變動調節充電電壓及提供依負 載變動的輸出電壓，這種充電方式乃屬較新型者，為國外正在相繼研發 的產品，此項研究成果對於能源節約具相當貢獻。
(7) 本計畫中各子計畫的研究成果將使電信電源系統具有功率因數接近 0.95 以上，總效率預估可及 85%，諧波將低於 10%以下，對於整體電力 能源的節約具有相當的貢獻。
(8) 本計畫的完成將培育出具有電力電子專業技術人才，這些學生畢業後，
將對國內電力電子產業界有相當大的貢獻。
第三章 各子計畫的研究成果簡述
計畫一
網路監控分散式電信電源供應系統之電磁干擾量測與抑制(2/2) 計畫主持人：邱煌仁
本子計畫以三年的時間，完成合適於網路遠端監控分散式電信電源供 應系統之電磁干擾濾波器設計，並對於各種電磁相容技術進行研究與效能評 估。首先在第一年，本子計畫透過 GPIB 硬體介面控制頻譜儀之動作，建構 了以 PC 為基礎的電磁干擾雜訊自動量測系統，提供雜訊信號之記錄及儲 存，方便進行量測資料的比較與研究、分析，做為濾波器設計的參考依據。
計畫執行之第二年間，考慮濾波器元件於高頻操作下之非理想特性，開發濾 波器效能預估功能，能夠有效節省元件焊接、試誤過程所浪費的人力與時間 成本，可大幅簡化雜訊抑制流程。本計畫第三年更應用展頻技術，有效地降 低 EMI 濾波器所無法濾除之高頻電磁干擾雜訊，使整合型計劃所實現之分 散式電信電源供應系統確能符合相關雜訊規範的研究目標。
子計畫二
分散式電信電源供應系統之功因修正電路設計 計畫主持人：莫清賢
『網路遠端監控分散式電信電源供應系統』總計畫為提供現代化通訊 系統穩定、可靠、高效率的電源。本子計畫，係針對系統的交流輸入電源進 行功因改善，設計功因修正電路（Power Factor Corrector；PFC）。為了達到 電源供應系統相互支援的目的，並彈性擴充功率容量，本計畫採分散式模組 化設計，配合網路遠端監控，機動地切換工作模組數量。
本子計畫第一年探討各種高頻 DC/DC 轉換器之工作特性，分析 PFC 電路原理，工作模式及控制方式，比較特性優劣。著眼於模組化並聯運轉，
選 擇 單 一 模 組 最 適 當 之 功 率 為 100VA~200VA ， 採 取 昇 壓 轉 換 (Boost Conversion)之電路架構及誤差相乘法(Multiplier)之控制方式；模組並聯架構 則採單一頻率、不分主從、獨立操作、之控制策略。本期計畫目前已完成利
用 5 組 200VA 之 PFC 模組並聯方式，達到 1kVA 之輸出功率，功率因數高 於0.99，總諧波失真（Total Harmonic Distortion；THD）低於 10%，輸出電 壓調整率（Voltage Regulation；VR）小於 5%，總體效率高於 93%。
計畫第二階段乃在解決第一年度已完成之功因修正模組化設計所產生之 傳導性電磁干擾。為克服 EMI 濾波器與功因修正電路前端的低通被動濾波 電路交互作用的問題，有效的方法是將兩個濾波器整合設計，同時抑制電磁 干擾，並維持功因修正電路既有的效能；此外，還能精簡電路結構，並減少 電路元件。本計畫以連續直交表作為輔助設計的工具，訂定簡易有效的搜尋 指標，加快收斂的速度，並設計驗證實驗來檢驗其特性。至目前為止，本計 畫已針對 200VA 單一模組設計完成的整合濾波電路，能確實達成功因修正 的規範要求，並符合EMI 的測試標準。
本子計畫第三年將 PFC 電路與後級 DC/DC 轉換器整合設計成單級高功 因AC/DC 轉換器，簡化並聯操作電路架構。整合之 PFC 模組以返馳式轉換 器為基礎電路架構，單一模組輸出功率100VA，操作在不連續電流模式。模 組不分主從採用相同之切換頻率及導通率，以利於 EMI 濾波器的設計，模 組與模組之間引入一相位差，使總輸入電流呈電流連續狀態，可兼顧不連續 電流模式與連續電流模式的優點，且控制電路簡單容易達成。本期主要工作 為系統整合測試，增加控制電路功能，加入偵測電路及控制策略程式，具備 電壓調整能力；以期能透過與個人電腦(PC)連接通信，連結系統監控中心。
