第四章 V band I/Q 調變器
4.3 改良式吉伯特混頻器設計
4.3.5 改良式吉伯特混頻器 (Modified Gilbert-Cell Mixer)
I. 電路原理：
吉伯特混頻器(Gilbert-Cell Mixer)係一種常使用在 RF 電路與類比電路的 電路架構，如【圖 4-21】所示；此種電路架構的特性在於它擁有較好的埠對 埠隔離度(Port-to-Port Isolation)以及高轉換增益(High Conversion Gain)的表 現；然而，這樣的架構中，最大的缺點在於其共疊接了電流鏡、Buffer 與環 狀電阻性混頻器等三層的電晶體，若需要使其正常動作，則會依據整體電路 的需求，可能需要兩倍到三倍不等的 V
DS
電壓使電路動作，且在 RF 端所連 接之負載電感 L 會限制操作頻寬。根據上述結果可了解到，假若欲完成一具有寬頻、低電壓與低功率消耗 等特性之吉伯特混頻器(Gilbert-Cell Mixer)電路架構，在整體的疊接架構 上是有必要做某一些特殊的調整；首先，為減少電壓的提供，本次設計
Match RF Balun Match
V
DDLO
IF
RF L
L
I
SSM
1M
2M
3M
4M
5M
6圖 4-21. Gilbert-Cell Mixer
採用一相位差 180
o
之 Marchand Balun 來取代原本的 RF 端與 LO 端整體 電路。Marchand-Type Transformer
Balun
High Impedance Transmission Line
for Matching
Inverter Buffer
Marchand-Type
圖 4-22. Modified Gilbert-Cell Mixer
其電路工作原理為由 IF 端輸入一差動訊號(0
o
與 180o
)分別進入隨時間變 動(Time-Variant section)之 M5
、M6
、M7
、M8
與 LO 饋入之差動訊號(0o
與 180o
) 進行混頻動作，最後由射頻端(RF section)端取出 RF 訊號，並將此差動輸出 訊號藉由一 180o
相位差的 Marchand Balun 合併之；此做法可以有效的解決負 載電感限制操作頻寬的問題，而電路的 Voltage Headroom 也將因此降低，以 達到操作頻率寬、低電壓、低功耗的訴求。II. 電路驗證：
接著，為驗證原理的實現可能，將【圖 4-22】帶入 ADS 中進行模擬分析，
並將電路分成 Time-Variant section、IF section、LO section、RF section 這幾
個部分，其中 Time-Variant section 的部分即為於前幾段所提到的 Ring Mixer 設計流程中，而 IF section 部分已在 Buffer 的設計時提及，因此目前僅需要 再將 LO section、RF section 這兩部分加以設計即可。
i. Marchand Balun：[3]
Marchand Balun 為一 3 埠元件，其原理係由四條四分之一波長的傳輸線所組 成，利用傳輸線間的耦合效應與四分之波長會將開路轉換成短路的特性，有 效的將非平衡訊號轉換為一平衡訊號，且兩輸出訊號振福大小相同且項為相 差 180
o
，常用於差動電路(Differential Circuit)前端與單端電路(Single-End Citcuit)轉換連結處。Unbalanced
Port Open
Balanced Port
/ 4
/ 4
/ 4
/ 4圖 4-23. Marchand Balun model
本次設計將利用 TSMC 90 nm CMOS RF 製程設計一可用於 V 頻帶之 Marchand Balun，所期望之目標為其插入損耗(Insertion Loss)可以小於 6 dB 且 輸出的雙埠相差 180
o
之相位差，以下為其 EM 之結果。 RF section
(A).
Marchand Balun 的結構圖
0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 110 120 130 140 150 160 -200
-190 -180 -170 -160 -150 -140 -130 -120
Ph a se (d e g re e )
RF Frequency(GHz)
Phase
(B).
Marchand Balun 相位分析圖
0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 110 120 130 140 150 160 0
5 10 15 20 25 30 35 40
RF Frequency(GHz)
In se rt io n L o ss (d B)
S21 S31
(C).
Marchand Balun Insertion Loss 分析圖
圖 4-24. Marchand Balun of RF section由上圖會發現本次設計的 Marchand Balun 表現於 V 頻帶內並不理想，反 而在 65GHz 到 75GHz 這區域的頻帶較為理想，主要是為了讓本次設計的插 入損耗(Insertion Loss)可以再降低，並且面積可以更小的緣故所致。
LO section
0 20 40 60 80 100 120 140 160
Ph a se (d e g re e )
LO Frequency (GHz)
Phase
In se rt io n L o ss (d B)
LO Frequency (GHz)
S21 S31
(C). Marchand Balun Insertion Loss 分析圖 圖 4-25. Marchand Balun of LO section
ii. Matching Network：
接著，需要將設計完成之 LO section 與 RF section 兩部分和其他兩部分 電路合併之；因此考量到各個 section 之間的阻抗匹配，將變得密不可分。
Marchand Balun of RF section Ring Mixer
Output
LO IF
RF
(A).
Matching Network of RF section
Marchand Balun of LO section
Ring Mixer LO input
LO
IF RF
【圖 4-26(A)】為 RF section 的匹配示意圖，掃描範圍為 0.1 GHz 到 160 GHz，在設計上會將混頻器的 RF 端與 RF 端的 Marchand Balun 做 V 頻段的 匹配分析，發現若在 RF 端的 Marchand Balun 與混頻器的 RF 端之間串接一 傳輸線後，其阻抗會剛好匹配到 50Ω 阻抗點。【圖 4-26(B)】為 LO section 的匹配示意圖，掃描範圍為 0.1 GHz 到 160 GHz，在設計上會將混頻器的 LO 端與 LO 端的 Marchand Balun 做 V 頻段的匹配分析，發現若在 LO 端的 Marchand Balun 與混頻器的 LO 端之間會剛好匹配到 50Ω 阻抗點。
iii. 模擬結果：
30 35 40 45 50 55 60 65 70 75 80 85 90 95 100 105 110 -6
-5 -4 -3 -2 -1 0 1 2 3 4 5
C o n ve rsi o n G a in (d B)
LO Frequency (GHz)
Conversion Gain
(A). Conversion Gain versus LO frequency
30 35 40 45 50 55 60 65 70 75 80 85 90 95 100 105 110
Iso la tio n (d B)
LO Frequency (GHz)
LO to IF
C o n ve rsi o n G a in (d B)
LO Power (dBm)
Conversion Gain
(C). Conversion Gain versus LO power
-1.00 -0.75 -0.50 -0.25 0.00 0.25 0.50 0.75 1.00 1.25
C o n ve rsi o n G a in (d B)
log(IF Frequency) Conversion Gain
(D). Conversion Gain versus IF frequency
-30.0 -27.5 -25.0 -22.5 -20.0 -17.5 -15.0 -12.5 -10.0 -7.5 -5.0 -2.5 0.0 2.5 5.0
R F p o w e r (d Bm)
IF power (dBm)
RF power Conversion Gain
(E). Conversion Gain versus IF power 圖 4-27. Modified Gilbert-Cell Mixer 模擬圖
4.4 I/Q 調變器設計(Design of I/Q Modulator)
Point 1 Point 2 Point 3 Point 3
Point 1
Point 2 Point 2
1