第三章 24GHz 混頻器
3.2 主動混波器的原理
混波器為一種頻率轉換的的元件,利用輸出入訊號之間非線性關係
3.2.2 單端平衡混頻器(signal-balance mixer)
單端平衡式混波器因為乘法而產生混頻(frequency mixing)功能, 如圖(3.3)所示,使用開關(switch)實現乘法器
我們以 CMOS 單端平衡混頻器為例,如圖(3.4),電路末端電流源, 當做轉導級(transconducer stage),將VRF轉成IRF
,
轉導級可以用共 源級(Common Source;CS)或是共閘級(Common Gate;CG)放大器來實現, 如圖(3.5)。於圖(3.4)中,M1為接收 LNA 的射頻訊號VRF
後
,乘上gm1 轉為電流信 conversion gain)可以表示為(3-2):(3-2) 架構源級電阻Rsig (source resistance), 轉導 1
1
3.2.3 雙平衡混頻器(double-balance mixer)
雙平衡式混頻器可以視為兩個單平衡混頻器,如圖(3.7)所示，最底 下為一電流源(current source)為一驅動級(drive stage),目的穩定 輸入信號變化,因為 1 2
M M 為切換級(switching stage), 經交叉耦合至負載極差動輸 出,RL為輸出級(output stage) 將 RF 電流訊號轉成電壓降頻至中
雙平衡混波器混頻,如圖(3.7)所示，RF、LO端輸入都是平衡訊號假
忽略較高次項諧波,在式子(3-12)取想要中頻訊號(ωIF =ωRF −ωLO), 可得:
4
cos( )
IF IF L m RF L RF LO
v I R g v R ω ω t
= ≈π × − (3-13)
由式子(3-13)可知其電壓轉換增益(voltage conversion gain)為:
2
m L
voltage CG g R
=
π
(3-14) 因此可知雙平衡混波器在IF 輸出端無LO 的頻率項存在，理想上雙 平衡混波器有良好的LO對RF、LO對IF隔離度。除此之外，雙平衡混波 器可抑制RF和LO訊號的偶次項諧波，奇次項諧波多兩倍。但電路較為 複雜，雜訊指數較單端平衡混波器略高，在相同的轉換增益下，功率 消耗是單端平衡混波器的兩倍。3.3 24GHz CMOS Marchand balun 設計與實現
本電路設計利用本電路利用了TSMC 0.18μm CMOS 製程技術，實現 一個中心頻率在24GHz左右的吉伯特降頻混頻器。為了減少量測上的 不便，在混頻器的LO、RF均為單端輸入。在RF、LO 端採用下一節將 會提到的Marchand balun 來將不平衡信號轉為平衡式的訊號，而IF 端則應用source follower架構,把高阻抗拉到低阻抗,來當做一個輸 出緩衝(Buffer)，將diffrenctial 訊號方式輸出,因為雙端取出電壓 訊號可以多兩倍(
6dB
)，輸出power多2倍(3dB
)。3.3.1 Marchand balun 理論分析
Balun(unbalance to balanced),一相位分離成兩個不同的相位, 通常採單端訊號輸入,如圖(3.8)所示
圖(3.8) Balun示意圖
Bulun 可 分 成 主 動 (passive) 與 被 動 (active), 被 動 通 常 窄 頻 (narrowband)RC,LC 網 路 構 成 , 或 是 寬 頻 (wideband band) 微 帶 線 (microstrip line)形式:主動有單顆晶體(single transistor),共閘 (common-gate) 接 共 源 級 (common-source) 電 路 , 差 動 對 放 大 器 (differential-pair amplifier)。
如圖(3.8)所示,port2與port3對振幅(amplitude)與相位(phase)要 求:
(3-15) port1 輸 入 阻 抗 需 匹 配 ,port2 與 port3 需 要 好 的 輸 出 回 授 損 失 (output return loss)與需要匹配輸出阻抗(output impedance),隔 離度(isolation)。
Marchand Balun 構成由兩組耦合線構成,在中心頻長度為 4 λ ，線
跟線 之間有 著耦合 係數 (coupling coefficients ;C) 與傳輸係數 transmission coefficients;T)，而兩者滿足(3-16)：
( )
C T nonideal
⎧ + =
⎪⎨
+ ≤
⎪⎩ (3-16) 我們最在這是論文實作的Marchand balun ，架構是一個開路端 (open)，兩個短路端(short) ,如圖(3.9)所示:
圖(3.9) Marchand Balun 架構圖
接著我們來討論各個 port 之間 S 參數與傳輸係數 T 和偶合係數 C 之
port port 3
2 2 2 2 2
圖(3.13) Marchand Balun S21分析
port port 3
open
圖(3.15) Marchand Balun S23分析
圖(3.16) Marchand Balun S32分析
由圖(3.15)(3.16)以上分析得知S23 、S32,兩個參數為隔離度,從數學 來看為互易(reciprocal)關係,與耦合係數 C 息息相關,我們希望 port 2 與 port 3 信號不要互相影響,這是我們應該做取捨。
port port 3
open
3.3.2 Marchand balun 模擬
設計Marchand balun 時，耦合線在中心頻長度為 4
λ ，因此，若以
微帶線式耦合線(Microstrip Line)、以edge couple方式來實現，以 螺旋型線圈式或變壓器(transformer)型式之耦合線來實現，除了能 夠縮小其面積，也能靠傳輸線間增加互相耦合以減少微帶線的長度。
