前言

UWB 是一種新興的無線通訊技術，不像窄頻通訊系統，UWB 更可 以使用更高的資料串列來傳輸資料，更可以使用於例如像影音傳送，

家庭劇院的應用上，隨著 IEEE802.15.3a 規格的明確訂定，加上美國聯 邦通訊委員會（FCC）正式立法通過，使得 UWB 成為新興的 WLAN 傳輸技術，目前使用超寬頻無線電技術由IEEE 802.15.3a 審核主要分為 脈衝無線電 (Impulse radio, IR) 與多頻帶系統 (Multi-band system)。脈 衝無線電技術是利用數個Gigahertz 頻寬的極短時間基頻脈衝，與過去 傳輸系統最大差異在於不需利用載波的調變以及解調變程序，因此不 需要複雜的混頻器、中頻濾波器等電路，可大幅降低電路複雜度和成 本。並且基頻脈衝信號由於無線通道傳輸因而具有較佳的穿透力，適 合於室內短距離通訊。極寬頻多頻帶系統是把整段頻譜(3.1-10.6GHz) 分成數個頻段進行傳輸，每一頻段為528MHz，優點是若預先偵測頻譜 有干擾或被佔用時，系統可自動放棄該頻段傳輸，而利用其他頻段保 持正常運作。而不管是何種系統，為了使系統的整合性提高，電路系

統使用SOC(System on Chip)已經是一個不可避免的方向，而 CMOS 製 程技術的發展與進步再加上接收機往輕薄短小且功能齊全的方向一直 不變，所以低耗能與微小化的 Receiver 是近幾年來發展的重要趨勢，

簡而言之，當你要實現UWB Receiver SOC 化的同時，LNA 將是所面 臨的第一道課題，也更加隨著 UWB standard 的明朗化，使得應用於 UWB LNA 的研究陸陸續續的出現。

1.2 背景-Ultra-Wideband 標準現況

隨著網際網路資訊的爆炸與移動式通信設備的流行，使得原始無線 網路頻寬與資料傳輸量也逐漸不敷使用，因此由 FCC 於 2002 首先發 表頻寬由3.1GHz 到 10.6GHz 的 UWB 架構，而在 2003 年 IEEE 也正式 成立IEEE802.15 task group 3a[1]的 task group 來訂定相關的規範，在 IEEE802.15.3a 中主要採用了兩種傳輸技術來達到寬頻的目的，一種為 Pulsed Baseband & DS-UWB，而另外一種是 MB-OFDM。

以 Intel、TI、Nokia 為主的公司提出了 MB-OFDM 的技術，使用 Multi-Band OFDM 的調變技術，並採用美國 FCC 所認可的 3.1- 10.6GHz 為使用的頻帶，這種方式的接收機[2]將整個 7.5GHz 的頻帶區分為 13 個Group 每一個 Group 內更含有若干的次頻帶，如 Figure 1.1.1 所示，

每一個頻帶的頻寬為 528MHz，如此一來，使得在應用上可以使用

OFDM 的調變與 frequency-hopping 的技術，訊號可以在不同的頻帶上 傳輸，使用頻譜使用的效能更加提高且可以避免訊號間的彼此干擾。

Figure 1.1.1 UWB 使用頻帶圖

以 Motorola、Freescale 為主的公司則提出 DS-UWB 的技術，使用 的是 Direct Sequence Spread Spectrum 的調變技術並使用於 3.1- 4.85 GHz 與 6.2-9.7GHz，這種方式的接收機[3]除了 LNA 與 mixer 部份外，

均可以利用數位電路的方式來實現。

除了 IEEE802.15.3a 外，ECMA-368[4]也明訂了 MB-OFDM 為主要 的調變方式，也是使用3.1-10.6GHz 的頻帶，WUSB (Wireless USB)的 應用更是可能成為第一個使用UWB 的產品。 Band Group #1 Band Group #2 Band Group #3 Band Group #4 Band Group #5

Figure 1.1.2 UWB 接收機方塊圖

1.3 論文組織

本論文內容分五個章節。第一章為緒論，說明了Ultra-Wideband的概 述及論文結構，第二章將探討在Ultra-Wideband中所常運用的相關技 術，第三章則是討論在Ultra-Wideband系統中使用Frequency Hopping 傳輸技術的低雜訊放大器的設計方法，包括了輸入匹配、雜訊指數、