本計畫經電腦軟體模擬及電路實際製作，已完成 10 組模組並聯操作，輸 出功率達到 1kVA，整體之功率因數高於 0.997，總諧波失真低於 3.5%，且 可以配合網路遠端監控中心指令，針對不同的輸出功率，調整工作模組數 量，使整體工作在較高的效率下，確實達成高功因、低諧波、機動切換並聯 模組數量之功因修正電路的要求。
子計畫三
模組化電池充電及備用供電系統之研究(3/3) 計畫主持人：梁從主
本計劃以德儀的數位訊號處理器 TMS320LF2407 為控制核心，控制三台 雙向直流/直流功率模組，以軟體程式實現自動主僕均流法，研製雙向並聯功 率模組，確保每一部電源功率模組能均勻地分擔負載電流。當市電正常供電 時，由系統匯流排端對電池端充電，若電池電量不足時，雙向轉換器以定電 流對電池進行充電；若電池電量充足時，雙向轉換器以定電壓對電池進行浮 充。當市電端斷電時，由電池提供能量給系統匯流排端，以提供能量給負載。
實驗結果顯示本文所使用之並聯均流技術其均流誤差率均維持在 ± 5%之 內，電壓調整率為0.26%。在負載變動期間，每一部電源模組亦能均勻地提 供能量給負載。另外，透過RS-232 傳輸介面，在電腦端以 Visual Basic 撰寫 一監測程式和 DSP 建立通訊，使各個功率模組的電流值、輸入電壓、輸出 電壓、電池溫度及電池殘量等資料，能即時顯示於螢幕上，以方便使用者做 即時的監測。
子計畫(五)
1-3KW 具 並 聯 功 能 之 零 電 壓 脈 波 寬 調 變 轉 換 器 之研製 計畫主持人：謝冠群 教授
本子計畫為期三年，第一年的研究重點在於發展電信電源系統的主電源 轉換器部份。主電源轉換器是以零電壓切換脈波寛度調變(ZVS-PWM)轉換技 術結合全橋轉換器做為電源模組的設計架構。以1KW DC/DC電源模組作為 研製目標，並實際製作一部1KW電源模組裝置系統。第二年的研究重點在於 發展3KW DC/DC電源模組作為研製目標，並實際製作一部3KW電源模組裝 置系統。研製之DC/DC轉換器於重載時輸出效率可達90%以上，且各項性能
要能符合規格需求。第三年的研究重點在於發展以多組3KW DC/DC電源模 組作為並聯研究目標。以最大電流比較法作為並聯技術基本策略。所研製的 電 源 系 統 主 要 規 格 包 含 輸 入 電 壓 為90-264 Vac， 輸 出 電 壓 可 調 範 圍 為 40-60Vdc及輸出電流為0-50A等；全機輸出功率在2KW(Vo=40V，Io=50A)至 3KW(Vo=60V，Io=50A)之間，其效率可達93%，兩模組並聯輸出分流率達
±1%，且各項性能均符合規格需求，可順利和其它子計畫整合。
第四章 研究成果
計畫一
網路監控分散式電信電源供應系統之電磁干擾量測與抑制(2/2) 計畫主持人：邱煌仁
本 子 計 畫 所 實 現 之 電 磁 干 擾 雜 訊 自 動 量 測 系 統 ， 係 以 LabVIEW (Laboratory Virtual Instrument Engineering Workbench)來規劃。LabVIEW 乃係 由美國 National Instruments 公司於 1986 年所發展出來的一套軟體。它如同 C 程式語言或 VISUAL BASIC 程式語言系統，是一種應用發展的工具程式。
