V頻帶功率放大器與I/Q調變器設計
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(2) V 頻帶功率放大器與 I/Q 調變器設計. 學生：鍾懿威. 指導教授：蔡政翰 博士. 國立臺灣師範大學應用電子科技學系碩士班. 摘. 要 本論文研製之方向為一毫米波發射機系統的子電路分析─功率放大器(Power. Amplifier, PA)與 I/Q 調變器(I/Q Modulator)，電路操作於 V 頻帶，使用的製程為 台積電所提供的 TSMC CMOS 90nm RF 1P9M 標準製程。 隨著無線通訊技術的迅速發展，射頻積體電路逐漸朝著更高的頻率、資料傳 輸速率、寬頻且高整合性的方向前進；無須執照的 V 頻段具備有達成超高速率傳 輸的可行性，係一個利於本次設計研發的頻段。而 CMOS 製程技術具有小面積、 低成本、低功耗、與高整合度等優勢，係一在毫波米頻段極具吸引力的製程技術。 於各電路的模擬設計上採用了安捷倫所提供之 ADS(Advanced design system) 與電磁模擬軟體 SONNET，而設計的電路為功率放大器(Power Amplifier, PA)與 I/Q 調變器(I/Q Modulator)兩個發射機系統的前端電路，其中功率放大器(Power Amplifier, PA)於設計上採用 1：2：4 的三級共源極(common source, CS)設計架構， 其中第一級與第二級設定為驅動級(Drive Stage)，第三級為功率輸出級(Power Stage)，並在第三級加入一線性器，讓功率輸出有約略 6 dBm 左右的線性延長現 象，於 60 GHz 的最大輸出功率為 9.72 dBm，包含測試 pad 的晶片面積為 0.711 ×. 0.657 mm2。 I/Q 調變器(I/Q Modulator)於設計上，由最基本的混頻原理作為切入，完成一 改良式 Gilbert-cell 混頻器(Modified Gilbert-cell Mixer)，並有效結合數學模型加以 I.
(3) 驗證一 I/Q 調變器(I/Q Modulator)的電路架構與模型，包含測試 pad 的晶片面積為 0.6978×0.8126 mm2。. 關鍵字：功率放大器(Power Amplifier, PA)、I/Q 調變器(I/Q Modulator)、V 頻帶、 CMOS、改良式 Gilbert-cell 混頻器(Modified Gilbert-cell Mixer). II.
(4) Design of V-band Power Amplifier and I/Q Modulator student：Yi-Wei Chung. Advisors：Dr. Jeng-Han Tsai. Department of Applied of Electronics Technology National Taiwan Normal University. ABSTRACT. The purpose of this dissertation is to develop a Power Amplifier and an I/Q Modulator in a V-band millimeter-wave transmitter system. They are fabricated on TSMC 90 nm 1P9M RF CMOS process. With the development of wireless communication technologies, radio frequency integrated circuit tends to higher frequency, higher data rate, wider bandwidth, and higher integration. For this subject, unlicensed multi-GHz bandwidth around V-band makes very high data rate transmission feasible. We adopt CMOS technology. It has the advantages of small size, low cost, low power consumption, and high level of integration, all of which are for MMW applications. To develop a Power Amplifier and an I/Q Modulator in a V-band millimeter-wave transmitter system. We are using Agilent ADS software and SONNET software to be the simulation tools. The first circuit is Power Amplifier, which utilizes three-stage common source configuration amplifier. The first and second stages are drive stages. The third stage is power stage. To purpose higher linearity, we combine a Pre-distortion Linearizer on the power stage. The circuit will have better linearity than without Linearizer.. III.
(5) The second circuit is I/Q Modulator, which is using two Modified Gilbert-cell Mixer, one Coupler, and one Wilkinson Combiner.. Keywords: Power Amplifier, I/Q Modulator, V-band, CMOS, Pre-distortion Linearizer, Modified Gilbert-cell Mixer. IV.
