第三章 跳頻式低雜訊放大器分析與設計
3.5 增益分析
對一個使用源極退化的疊接組態結構來說，會具有改善反向的隔 離度，頻率響應，較好的 Noise Figure 以及比較低的米勒效應，而本 論文所使用的MB-LNA 如 Figure 3.5.22
Figure 3.5.22 MB LNA 與Buffer 架構
對高頻來說，電晶體的動作如同一個電流放大器，電流增益為
整個的 M1汲極離散電容(包括 Cdb1與 Cdb2)形成一個限制放大器高 頻頻寬的極點，而將 M1的基底與源極相連接會改善放大器的效能，如 Figure 3.5.23
Figure 3.5.23 利用 Cdb1來改善離散電容效應
第四章
晶片製作的實現與量測結果
4.1. 佈局考慮
整個MB LNA 的佈局圖如 Figure 4.1.1，佈局的考慮對高頻電路的 設計來說是很重要的，因為可以會嚴重的影響到電路的效能，為了減 少雜訊對電路的影響必須考慮 3.4 節所討論的事項，MOSFET 是使用 multi-finger，電流源 Vdd為 1.8V，MOS 使用 0.18um 的閘極長度以獲 得 較 快 的 速 度 ， 另 外 MIM (Metal- Insulator-Metal) 的 電 容 選 擇 non-shield，也就是在每一個電容單位面積中不使用 shield，而電感選擇 六角形的結構，Q 值為小於 18，以上是在本論文電路中所使用的元件。
在每一個元件上加上 Guard-ring 以避免基底的雜訊與干擾，一個 shield 的信號源 GSG 結構使用在射頻輸入端與射頻輸出端以減少由基 底所產生的耦合雜訊，至於電路中所使用的連接線，若是電源線則必 須考慮電流密度且信號線設計上必須要儘可能的短，所有內部連接線 的轉角必須為45 度角以避免尖端放電的效應，而射頻輸入與射頻輸出 在佈局上為相對的以避免耦合效應的產生，最後整個晶片的大小為 1.239mm X 0.9mm。
Figure 4.1.1 MB LNA IC 佈局圖
4.2 量測考慮
整個電路設計上是以on-wafer 量測為設計考量，所以電路設計必須 依據國家晶片中心(Chip Implementation Center；CIC)的高頻探針工作站 的測試規範，在整個 on-wafer 的量測上使用兩個 6-pins 的直流 PGP 探 針與兩個射頻的GSG 探針，Figure 4.2.2 就是整個測試環境的方塊圖，
上方與下方的DC PGP probe 對整個電路提供了 DC 電壓與 bias 偏壓以 及開關的啟動/關閉的DC 位準，左右兩邊的 RF GSG probe 則是提供 RF in/out 的訊號。
在整個MB LNA 的 RF 輸入端必須有一個大電容來隔離電路與量測
設備的直流，Figure 4.2.3 則呈現了使用 4 組探針做 on-wafer 量測照片 圖，Figure 4.2.4~Figure 4.2.6 則是量測 S 參數、雜訊指數、1-dB compression point 與 3-dB intercept point 的配置圖，我們使用以 LabView 為主的射頻IC 量測系統來量測 MB LNA 的線性度，我們在下一章節將 討論實際量測與模擬的結果。
Figure 4.2.2 MB LNA on-wafer 量測方塊圖
Figure 4.2.3 使用 4 組探針做 on-wafer 量測
(a) (b) Figure 4.2.4 量測方塊圖 (a) S-參數 (b) noise figure
Figure 4.2.5 P1 dB Compression Point 量測方塊圖
Figure 4.2.6 third-order intercept point 量測方塊圖
4.3 量測結果與討論
本論文的 IC 設計與製作是使用 TSMC 0.18µm mixed-signal/RF CMOS 1P6M 製程，S 參數在整個頻帶的表現如 Figure4.3.10~Figure 4.3.13 所量測，每一個頻道的 S 參數量測結果則如 Figure 4.3.14~Figure
4.3.20，所量測到的 S11<-5dB 而 S22<-9dB 在整個 3.1GHz~10.6GHz 的 UWB 頻寬中，功率放大(S21)在 3.9GHz~7.12GHz 的響應為 3.5dB~7dB 左右。雜訊指數的量測結果如 Figure 4.3.21~Figure 4.3.27，在不同的頻 道中，雜訊指數會跟著變化，最小的雜訊指數為工作於頻道4 (5.015GHz) 時的4.54dB(at 4.1GHz)，而所有頻道中的雜訊指數不會超過 6.7dB，可 參考Table 4.3.1。P1dB的量測是針對8 個頻道進行，量測結果如 Figure 4.3.28 ~Figure 4.3.34，所得到的 P1dB在各個頻率分別是-8dB 在 channel 2 (3.96GHz)，-8dB 在 channel 3 (4.48GHz)，-12dB 在 channel 4 (5.01GHz)，