和一般的程式語言最大的差別，在於 LabVIEW 是以圖形介面來代替傳統的 文字介面，即係一種以圖形化的程式語言(G 語言)為基礎的發展環境，並且 使用資料流(Data Flow)的概念來撰寫程式，決定資料的執行順序與交互流 程，大大地減低程式設計與周邊整合之困難度。此舉可以大幅度地縮短系統 開發的時間，拉近系統構思與實現之間的鴻溝。
LabVIEW 可整合所有的硬體通訊介面，包含如 GPIB、VXI、PXI、
RS-232、RS-485、插入式資料擷取卡(Data Acquisition Card，簡稱 DAQ Card) 等。使用TCP/IP 網路協定與 ActiveX 的標準協定亦提供相關的內建函式庫。
且可輕易地以一 32 位元的編譯程式，在對資料擷取、設計和量測方案上的 要求，有更快的執行速度。由於LabVIEW 是真正的 32 位元編譯器，因此可 以 設 計 出 獨 立 執 行 的 程 式 ， 以 及 可 供 分 享 的 動 態 連 結 程 式 庫(Dynamic Linking Library)。可將以往的一些程式，應用於 LabVIEW 程式撰寫之上，
LabVIEW 使用以圖形符號和接線的方式，代替了文字語言來描述程式的邏 輯與執行動作，將有助於與設計者和操作者間的了解與溝通。LabVIEW 可 提供資料擷取、分析、顯示、儲存以及傳送等功能規劃，並且包括了傳統程
式的開發工具，以及設置斷點，由動畫的方式來了解程式的執行過程，並且 在程式執行中利用單步執行的方式來進行偵錯之處理，也提供了大量的機械 碼來連結外部指令或軟體。在PC-Based 自動化應用領域中，LabVIEW 已經 成為全球圖形化程式語言開發環境之先驅，其中涵蓋了自動化的測試、工廠 監控、電腦視覺、馬達運動控制及資料擷取等。並且可以透過網路將資料傳 送至資料庫儲存，整體流程均可規劃以及能夠有效掌握。另外 LabVIEW 還 可以進行後端的數據處理應用，譬如品管運算、瀏覽器之結果顯示等實質的 應用。
圖二所示是以 LabVIEW 所完成的電磁干擾雜訊自動量測與濾波器設 計系統的視窗畫面。在執行本程式時，使用者可以來控制前置面板控制裝置 與指示裝置的數值在前置面版的右上角，是日期與時間的顯示，量測過程中 會擷取系統的日期與時間並即時顯示，當日期與時間停止變化時表示程式執 行結束。下面的量測規範標準則有FCC Class A、FCC Class B 、VDE Class A、VDE Class B 四種選擇，而總雜訊量測、差模雜訊量測與濾波器設計，
共模雜訊量測與濾波器設計，則必須與雜訊分離器以及輸入差模電容值(CX) 或輸入共模電容值(CY)的組合來完成。在整個系統量測過程中可以顯示出電 磁干擾雜訊的最大雜訊值與轉折頻率，並可指示待測物是否通過規範標準。
在前置面板上的左邊圖表，是用來顯示出待測務所量測出來的傳導性電磁干 擾的雜訊頻譜，縱座標的單位為 dBuV，橫座標的單位為 Hz，圖中並可顯示 規範的48dBuV 與 60dBuV 的限制線。掃瞄頻率設定是針對某一超過限制線 頻段作放大掃瞄，系統重置與否則依實際需要而定。
圖二 電磁干擾雜訊自動量測與濾波器設計系統畫面
在量測電磁干擾雜訊時，先要將各設備以圖一方式連接，雜訊分離器的 部份可設計成開關方式，需要量測、差模雜訊或共模雜訊時再加入即可。完 成設備連接後可直接以操作工具在前置面板上選擇要以那一種規範來量 測，如 FCC 規範或 VDE 規範，並先以總雜訊量測選項來觀察雜訊頻譜並 得知待測物是否通過規範標準。程式一開始透過GPIB 卡控制頻譜分析儀，
設定頻譜分析儀的參考準位、起始頻率與停止頻率、及一些電磁干擾 雜訊 量測的相關設定，之後開始量測待測裝置的傳導性電磁干擾，並將雜訊頻譜 顯示在前置面板上，若量測出來的傳導性電磁干擾總雜訊超過規範標準，此 時我們再將雜訊分離器加入並分別選擇在差模雜訊量測與濾波器設計及共 模雜訊量測與濾波器設計，先量測出差模雜訊及共模雜訊，若是雜訊超過規 範標準的限制線，要設計共模濾波器，則要一併輸入 Y 電容的大小，單位 為PF；若是要設計差模濾波器，則要一併輸入 X 電容的大小，單位為 uF，