(6) 誌. 謝. 轉眼，又到了一個準備 say goodbye 的日子了！這種感覺一直以來都讓人既 期待害怕著；仔細想想在師大六年的時光中得到了很多也成長了很多，從一個小 小的專題生開始走到了現在的準碩士畢業生，一路上經歷過的都是如此的深刻難 忘，記得在大四那年第一次的 tape out，在最後兩周幾近沒天沒夜的奮鬥當中， 了解到了甚麼叫做人體沒有極限以及不到最後一刻千萬別輕言放棄的態度！記 得在第一次的量測中，深刻的感受到了電路動作時的那種喜悅感！記得第一次 tape out 結果因為拿了個大 D 而無法成功的難過！記得在第一次接管實驗室帳與 伺服器的緊張感與壓力！記得在第一次報告的羞澀與準備不全！記得在第一次 帶領學弟妹時的吱吱嗚嗚與挫折！好多好多的回憶都將慢慢的埋入心的最深 處，而這樣的點點滴滴，在現在看來都是如此的美好與不捨。 仔細想想，碩士的這兩年，說長不長說短也不短，而其中的經歷卻成就了自 己很多，也讓自己更加能夠去體會〝捨得〞這兩個字的意境以及〝受之於人〞的 意思。就像是今天自己能夠順利的完成碩士學位，並順遂的進入人生的下一個階 段，不但是經過了很多的取捨所得到的結果，也同時是經過了很多人的幫助下所 結出的甜美果實，因此，此時此刻就不免俗的將心裡想說出的感謝一一道出。 首先，真的很感謝指導教授 蔡政翰 博士，感謝老師不厭其煩地耐心指導， 讓我有機會從原本對於 RFIC 的懵懂無知走到了對於部分電路都能夠有所認知且 加以去分析了解其特性與功用；另外感謝老師的容忍與教導，讓我可以更加的了 解自己的缺點與問題，並從中學習到如何改變自己的態度以及對於各種事物的既 定認知，抱持著一種學以致用、與人為何的處事態度去面對接下來的每一天；不 論是老師在研究領域上的細心指導亦或者是在做人上的處事態度教導真的都讓 我受益良多。謝謝老師！. V.
(7) 接著，感謝台灣大學 黃天偉 博士與中央大學 張鴻埜 博士抽空前來擔任口 試委員以及碩士論文的指導，謝謝兩位老師所提供的寶貴意見，使得此碩士論文 能夠更加完整。 一路走來，在研究的過程中，受到了台大博士班 葉景富學長很多的協助， 讓我在不論是在 tape out 經驗中還是量測的過程中的能夠如同打怪鍊等般的快速 成長；感謝在大學時代的專題好嘛吉 李哲誠，能夠有今天的一切真的是因為從 你那兒獲取了很多的新知，你真的讚的啦！感謝在系辦不斷陪我一同歡笑，並教 會我很多有關於原本研究領域以外東西的助理 鄭琇文、蘇婷節、葉嘉安，以及 大學時代一起上來的好朋友 張維德、楊城愷、孫仕勳、張華恩，還有學弟 程鈺 錞，你們真的都是我最輕鬆的避風港，有時候三不五時找你們聊聊小天就會輕鬆 不少。 而在過往實驗室的生活中，感謝本組織中已畢業學長 林益璋、施宏達、林 繼揚(基哥)的陪伴與協助，你們真的教會了我很多不論是研究上還是生活上的東 西，有你們陪伴的日子真的很好！感謝已畢業的實驗室學長 江哲豪、施登耀、 謝正恩、廖述立、王冠勳(美哥)的幫忙與指導，讓我能夠在大四銜接碩班的這段 期間不論是電學部分還是 LINUX 的架設部分都有大躍進的機會，跟學長們一起 打嘴砲的日子真的很開心也學到很多東西！ 在如今的 Lab515 中，感謝學長 周健平(舒服哥)、馬瑜傑(馬哥)、林翰江的 幫忙，讓我在實驗室天天都可以很快樂！感謝同學 郭紹偉、葉承凱、趙家祥、 王人緯的大力支持與幫忙，加油！我們大家要再一起奮鬥下去唷 XD；感謝學弟 劉鑑儀、張欽德、楊秉羲、歐陽弘文、黃紹偉、張瑞安、張耀仁、劉家凱、黃望 龍、郭胤廷等人，有你們陪伴的日子真的不嫌寂寞，總是充滿了歡笑！然而，玩 樂歸玩樂，必要的時候還是要認真一點嘿！不要讓玩樂大於研究了呢 XD。感謝 實驗室所有大學部專題生 謝澤毅、許敬易、林政言、林武璇、歐哲緯、林佳龍、 陳俊忠、吳明順、林沂樺、蕭群逸、林偉良、劉三賢等人，加油唷！雖然專題真 的很繁複，但相信你們只要肯投入就一定會有所收穫的！如果未來要念碩士的千 萬要加緊馬力衝一發呢！然後感謝一下大學部已畢業的實驗室專題生 張嘉玲、 VI.