這 是 設 計 將 以 Transformer 型 態 繞 轉 ， 可 以 增 加 其 互 感 (mutual inductance)及互耦(mutual capacitance)，在相同長度的微帶線，
以繞線圈型的共振頻率比直線型還低，故變壓器型態的架構擁有比較 小的尺寸。
圖(3.17) 變壓器形式 Marchand balun
λ/ 4 λ/ 4
1 Port
2
Port Port 3
open
1 Port
2
Port Port 3
Marchand Balun,其輸入阻抗為一電感性,因為要銜接於混頻器轉 導極 MOS 的閘極端,其輸入阻抗為一電容性,所以模擬時要做到比較 高頻,因為電容性,銜接之後,其共振頻率會往低頻移動;正確做法應 實際看進去混頻器阻抗設定 port2 和 port3 的阻抗進行模擬；模擬S11 如圖(3.18),S21、S31如圖(3.18),再來模擬S21與S31，其相位差,如圖 (3.19)所示,輸入阻抗S11均小於-10 dB,轉換損耗理想是-3 dB,
S
21、S
31與其相差不多,表 3.1 做總結。圖(3.18) 輸入返回損耗(S11)與 Magnitude(
S
21 &S
31)圖(3.19) phase difference(S21−S31)
5 10 15 20 25 30 35 40 45
0 50
-25 -20 -15 -10 -5
-30 0
freq, GHz
dB(S(1,1))dB(S(2,1))dB(S(3,1))
5 10 15 20 25 30 35 40 45
0 50
-100 0 100
-200 200
freq, GHz
diff2
表(3.1) 變壓器形式 Marchand Balun Summary
3.3.3 本地震盪源與射級輸入級
RF與LO 端我們採用Marchand balun 產生differential 訊號，整 個電路架構如圖(3.20)
圖(3.20) Marchand Balun 技術降頻器電路 Size
Phase difference (S21~S31)
Phase difference (S21~S31)
我們可以看出 Marchand balun 是由兩個四分之一波長Microstrip transformer 所構成，訊號由port1 進去到另一端為開路，耦合到 port2和port3 出去，且為differential訊號，易整合於混頻器RF與 LO端。因為放在吉伯特混頻器的LO與RF端，如果Marchand balun 所 產生的信號Port2 和 Port3 夠平衡，則埠對埠的隔離度S23、S32比較 好，相對的其Magnitude 的要求則沒那麼嚴格，只要LO的功率夠大，
足夠讓Gilbert cell 的電晶體產生混頻的效果即可。
3.3.4 current bleeding技術
於圖(3.21)(a)所示,單平衡混頻器其電壓轉換增益為 2 g Rm1 L1
π ,如要
增加電壓轉換增益要增加ID1,進而增加gm1,但是功率消耗(power consumption) 進 而 增 加 , 線 性 度 變 差 , 如 果 我 們 使 用 current bleeding,如圖(3.21)(b)所示,增加一路電流IBLD, ID5、ID6相較於
2
ID、ID3電流相對變小, ID1、ID4兩者都一樣,所以我們就可以增加RL2, 可以增加電壓轉換增益,在不消耗過多功率而線性度線性度變差的情 況下,於圖(3.20)我們使用主動式負載，來當作current bleeding路 徑來使用。
圖(3.21) (a)單端平衡混波器 (b)current bleeding示意圖
圖(3.24) CG VS LO power 圖(3.25) CG VS RF power
m14=4.52 -19.00m15 RF_power=
m15=3.51 -7.00 m14RF_power=
m14=4.52 -19.00m15 RF_power=
100 200 300 400 500 600 700 800 900
0 1000
圖(3.29) NF VS RF Frequency (fix LO Frequency)
圖(3.28) NF VS LO power
2.42E10 2.44E10 2.46E10 2.48E10 2.50E10
2.40E10 2.52E10
13.5
圖(3.32) Isolation LO to RF 圖(3.33) IIP3 圖(3.30) NF VS RF & LO Frequency
(fix IF Frequency)
2.42E10 2.44E10 2.46E10 2.48E10 2.50E10
2.40E10 2.52E10
圖(3.31) Isolation LO to IF
16 18 20 22 24 26
圖(3.34) 24GHz 混頻器 die photo
量測結果
RF power (dBm)
-25 -20 -15 -10 -5 0 5 10
conversion gain(dB) -20
-15 -10 -5 0
IF freq.(MHz)
0 200 400 600 800 1000 1200
conversion gain(dB)
圖(3.41)量測Isolation LO to RF 圖(3.42)量測Isolation LO to IF RF return loss
<-10dB
<-10dB RF return loss
-40dB
TSMC 0.18um CMOS process RF return loss
<-10dB
<-10dB RF return loss
-40dB
TSMC 0.18um CMOS process
measurement simulation