再執行程式後即會自動算出共模及差模電感的大小並顯示出轉折頻率為多 少，完成傳導性電磁干擾濾波器的設計。由於此系統透過 LabVIEW 與 GPIB 卡，發揮 LabVIEW 強大的儀器控制功能，利用電腦與儀器之間的連結，讀
取、分析、儲存資料，不必使用人工去監視儀器，避免偶發性及人為誤差的 干擾，並允許多台儀器同時連接及控制，達到快速且準確的自動量測與設計 目的。
實驗結果 本成果報告中之實驗係以兩部分來進行:
1. 雜訊量測與濾波器設計：利用本計畫發展之自動化電磁干擾量測系統，
進行雜訊量測與濾波器設計。
2. 展頻技術應用：採用展頻技術，確保雜訊強度符合規範要求。
圖十四(a)及(b)顯示加入濾波器之前所量測的雜訊頻譜。由於高頻技術的 應用，雜訊問題不可避免地相形嚴重。基於安規漏電流的考量，選擇 Cy=3300pF並計算求得共模扼流圈Lc=5mH。利用LCR表量測該扼流圈之漏電 感Ll=40μH，因此選擇差模扼流圈Ld=50μH，計算Cx=4.7μF。圖十五(a)及(b) 係描述加入濾波器元件之後的共模和差模雜訊頻譜，由於濾波器元件於高頻 下之非理想特性，導致仍然有部分頻段之雜訊強度未能符合規範，。尤其是 5MHz~10MHz頻段通常無法僅透過電磁干擾雜訊濾波器所能濾除。所以本計 畫採用展頻技術，依據時域與頻域能量平衡原理，以分散能量方法抑制一般 電磁干擾雜訊濾波器最難以濾除的頻段。圖十六(a)、(b)及(c)係加入展頻之 後的共模、差模和總雜訊頻譜，其雜訊強度確能符合規範要求。
(a) (b) 圖十四 (a)原始共模與 (b)原始差模雜訊頻譜
(a) (b)
圖十五 加入濾波器元件之後的(a)共模與(b)差模雜訊頻譜
(a) (b)
圖十六 加入展頻後的(a)共模、(b)差模與(c)總雜訊頻譜
子計畫二
分散式電信電源供應系統之功因修正電路設計 計畫主持人：莫清賢
本計畫前兩年已完成功因修正電路模組化設計及並聯工作模式運轉，滿 足電信電源系統大功率的需求。模組化設計減少元件樣式、簡化生產流程和 物料管理，兼顧經濟的設計成本及滿意的性能，並聯運轉時模組採相同單一 之切換頻率，有利於EMI 濾波器的設計，並且和上游計畫『電磁干擾(EMI) 濾波器之設計』密切聯繫，整合設計 PFC 前置被動濾波器及 EMI 濾波器，
完成簡化之單級EMI 濾波器。
計畫第三年度的工作重點之一是與下游計畫『零電壓脈寬調變轉換器』
結合，利用高頻變壓器降壓方式整合設計成單級高功因 AC/DC 轉換器。回 顧第一年計畫，已完成二種 PFC 電路模組並聯電路設計，PFC 電路之一為 升壓式轉換器，其輸出電壓高於輸入電壓，而電信電源電壓為 40 至 60V，
因此不適合採用。另一組PFC 電路為返馳式轉換器，則可經由適當的變壓器 匝數比設計，使輸出電壓符合電信電源需求。因此本計畫採用返馳式轉換器 作為PFC 模組電路，設計並聯電路架構及並聯運轉策略，將交流市電以高功 因低諧波方式提供電信電源所需之直流電源。
此外，本期主要工作為系統整合測試，與系統監控中心進行互聯。因此 增加控制電路功能：加入偵測電路及控制策略程式，具備電壓調整能力；透 過與個人電腦(PC)連接通信，連結系統監控中心。
5-1 模組並聯電路架構
以返馳式轉換器作為PFC 模組電路架構簡單，如圖 5-1 所示，具有輸入
其工作特性可以視為一純電阻負載，因此很容易就得到高功因，並且經由適 當的變壓器匝數比，就可獲得所需的輸出電壓。