(8) 張懷霈，不得不說妳們真的是本實驗室的兩朵花呢！未來要多多加油唷！另外還 有我大學時代一直以來的好直屬 張榮堃、謝澤毅、林沂樺、楊采玲，謝謝你們 總是禮讓著我的任性！有你們這群直屬真好！ 另外，想感謝師長 徐顥恩老師、劉麗娜老師、李貞老師、劉瓊雅老師、錢 啟弘老師，還有感謝一路支持我的朋友 董奕呈、王威翔、李政諺、劉威廷、張 菀庭、龔晴、蔡碧欣、陳廷瑀、吳書宇、吳權倫、林璟宏、張志弘、王耀德、張 家明、簡名仁、仲哲玄等人，以及我最摯愛的父母與家人們，因為你們的大力支 持，我才有辦法走到今天這裡，順利的完成碩士學位，希望未來的日子裡，還請 多多指教！謝謝！ 最後，再一次的感謝每一位幫助過我以及愛我的師長、眾多朋友與家人們！ 謝謝你們大家的支持與鼓勵！. 懿威 102/8/19 筆於師大 Lab515. VII.
(9) 目. 錄. 摘 要 ........................................................................................................................... I ABSTRACT ..................................................................................................................III 誌 謝 .......................................................................................................................... V 目 錄 ...................................................................................................................... VIII 圖 目 錄 ........................................................................................................................ X 表 目 錄 .................................................................................................................... XIII 第一章 緒論 ...................................................................................................................1 1.1 V 頻帶研究背景與動機 ...........................................................................1 1.2 論文簡介 ...................................................................................................2 1.3 論文架構 ...................................................................................................3 第二章 V band 功率放大器與 IQ 調變器設計與簡介 ...............................................4 2.1 V band 收發機系統簡介 .........................................................................4 2.2 線性度考量(Linearity Consideration)[6] .................................................6 2.2.1 非記憶線性時變系統........................................................................6 2.2.2 非線性失真(Nonlinear Distortion Characterization) ........................7 2.2.3 諧波(Harmonic) .................................................................................8 2.2.4 振幅調變特性(AM-AM Characterization) .......................................8 2.2.5 相位調變特性(AM-PM Characterization) ........................................9 2.2.6 交互調變(Intermodulation, IM) ......................................................10 2.2.7 三階互調截點(Third-Order Intercept point, IP3) ...........................11 2.2.8 鄰近通道功率比例(Adjacent Channel Power Ratio, ACPR).........13 2.2.9 誤差向量幅度 (Error Vector Magnitude, EVM) ...........................14 2.3 功率放大器設計參數簡介 .....................................................................15 2.3.1 增益(Gain) .......................................................................................15 2.3.2 功率(Power) .....................................................................................15 2.3.3 效率(Efficiency) ..............................................................................16 2.4 I/Q 調變器設計參數簡介[45][46][47]...................................................16 2.4.1 轉換增益(Conversion Gain, CG) ....................................................16 2.4.2 鏡像拒斥比(Image Rejection Ratio) ...............................................17 2.4.3 埠對埠訊號隔離度(Port to Port Isolation) .....................................17 第三章 V band 功率放大器 ........................................................................................18 3.1 功率放大器簡介 .....................................................................................18 3.2 線性化技術(Linearization Techniques) .................................................20 3.3 內建線性器功率放大器設計與分析 .....................................................25 3.3.1 設計流程(Design Flow) ..................................................................25 3.3.2 偏壓與元件選擇(Bias and Device Size Selection) .........................27 VIII.
(10) 3.3.3 功率放大級選擇..............................................................................39 3.3.4 匹配網路設計..................................................................................43 3.3.5 線性功率放大器..............................................................................46 3.3.6 穩定度分析......................................................................................48 3.4 模擬結果 .................................................................................................49 3.5 模擬與量測結果 .....................................................................................52 3.6 結果與討論 .............................................................................................56 第四章 V band I/Q 調變器 ..........................................................................................64 4.1 訊號調變技術簡介[44] ..........................................................................64 4.1.1 收發系統 ..........................................................................................64 4.1.2 超外差式接收機(Super Heterodyne Receiver)...............................65 4.1.3 直接降頻式接收機(Homodyne Receiver) ......................................66 4.1.4 直接升頻式發射機(Direct-Conversion Transmitter) .....................67 4.1.5 外差式發射機(Heterodyne Transmitter) ........................................68 4.2 I/Q 調變器設計概念與流程...................................................................69 4.2.1 I/Q 調變器設計概念與參數考量 ...................................................69 4.2.2 I/Q 調變器設計流程 .......................................................................71 4.3 改良式吉伯特混頻器設計 .....................................................................73 4.3.1 混頻原理分析..................................................................................73 4.3.2 LO 切換對(LO Switching Pair)設計 ..............................................75 4.3.3 IF 端電路分析 .................................................................................85 4.3.4 IF 緩衝反向放大器設計 .................................................................86 4.3.5 改良式吉伯特混頻器 (Modified Gilbert-Cell Mixer) ...................92 4.4 I/Q 調變器設計(Design of I/Q Modulator) ..........................................102 4.4.1 I/Q 調變器設計與模擬分析 .........................................................102 4.4.2 耦合器(Coupler) ............................................................................106 4.4.3 威爾金森合成器(equal split Wilkinson power combiner) ...........116 4.5 模擬結果 ...............................................................................................118 4.6 未來工作 ...............................................................................................122 4.7 結果與討論 ...........................................................................................124 第五章 結論 ...............................................................................................................125 參 考 文 獻 ...............................................................................................................126 自 傳 ...............................................................................................................132 學 術 成 就 ...............................................................................................................132. IX.