-11dB 在 channel 5 (5.54GHz)，0dB 在 channel 6 (6.07GHz)，-12dB 在 channel 7 (6.6GHz)，-10dB 在 channel 8 (7.12GHz) ，可參考 Table 4.3.2。
IP3 的量測也是針對 8 個頻道進行，所得到的結果分別為 4.7dB 在 channel 2 (3.96GHz)，4.8dB 在 channel 3 (4.48GHz)，4.9dB 在 channel 4 (5.01GHz)，7dB 在 channel 5 (5.54GHz)，8dB 在 channel 6 (6.07GHz)，
6dB 在 channel 7 (6.6GHz)，3dB 在 channel 8 (7.12GHz)，量測結果如 Figure 4.3.35~ Figure 4.3.41，並可參考 Table 4.3.3。
由量測的結果可以知道，電路設計的困難點在於跳頻開關機制的實 現以及離散因素的考量，當一個RF 信號輸入時，由 substrate 所產生的 離散電容的效應是非常重要的，對輸入匹配網路來說，Cc 的大小會影 響到整個功率增益，而 M2中的 Cgs由於提供了一個路徑，也會影響到
功率的損耗，此外，在電路設計中，Ls1是一個小電感，所以製程的變 化也會影響到電感值的大小，而在開關電路中由於是使用電容作為共 振頻率的控制變因，所以製程的變化影響到電容值進而可能影響到共 振頻率點。
由整個量測結果可以知道，整個 MB LNA 電路的Ｓ參數響應與原 始模擬的預期結果不同，所以我們試著去修正模擬的結果並與量測結 果做個比對，我們假設在電晶體的大小與模擬結果相同的條件下考慮 每一個被動元件都有可能產生 10%左右的變動誤差。雖然我們使用晶 圓廠所提供的螺旋狀電感與MIM 電容模型來進行模擬，但仍有兩個變 數讓我們假設元件可能有 10%的誤差存在，第一個是只有一種大小尺 寸的螺旋狀電感被量測，例如一個電感會由這些 W=9um, S=2um, R=30um, 60u, 90um, 120m, N=1.5, 3.5, 5.5 所決定，其中 W 是電感 track 寬度，S 是每一個 track 間的間距，R 是 inner radius, 而 N 則是指圈數。
電感值不會只有某一個特定的 model 所產生的，舉例來說，L1 是由 W=9um, S=2um, R=34um 以及 N=2 所構成，但是相同的 L1也有可能由 其它的電感model 來計算得到，如 W=9um, S=2um, R=55um, 95um 以 及N=1.5, 1 一樣可獲得心相同的電感值，所以假如模型的準確度不夠，
就無法忽略電感模型所可能產生的誤差，尤其被動元件會影響到整個 匹配電路的敏感度，相同的問題一樣會發生在 MIM 電容模型當中，另
外一個變數則是由金屬線到基底之間的離散電容效應無法在電路設計 的過程中經由layout parasitic extraction 被精確的預估出來。
而在整個電路上有幾個離散因素需要被考慮，首先在整個輸入匹配 網路中，金屬線到地有可能產生一個離散電容 C2，如Figure 4.3.7 所示。
第二個是考慮開關電路中所產生的離散電容Cpara，如 Figure 4.3.8，以 及Ld線路上所產生的雜散電組Rd，如 Figure 4.3.9 所示。
Figure 4.3.7 在輸入匹配電路中考慮離散電容 C2
Figure 4.3.8 在開關電路中考慮離散電容 Cparasitic
Figure 4.3.9 在 Ld線路上考慮雜散電阻Rd
經由上面所述的原因，我們修正了MB-OFDM UWB LNA 的被動 元件的變化而產生了與量測結果相似的模擬結果，整個比較的結果同 樣在Figure 4.3.7~Figure 4.3.38 表示，修正後的 S 參數模擬結果與量測 結果在頻率點上的響應相似，但在能量大小上會不太相同，這就意味 著被動元件的變化影響了頻率響應的變化，而在整個線性度的量測上 會比修正後的結果好是因為整個功率增益的衰減。
最後，整個 MB LNA 電路耗電流為 11.5mA，所以電路的 DC 偏壓 是正常工作，且 S22 也會因為開關電路的切換 LC 共振頻率點而變化，