針對大容量輸出的負載需求，模組化設計及並聯工作模式，可以供應大 容量功率與應付變動範圍大的負載系統。圖 5-2 所示為本文提出的返馳式轉 換器 PFC 模組並聯電路，各模組皆採用返馳式轉換器傳送功率，PFC 模組 的電源輸入是經由一組共用的濾波器後，再和各模組橋式整流器並聯連接。
各模組的變壓器二次側分別經由快速二極體連接濾波電容到其輸出端，再將 各模組輸出端並聯連接至負載。
Rs Cs
Ds
Rt
Do Co
SW Lm
Cm
Is Ip
單一模組 圖5-1 含返馳式轉換器之 PFC 電路
圖5-2 多模組並聯電路
主動功因修正電路的設計，一般會在橋式整流器之後接上一個高頻電 容，用以濾除開關切換所產生的高頻諧波。但在多模組並聯運轉時，若各模 組主動開關不同步操作，將會有高頻電流在不同模組的高頻濾波電容與橋式 整流器之間流動，造成效率降低及總諧波失真增加。如果讓各模組之主動開 關皆同步操作，雖然可以避免此高頻電流的產生，但是總輸入電流的瞬時值 將隨著並聯模組數呈倍數增加，所需的濾波電容值也跟著增大，例如n 個模 組並聯時，總輸入電流即為單一模組變壓器一次側電流的n 倍。本計畫的設 計方式則是將高頻濾波電容移至橋式整流器之前，與 EMI 濾波器之電容整 合成一個電容 Cm，並採用定頻相移控制法，以避免此無效高頻電流產生，
同時可節省元件成本。
5-2 控制電路
電路架構
圖5-3 為並聯模組之控制電路架構圖，偵測電路以分壓電阻取得輸出負 載電壓的比例值，並由限流電阻 RS 取得負載電流的比例值，經類比數位轉 換電路(ADC)轉換成數位訊號，送至單晶片微處理器。單晶片微處理器內植 有模組並聯運轉控制程式，程式演算邏輯先計算負載電壓與額定電壓之誤差 值，及負載需求功率的大小，再決定並聯電路需要工作模組數量及各工作模 組主動開關之導通率，迅速反應調整以適當滿足負載功率的需求。
圖5-3 並聯模組控制電路架構圖
由控制邏輯演算得到的工作模組數量及開關導通量，分別轉成模組數及 導通率兩個控制變數，這兩個控制變數送至平均相位移波形產生電路，由該 電路產生相同頻率、導通率的開關控制訊號波形，波形組數為模組數之數 量，各組開關控制訊號波形之起始導通時間會平均地在一個週期中出現。若 是保持返馳式轉換器之輸出與輸入之間電氣隔離的特性，則開關控制訊號須 經由隔離電路予以隔離，再透過驅動元件以推動模組的主動開關。
並聯模組的運轉狀況可由單晶片傳輸至個人電腦(PC)，由 PC 再透過網 路連結至系統監控中心。總計畫的系統整合在系統監控中心，從網路收集到 每一子系統的運轉情況後，作整體考量以調節各子系統運轉，調節指令反向 經網路透過 PC 送到單晶片，單晶片之邏輯程式即改變輸出控制變數值，以 調整並聯模組運轉。
平均相位移波形產生電路
圖5-4 平均相位移波形產生電路方塊圖
圖5-5 模擬產生平均相位移波形 偵測電路與微處理器
控制邏輯
啟動
接收 USART
偵測異常
傳出 USART
停止 監控中心
指令 有效
無效
是
否 並聯運轉 演算程式 初始值設定
輸出 控制變數
圖5-7 主程式流程圖
圖5-8 並聯運轉演算程式流程圖 實驗量測
本報告以直流電子負載作為返馳式轉換器 PFC 模組之輸出模擬負載，
濾波器之Lm=2.36mH, Cm=1.12μF，首先測量單模組對應於不同輸入電壓、輸
模組並聯運轉
本實驗以10 組平均相位移波形，驅動 10 組轉換器模組並聯運轉，輸入 電壓 AC110V，輸出電壓大約在 DC48V，輸出功率 100W；每次遞增 100W 直至 1000W 為止。圖 5-10(a)顯示功率因數皆在 0.997 以上，即使每個單模 組輸出在10W 左右，單模組之功率因數仍有 0.93， 10 模組並聯操作下，功 率因數提升至 0.999，如圖 5-10(a)。證明平均相位移並聯操作方式，不論輸 出功率高低，都具有維持高功率因數的效能。