(11) 圖 目 錄 圖 2-1. 收發機系統架構 ................................................................................................5 圖 2-2. 天線接收端訊號 ................................................................................................5 圖 2-3. 天線端發送訊號 ................................................................................................6 圖 2-4. AM-AM Characteristic .......................................................................................9 圖 2-5. AM-PM Characteristic ......................................................................................10 圖 2-6. 非線性系統交互調變 ......................................................................................11 圖 2-7. 三階互調截點概念圖 ......................................................................................12 圖 2-8. ACPR 概念圖 ...................................................................................................13 圖 2-9. EVM ..................................................................................................................14 圖 3-1. V band 發射機系統架構圖 ..............................................................................18 圖 3-2. 功率輸入與輸出關係概念圖 ..........................................................................20 圖 3-3. 回授式線性化技術電路架構圖 ......................................................................21 圖 3-4. 前饋式線性化技術電路架構圖 ......................................................................22 圖 3-5. 預失真技術概念架構圖 ..................................................................................23 圖 3-6. 設計流程圖 ......................................................................................................25 圖 3-7. CMOS 大訊號模型 ..........................................................................................28 圖 3-8. VDS vs. IDS 曲線圖 .............................................................................................28 圖 3-9. VGS vs. ID & Gm 曲線圖 ..................................................................................29 圖 3-10. 共源極組態在不同閘極寬度的 MAG/MSG & ids .......................................30 圖 3-11. 共源極組態在不同閘極寬度的 MAG/MSG 頻率響應圖 ..........................30 圖 3-12. 共源極組態在不同指叉數的 ids ...................................................................31 圖 3-13. 共源極組態在不同通指叉數的 MAG/MSG................................................31 圖 3-14. 共源極組態在交叉比較下的 MAG/MSG 頻率響應圖 ..............................32 圖 3-15. 一理想電晶體 P1dB 模擬圖 ...........................................................................33 圖 3-16. cold-mode 線性器架構 ...................................................................................33 圖 3-17. cold-mode 線性器原理架構分析 ...................................................................34 圖 3-18. cold-mode 線性器等效模型 ...........................................................................34 圖 3-19. 線性器 Vbias 篇壓選擇 ...................................................................................35 圖 3-20. 線性器 M1 閘極寬度選擇 ............................................................................36 圖 3-21. 線性器對於 M1 指叉數選擇 ........................................................................38 圖 3-22. 線性度與 P1dB 點的電晶體並聯組態分析 ...................................................39 圖 3-23. Load-Pull 模擬並聯組態最大輸出功率、效率與最佳功率負載點分析....40 圖 3-24. 直流偏壓考量設計圖 ....................................................................................41 圖 3-25.偏壓電路隔離度分析 ......................................................................................42 圖 3-26. 功率放大器匹配網路架構圖 ........................................................................43 圖 3-27. 輸入端與第一級間匹配網路架構 ................................................................43 圖 3-28. 第一級與第二級間匹配網路架構 ................................................................44 X.