所以MB LNA 的跳頻概念是成立的，但是必須考慮更多離散效應對整 個電路的影響，整個模擬與實際量的比較結果，如Table. 4.3.2。
(a)
(b)
measurement simulation BW(GHz) 3.9-7.12 3.4-7.5
S11 <-6.48dB <-12.3dB (c)
Figure 4.3.10 S11 參數在整個頻帶中的量測與模擬比較 (a)量測結果 (b)模擬結果 (c) 比較表
(a)
(a)
(a)
(b)
measurement simulation BW(GHz) 3.1-10.6 3.1-10.6
S12 <-15dB <-35dB (c)
Figure 4.3.13 S12 參數在整個頻帶中的量測與模擬比較 (a)量測結果 (b)模擬結果(c)比較表
(a) (b)
(c) (d) Figure 4.3.14 S 參數在 Channel 2 量測與模擬比較圖(a) S11 (b) S21 (c) S22 (d) S12
(a) (b)
(c) (d) Figure 4.3.15 S 參數在 Channel 3 量測與模擬比較圖(a) S11 (b) S21 (c) S22 (d) S12
(a) (b)
(c) (d) Figure 4.3.16 S 參數在 Channel 4 量測與模擬比較圖(a) S11 (b) S21 (c) S22 (d) S12
(a) (b)
(c) (d) Figure 4.3.17 S 參數在 Channel 5 量測與模擬比較圖(a) S11 (b) S21 (c) S22 (d) S12
(a) (b)
(c) (d) Figure 4.3.18 S 參數在 Channel 6 量測與模擬比較圖(a) S11 (b) S21 (c) S22 (d) S12
(a) (b)
(c) (d) Figure 4.3.19 S 參數在 Channel 7 量測與模擬比較圖(a) S11 (b) S21 (c) S22 (d) S12
(a) (b)
(c) (d) Figure 4.3.20 S 參數在 Channel 8 量測與模擬比較圖(a) S11 (b) S21 (c) S22 (d) S12
Table 4.3.1 雜訊指數在不同頻道的量測與模擬比較值 NF min Meas. Res. (dB) Sim. Res. (dB) Mod. Res.(dB)
CH2 6.72dB at 4.1GHz 3.27dBat 3.96GHz 5.5dB at 4.1GHz CH3 4.75dB at 4.1GHz 3.2dBat 4.48GHz 4.33dB at 4.1GHz CH4 4.54dB at 4.1GHz 3.16dBat 5.01GHz 3.88dB at 4.6GHz CH5 4.64dB at 4.1GHz 3.12dBat 5.54GHz 4.17dB at 5.1GHz CH6 4.75dB at 4.1GHz 3.1dBat 6.07GHz 4.02dB at 5.1GHz CH7 4.82dB at 4.1GHz 3.14dBat 6.6GHz 4.26dB at 5.1GHz CH8 4.9dB at 4.1GHz 3.22dBat 7.12GHz 4.29dB at 6.1GHz
Figure 4.3.21 雜訊指數在 Channel 2 量測與模擬比較圖
Figure 4.3.22 雜訊指數在 Channel 3 量測與模擬比較圖
Figure 4.3.23 雜訊指數在 Channel 4 量測與模擬比較圖
Figure 4.3.24 雜訊指數在 Channel 5 量測與模擬比較圖
Figure 4.3.25 雜訊指數在 Channel 6 量測與模擬比較圖
Figure 4.3.26 雜訊指數在 Channel 7 量測與模擬比較圖
Figure 4.3.27 雜訊指數在 Channel 8 量測與模擬比較圖
Table 4.3.2 P1dB在不同頻道的量測與模擬比較值 P1dB measurement simulation modify P1dB(3.96GHz) -8dB -12dB -8dB P1dB (4.48GHz) -8dB -13dB -8dB P1dB (5.01GHz) -12dB -12dB -7dB P1dB (5.54GHz) -11dB -12dB -10dB P1dB (6.07GHz) 0dB -13dB -1dB
P1dB (6.6GHz) -12dB -14dB -12dB P1dB (7.12GHz) -10dB -14dB -8dB