圖 5-10(b)顯示總諧波失真皆在 3.2%以下。而在較低的輸出功率下，比 單模組運轉有更小的諧波失真。當接近全額定輸出功率時，雖然稍微提升至 3.1%，模組並聯操作仍比單模組的總諧波失真要低，這正是平均相位移控制 所產生的效果。圖 5-10(c)為並聯操作之效率，可以見到效率有些微的下降，
其原因可從各模組的輸入電流看出，如圖5-11。圖中為輸出 1kW 時第 1, 2, 9, 10 模組之輸入電流，當模組之主動開關截止瞬間，因為雜散電容關係會有反 向電流流出，造成模組之間反覆迴流，使整體效率些微下降。
0.880.890.9 0.910.92 0.930.94 0.950.96 0.970.98 0.991
10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 輸出功率(W)
功 率 因 數
Vin=130V Vin=120V Vin=110V Vin=100V Vin=90V
0 1 2 3 4 5 6
10 20 30 40 50 60 70 80 90 100
輸出功率(W) 總
諧 波 失 真
%
Vin=130V Vin=120V Vin=110V Vin=100V Vin=90V
(a) 功率因數 (b) 總諧波失真
0.670.68 0.690.70 0.710.72 0.730.74 0.750.76 0.770.78 0.790.80
10 20 30 40 50 60 70 80 90 100
輸出功率(W) 效
率 Vin=130V
Vin=120V Vin=110V Vin=100V Vin=90V
(c) 效率 圖 5-9 單一 PFC 模組運轉之效能
0.995 0.996 0.997 0.998 0.999 1
100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000
輸出功率(W) 功
率 因 數
0.0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5
100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000 輸出功率(W)
總 諧 波 失 真
%
(a) 功率因數 (b) 總諧波失真
0.620 0.640 0.660 0.680 0.700 0.720 0.740 0.760
100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000 輸出功率(W)
效 率
(c) 效率
圖5-10 10 模組並聯運轉之效能
子計畫三
模組化電池充電及備用供電系統之研究(3/3) 計畫主持人：梁從主
並聯系統之設計與分析
應用於直流電源轉換器的並聯方法，依照負載電流分配的動作模式大至 上可分為兩種型態：電壓下降法(Voltage Droop Method)[4~7]與主動均流法 (Active Current-Sharing Method)[8~10]。對於這兩種類型的並聯技術，電壓下 降法雖然比較簡單、容易達成，不過是屬於被動的並聯方式，且高均流準確 度和高電壓調整率無法同時具備，必須有所取捨。主動均流技術雖然比電壓 下降法複雜，不過卻可以改善電壓下降法的缺點，而且可以同時具備高均流 準確度和高電壓調整率，也是目前最常採用的並聯方式。因此，在本研究中 採用主動均流技術中的外迴路調整法(Outer Loop Regulation, OLR)[11~13]加 上自動主從均流法(Automatic Master, AM)架構，其方塊圖如圖 3-1 所示。