功率消耗與Hopping Frequency switch等幾個重要的設計概念與討論，

第四章便將闡述電路佈局的概念，以及模擬的結果，並將模擬的結果 與實際晶片的量測結果做一比較，第五章則是做最後整個電路心得的 整理以及對電路可以加以改進的部份列入未來發展的方向。

第二章

相關技術討論

2.1 散佈式架構

對使用 CMOS 製程來發展寬頻式的低雜訊放大器，[5]的散佈式的 架構是最基本的架構之一，利用此種電路架構可以得到最好的頻寬響 應，Figure 2.1.1 是散佈式放大器的架構圖，在其它的論文研究參考中 [6]可以在 300K~3GHz 的頻帶中得到 5±1.2dB 的增益以及 1dB 截止頻 率在4.7GHz，在另一個論文參考研究[7][8]利用 0.6um CMOS 的製程技 術分別達到了增益為5.5±1.5dB 與 6.5dB 的效能，最後在論文參考[9][10]

中，分別實現了在 0.5GHz~14GHz 頻帶中 10.6±0.9dB 的增益以及 0.6GHz~22GHz 頻帶中 7.3±0.8dB 增益特性。在這些所討論的研究中，

所有的增益均不會超過10.6dB，參考文件[25]可以獲得較低的功率消耗 9mW，但是在 0.04~6.2GHz 的頻寬中增益只有 8dB±0.6 dB。

Figure 2.1.1 常見的散佈式放大器架構

而由[11][24]所提出的 cascade 兩級散佈式放大器更可以比傳統式 的散佈式架構除了利用散佈式架構所擁有寬頻響應的特性外，更利用 了cascade 架構具有增加增益的特性來提高整個系統架構的增益特性，

更加提升增益響應，Figure 2.1.2 是 cascade 兩級式散佈式放大器架構，

差異性在於[11]使用 0.18umCMOS 而[24]使用 0.35um SiGe BiCMOS 製 程，在這個架構下可以得到在3.1GHz~10.6GHz 以及 1.6GHz~12.1GHz 中的增益響應為 18±1.2dB 與 20dB，且整個的功率消耗為 54mW 與 40mW，但整個的晶片電路佈局分別需要 2.2mm x 1mm 與 1.43mm x 1mm 。

Figure 2.1.2 Cascade 兩級式散佈式放大器

與傳統架構的散佈式放大器相比，cascade 兩級式散佈式放大器更 具結合了 cascade 架構與散佈式架構兩者的優點，整個的 voltage 增益 可達 12~24dB，以[11]來說，整個功率增益更可達到 18dB，且功率消 耗為 54mW。以傳統的散佈式架構來說，雖具有寬頻增益的特性，相 對來說，卻無法擁有高增益的表現且使用電感做為主要元件的缺點更 使得整個電路的尺寸略顯龐大，使用了cascade 的架構雖然可以克服低 增益響應的缺點，但由於使用了兩級的結構，卻使得整體電路的尺寸 更為龐大，也由於為了提供Wideband 的特性，必須消耗較大的電流來 驅動多級的架構，所以並不適於低功率的應用。

2.2 並聯回授架構

在早期利用CMOS 製程發展 Wideband 放大器的技術中，主要可 分成兩大類的方向，除了散佈式的架構外，另外一種便是並聯回授的 架構，Figure 2.1.3 是並聯回授放大器的概念架構圖。

Figure 2.1.3 並聯回授放大器的架構圖

Resistive 並聯回授式放大器是比較常見的架構，但是在低消耗功率 時不能提供較好的雜訊指數與增益，依據論文參考[12][13]，並聯回授 的架構的放大器具有較好的寬頻匹配響應與平坦的增益，但是在雜訊 指數的表現會比較差且會有較大的消耗電流，在整個並聯回授架構 中，輸入阻抗主要是由回授放大器的 loop gain 中的回授阻抗所決定 [14]，傳統的並聯回授放大器容易被回授網路中的離散電容影響到高頻 部份的響應，也影響到雜訊指數，使得[12][13]兩者的增益雖然可達 13.7dB@0.02G~1.6GHz 與 13.1dB@1G~7GHz，但是所消耗的功率卻也 達到35mW 與 75m W，也因此並不適合於低功率的應用。另外，在論