Figure 4.3.28 P1dB 在 Channel 2 量測與模擬比較圖
Figure 4.3.29 P1dB 在 Channel 3 量測與模擬比較圖
Figure 4.3.30 P1dB 在 Channel 4 量測與模擬比較圖
Figure 4.3.31 P1dB 在 Channel 5 量測與模擬比較圖
Figure 4.3.32 P1dB 在 Channel 6 量測與模擬比較圖
Figure 4.3.33 P1dB 在 Channel 7 量測與模擬比較圖
Figure 4.3.34 P1dB 在 Channel 8 量測與模擬比較圖
Table 4.3.3 IIP3在不同頻道的量測與模擬比較值 measurement simulation modify IIP3 (3.96GHz) 4.7dB 7dB 7.5dB IIP3 (4.48GHz) 4.8dB 5dB 4.85dB IIP3 (5.01GHz) 4.9dB 5dB 4.95dB
IIP3 (5.54GHz) 7dB 3dB 7.5dB
IIP3 (6.07GHz) 8dB 1dB 10dB
IIP3 (6.6GHz) 6dB -2dB 4.5dB
IIP3 (7.12GHz) 3dB -3dB 2dB
Figure 4.3.35 IIP3 在 Channel 2 量測與模擬比較圖
Figure 4.3.36 IIP3 在 Channel 3 量測與模擬比較圖
Figure 4.3.37 IIP3 在 Channel 4 量測與模擬比較圖
Figure 4.3.38 IIP3 在 Channel 5 量測與模擬比較圖
Figure 4.3.39 IIP3 在 Channel 6 量測與模擬比較圖
Figure 4.3.40 IIP3 在 Channel 7 量測與模擬比較圖
Figure 4.3.41 IIP3 在 Channel 8 量測與模擬比較圖
Table 4.3.4 MB LNA效能在Post Simulation與量測比較值
Specification Measurement Post Simulation
BW (GHz) 3.96 － 7.12 3.96 － 7.12
S11 (dB) <－6.48 <－12.3
S22 (dB) <－6.1 <－13.7
Max. S21 (dB) 7.57 (at4.2 GHz) 14.1 (at 7.12 GHz)
S12 (dB) <－13.7 <－37.8
Min. Noise Figure
(dB) 4,54 (at 4.1 GHz) 3.14 (at 7.12 GHz) Ch2 Ch3 Ch4 Ch5 Ch6 Ch7 Ch8 Ch2 Ch3 Ch4 Ch5 Ch6 Ch7 Ch8 P1dB (dBm)
-8 -8 -12 -11 0 -12 -10 -13 -13 -13 -13 -14 -14 -14 IIP3 (dBm) 4.7 4.8 4.9 7 8 6 3 7 5 5 3 1 -2 -3
Vdd (V) 1.8V 1.8 V
LNA Power (mW) 7.51 7.48
Buffer Power
(mW) 4 3.81
Hopping Function Some function Yes
4.4 比較
第五章
結論與未來研究方向
5.1 結論
本論文是提出跳頻式的 LNA，主要是將跳頻的觀念實現於電路當 中，利用寬頻的輸入來將使用於UWB 中的 3.9-7.1GHz 的信號接收下，
在利用跳頻的機制將所選擇的頻道信號送往後端，非屬於所需頻道中 的信號則會濾掉，如此一來可形成一個窄頻的增益輸出，便可以提高 功率增益也可以避免使用整個UWB 的頻寬做為 Full band 的輸出，不 需要考慮UWB LNA 在整個 Full band 中增益平坦度的問題，而使用窄 頻輸出在所需要的頻帶中提高增益的表現。晶片使用 TSMC 0.18um CMOS 製程，在整個論文中，討論了設計概念，模擬結果，量測結果 以及討論與比較，所有的電路是使用Eldo-RF 來進行模擬並在 CIC 完 成所有量測。
在討論整個跳頻式 LNA 電路的分析與研究中，主要著眼於輸入匹 配電路，跳頻開關電路，雜訊指數分析與增益分析四個部份，這些分 析與討論便可以架構出整個跳頻式LNA 的各個元素，而在電路模擬的 過程中，也是利用這些討論概念來加以驗證，而晶片的製作是使用
TSMC 0.18um CMOS 製程來實現，而由量測的結果我們可以得到
TSMC 0.18um CMOS 製程來實現，而由量測的結果我們可以得到