使 用外迴路調節法來並聯，電源模組本身的電流迴路和電壓迴路的設計並不需 要做任何的改變，只需要在電源模組的電壓迴路後加入一個比較慢的均流迴 路去調整電壓參考命令。而自動主僕這種均流架構其電流參考訊號是由輸出 電流最大的電源模組來決定，電流參考命令即為輸出電流較高模組的輸出電 流值，其它的電源模組則根據電流參考訊號與本身的輸出電流的誤差值調整 本身的輸出電流。外迴路調整法加上自動主從均流法架構的優點是具有優異 的故障容許能力及抗雜訊能力佳，因為當其中一部模組故障，其輸出電流降 為零，使得總輸出電流亦會減少，而因為總輸出電流減少的緣故，所以輸出 電壓亦會跟著下降，這時穩壓迴路就會發生作用，使得PWM 訊號的責任週 期增加，所以主模組的輸出電流就會跟著增加，其他正常的僕模組也會隨著
此參考電流增加自身的輸出電流，所以最後這些正常的模組就會負擔起故障 模組所要輸出的電流，使得整個系統的總輸出功率不變，所以故障模組並不 會影響其他模組的正常工作。不過由於這種並聯方式是採用自動主從均流的 方式，電流參考命令即為輸出電流較高模組的輸出電流值，僕模組會根據電 流參考命令來增加本身的輸出電流，而當僕模組的電流增加超越主模組時，
其主、僕的角色將會互換，但是如果每個模組的電流太接近的話或是雜訊干 擾將會造成角色互換的動作太過於頻繁而產生一低頻的振盪，如圖 3-2 所 示。這低頻振盪又稱為”顫動”(Chattering)，其振盪的頻率及振幅是由均流迴 路的頻寬及增益來決定，這低頻振盪可能會引起系統的輸出電流振盪。
Hv
Vo Ix1
Hi
d
單一直流/直流 轉換器模組
S
PWM
Vin
參考電壓 Vref
均流迴路 穩壓迴路
修正後的 S 穩壓控制訊號
均流控制訊號 Z
Z
圖 3-1 外迴路調整加自動主僕法均流架構
Ix 1> Ix 2 Ix 2> Ix 1 I
I > I I > I IIx 1> I> Ix 2 IIx 2> I> Ix 1
t Ix 2 I Ix 1 I
圖3-2 外迴路控制加自動主僕法均流架構”Chattering”問題
3.2 以 DSP 實現雙向功率模組之主動均流技術
參考電流 ICS_ref=Max(Ix1,Ix2,Ix3)
模式、升壓充電模式、備用供電降壓模式及備用供電升壓模式。在三台雙向 直流/直流轉換器並聯時，隨著動作模式的不同，DSP 就要控制不同的開關，
以達到並聯均流的目的。三組並聯的轉換器，在降壓充電、升壓充電時需達 到定電流充電的功能；而備用供電降、升壓模式則要具有定電壓輸出的功 能，供給負載穩定的電壓，並達成均流。
3.2.1 降壓充電模式主動均流技術
降壓充電模式，其程式方塊圖如圖3-3 所示，對電池以定電流進行充電，
電流方向是由系統匯流排端流向電池，由 DSP 的程式來控制轉換器達到定 電流並使模組間達成均流。工作原理說明如下:
(1). 首先將回授電池電流 Ibn取 N 次平均後得到 IbnAvg，如此可減少 ADC 取 樣的誤差，另一個好處則是由於整個控制的定電流迴路經過N 次之後，
取樣電池平均電流 IbnAvg才會改變一次，所以定電流迴路實際上比均流 迴路快了 N 倍，如此可使得定電流的效果比較好，每一台模組不會因 為頻繁的比較修正，導致輸出電流有晃動的情況發生。
(2). 比較 3 台模組之電流 Ib1Avg、Ib2Avg、Ib3Avg的大小值，將其中最大值的電 流設為均流參考電流 ICS_ref，此時此台被當成主模組，其他電源模組則 設為僕模組，會追隨此參考電流命令，調整自身的輸出電流，使僕模組 的輸出電流與主模組相同。
(3). 在第 1 組控制程式方塊中，將均流參考電流 ICS_ref減去Ib1Avg，再將此一 電流的誤差值代入均流比例控制器PCS中，經由均流PCS比例控制器後，