文參考[15]將傳統的窄頻式 cascode LNA 與 Resistive 並聯回授電路相 結合，雖然解決了 Resistive 並聯回授並需要較大功率消耗的問題(只消 耗了 12.6mW)，但是整個頻寬只適用於較低頻的 2G~4.6GHz，且增益 也僅有9.8dB。由論文參考[26]所提出的架構中，使用了 0.13um CMOS 的製程，功率消耗只有 19mW，且增益可達 16dBm，但頻寬也是只適 用於較低頻的2G~5.2GHz，且 NF 最小只有 4.7dB。

2.3 輸入匹配架構

除了散佈式與並聯回授式兩種架構外，利用LC 帶通濾波器當做 cascode LNA 的寬頻輸入匹配阻抗是另外一種新的架構[16][17] [18]，

這是一種將cascode 放大器當做整個輸入匹配的 LC 帶通濾波器的一部 份的架構，這種架構在小功率消耗時會有不錯的效能，但由於在輸入 匹配電路上使用了 LC 濾波器為主要架構，所以可能會導致要使用較大 的區域做為電路佈局且雜訊指數的表現上會比較不好，Figure 2.1.4 是 使用LC 匹配電路形成寬頻放大器的架構圖。

Figure 2.1.4 輸入匹配架構寬頻放大器的架構圖

在[16][18]中在 0.18um CMOS 製程中使用了 inductively degenerated 共源極組態這種常見的窄頻電路設計搭配三階 Chebyshev 濾波器所形 成的寬頻響應輸入匹配電路，讓整個電路的頻率響應分別在 2.4G

~9.5GHz 以及 2G~10.1GHz 的寬頻帶，且功率消耗只有 9mW 與 7.2 mW，但是雜訊指數是偏高的 4dB 與 3.68dB，且增益只有 9.3dB 與 10.2dB；另一篇論文研究[17]則是使用 SiGe 製程，雖然可以得到較好 的增益(21dB)，且雜訊指數為 2.5~4dB，但是功率消耗卻達到 30mW，

而不適合於小功率的應用。

所以在此架構下的電路雖然可以獲得比較寬頻的特性，且功率消耗 上比前兩種架構小，但是整個的增益在使用0.18um CMOS 製程下不會 超過10.6dB。

2.4 跳頻式架構

整個Ultra-Wideband 所定義的整個頻帶是由 5 個 Group,14 個頻寬

達528MHz 的頻道所組成，MB-OFDM 的調變方式也是由 IEEE 所規定 使用的方式之一，利用由real-time 的跳頻概念[2]，如 Figure 2.1.5，所 形成的跳頻式放大器也是可以達到MB-OFDM 的目的，整個的使用跳 頻式LNA 的接收機方塊圖可以如 Figure 2.1.6 所示。

Figure 2.1.5 Real-time 跳頻 3D 概念圖

Figure 2.1.6 使用跳頻式 LNA 的接收機方塊圖

整個的方塊圖是由天線接收到信號開始，接收到信號經過一個BPF 來濾除不在頻帶內的信號，在經過跳頻式的LNA 處理後，送到 Active balum 將 single-end 的信號變成 differential signal，再送入混頻器做降頻 的動作，而 LNA 所需要工作的頻帶與 LO 的頻率則由一個跳頻式的 synthesizer 來控制。由於 MB-OFDM 的每個信號頻寬為 528MHz 且會

在整個3.1~10.6 GHz 的 UWB 頻帶中跳動，所以在整個跳頻式架構中，

LNA 的增益響應是會隨著 UWB 所定義的 14 個次頻道來跳頻改變的，

且 LNA 的中心頻率也會符合 UWB 中的 14 個頻道的中心頻率，所以 雖然跳頻式LNA 所要涵蓋的頻帶可以符合 3.1~10.6 GHz 的要求，但在 一個時間點上，LNA 的響應只會是符合一個次頻帶的 528MHz 頻寬。

所以在LNA 的設計上除了要考慮 noise figure 外，要再考慮擁有寬 頻的輸入阻抗，使得通過BPF 後 3.1~10.6GHz 的訊號都能進入 LNA，

以及具有能在14 個次頻帶中跳頻的特性，整個 LNA 的輸出特性不需 要為寬頻，而是只需要528MHz 的窄頻輸出，由參考論文研究[2]利用

以及具有能在14 個次頻帶中跳頻的特性，整個 LNA 的輸出特性不需 要為寬頻，而是只需要528MHz 的窄頻輸出，由參考論文研究[2]利用