將得到一均流控制命令 I_CON，此一均流控制命令會有上下值限制器，
以避免超過範圍。
(4). 再將定電流迴路的參考電流 Iref 加上此均流控制命令I_CON將得到一新的 修正參考電流，將其命名為I’ref。
(5). 接著將新參考電流 I’ref減去回授的充電電流Ib1，代入定電流比例積分控 制器 PICC內，可得到一控制命令 UI_n。
(6). 控制命令 UI_n經過上下值限制器後，此控制命令值和鋸齒波比較，產生 一 PWM 方波訊號 Con1，送至 PWM1_1 接腳。控制第 1 台雙向功率轉 換器的功率開關Q1-1。
(7). 同樣地，其他第 2 組、第 3 組控制程式方塊之流程，亦如同第 1 組控制 程式方塊，以達成三台均流及降壓定電流充電之目的。
3.2.2 升壓充電模式主動均流技術
升壓充電主動均流程式，其控制結構和降壓充電模式大致相同，不同之 處說明如下:
(1). 第 1 組比較器產生之 PWM 訊號 Con1，將改送至 PWM1_3，驅動第 1 組雙向直流/直流轉換器的功率開關 Q1-3。
(2). PWM1_1 接腳之輸出則恆為高電位，用來驅動第 1 組雙向直流/直流轉 換器的功率開關Q1-1，使其恆為導通的狀態，以使第1 台雙向直流/直流 轉換器工作在升壓充電模式。
(3). 另外 2 台雙向直流/直流轉換器之控制動作亦相同，達成三台均流及升壓 定電流充電之目的。
比較器
PWM1_1
PWM1_4 PWM1_3 PWM1_2
PICC
Iref
上下值 限制器
PCS
Σ 上下值限制器
+ N次平均
Ics_ref=Max(Ib1Avg,Ib2Avg,Ib3Avg)
Ib1Avg Ib1 Con1
+ I’ref
Ib3 0
Ib2
+
_ Vbus1
Ib1
Vb1
Vbus2
Vb2
Ib2
Vbus3 Vb3
Ib3
+
_
Q1-1
Q1-2 Q1-3
Q1-4
Q2-1
Q2-2 Q2-3
Q2-4
Q3-1
Q3-2 Q3-3
Q3-4
ADC
第3組雙向 直流轉換器 第2組雙向 直流轉換器
第1組雙向 直流轉換器 控制命令
+
_ +
_ Q1-1
Q1-2
Q1-3
Q1-4
第1組雙向 直流轉換器
驅動 電路
驅動 電路 PWM2_2 0
第2組控制 程式方塊
0 Con2
Q2-1
Q2-2
Q2-3
Q2-4
第2組雙向 直流轉換器
PWM2_1
PWM2_3 PWM2_4
第3組控制 程式方塊
0 Con3
Q3-1
Q3-2
Q3-3
Q3-4
第3組雙向 直流轉換器
PWM3_1
PWM3_3 PWM3_4 PWM3_2
驅動 電路 0
0 0 0 0
+
_ +
_ 電流流向
UI_n
I_CON Ib1
(1) (2)
(3) (4)
(5)
(6)
(7)
圖3-3 降壓充電模式主動均流程式方塊圖
3.2.3 備用供電降壓模式主動均流技術
備用供電降壓模式，電池電壓高於匯流排端額定輸出電壓，其程式方塊 圖如圖3-4 所示，工作原理說明如下:
(1). 首先將回授匯流排端電流 Ibusn 取 N 次平均後得到 IbusnAvg，如此可減少 ADC 取樣的誤差，另一個好處則是由於整個控制的迴路經過 N 次之後，
匯流排端平均電流IbusnAvg才會改變一次，所以穩壓迴路實際上比均流迴 路快了 N 倍，如此可使得穩壓的效果比較好，每一台模組不會因為頻 繁的比較修正，導致輸出電流有晃動的情況發生。
(2). 比較 3 個電流 Ibus1Avg、Ibus2Avg、Ibus3Avg的大小值，將其中最大值的電流設 為均流參考電流 ICS_ref，此時此台被當成主模組，其他電源模組則設為 僕模組，會追隨此參考電流命令，調整自身的輸出電流，使僕模組的輸