(12) 圖 3-29. 第二級與第三級間匹配網路架構 ................................................................44 圖 3-30. 第三級與輸出端間匹配網路架構 ................................................................45 圖 3-31. 功率放大器匹配網路 ....................................................................................45 圖 3-32. 線性功率放大器電路圖 ................................................................................46 圖 3-33. 線性功率放大器 Layout 佈局圖(0.711 × 0.657 mm2) .................................47 圖 3-34. 線性功率放大器穩定度分析 ........................................................................48 圖 3-35. 功率放大器之 S 參數模擬結果 ...................................................................50 圖 3-36. 功率放大器之 PAE、Output Power、Power Gain 模擬結果 .....................50 圖 3-37. 功率放大器之 IMD3 模擬結果 ....................................................................51 圖 3-38. 晶片微影圖 ....................................................................................................52 圖 3-39. 功率放大器之 S 參數模擬與量測結果 .......................................................53 圖 3-40. 功率放大器之 PAE、Output Power、Power Gain 模擬與量測結果 .........54 圖 3-41. 功率放大器 IMD3 之量測結果 ....................................................................54 圖 3-42. S 參數(S-parameter)分析結果 .......................................................................58 圖 3-43. 模擬與量測比較圖 ........................................................................................59 圖 3-44. Load Pull Analysis ..........................................................................................60 圖 3-45. IMD Analysis ..................................................................................................62 圖 4-1. 超外差式接收機架構 ......................................................................................65 圖 4-2. 超外差式接收機訊號降頻示意圖 ..................................................................65 圖 4-3. 直接降頻式接收機架構 ..................................................................................66 圖 4-4. 直接升頻式接收機架構 ..................................................................................67 圖 4-5. 外差式發射機架構與工作示意圖 ..................................................................68 圖 4-6. 設計流程圖 ......................................................................................................71 圖 4-7. 混頻器架構 ......................................................................................................74 圖 4-8.各混頻器的偏壓示意圖 ....................................................................................75 圖 4-9. Gilbert-Cell 混頻器 LO Switching Pair ...........................................................76 圖 4-10. 脈波波形 ........................................................................................................76 圖 4-11. 電晶體開關阻抗模型示意圖 ........................................................................78 圖 4-12. 轉換增益與閘極寬度、指叉數之關係示意圖 ............................................80 圖 4-13. 轉換增益與閘極偏壓、指叉數之關係示意圖 ............................................82 圖 4-14. 轉換增益在不同閘極偏壓與指叉數之頻率響應圖 ....................................83 圖 4-15. 電晶體之 VDS 工作分析圖 ............................................................................84 圖 4-16. IF 頻率分析 VD 之 MAG/MSG 與 Power Gain.............................................87 圖 4-17. 緩衝反向放大器之電晶體電位分析 ............................................................88 圖 4-18. 閘極寬度分析 VD 之 MAG/MSG 與 Power Gain ........................................88 圖 4-19. 指叉數分析 VD 之 MAG/MSG 與 Power Gain ............................................89 圖 4-20. 緩衝反向放大器電阻 R 分析 .......................................................................91 圖 4-21. Gilbert-Cell Mixer ...........................................................................................92 XI.
(13) 圖 4-22. Modified Gilbert-Cell Mixer ...........................................................................93 圖 4-23. Marchand Balun model ...................................................................................94 圖 4-24. Marchand Balun of RF section .......................................................................96 圖 4-26. Matching Network ..........................................................................................98 圖 4-27. Modified Gilbert-Cell Mixer 模擬圖 ............................................................101 圖 4-28. Signal Analysis..............................................................................................102 圖 4-29. In-phase Signal and Quadrature Signal .........................................................103 圖 4-30. Block diagram of I/Q Modulator ..................................................................105 圖 4-31. A single-section coupled line coupler ...........................................................106 圖 4-32. A single-section coupled line coupler analysis .............................................107 圖 4-33. 耦合與埠 3 與埠 2 之電壓頻率響應 ..........................................................109 圖 4-34. microstrip transmission line analysis ............................................................109 圖 4-35. Age Coupler & Broadside Coupler ...............................................................112 圖 4-36. Broadside Offset Coupler ..............................................................................114 圖 4-37. Cross Coupled Coupler .................................................................................116 圖 4-38. 威爾金森合成器等效傳輸線模型 ..............................................................117 圖 4-39. 威爾金森合成器模擬圖 ..............................................................................117 圖 4-40. Simulation of Voltage Control I/Q Modulator ..............................................121 圖 4-41. I/Q 調變器 Layout 佈局圖(0.6978×0.8126 mm2)........................................121. XII.
(14) 表 目 錄 表 1-1. IEEE 802.11 n/ac/ad Comparison .......................................................................2 表 3-1. 電路規格 ..........................................................................................................26 表 3-2. 量測使用儀器設備 ..........................................................................................52 表 3-3. 模擬與量測規格比較 ......................................................................................55 表 3-4. without Linearizer VS with Linearizer .............................................................56 表 3-5. Comparison table ..............................................................................................63 表 4-1. 電路規格 ..........................................................................................................72 表 4-2. 混頻器架構比較表 ..........................................................................................74 表 4-3. 耦合器架構比較 ............................................................................................113 表 4-4. 量測使用儀器設備 ........................................................................................122 表 4-5. 模擬與量測規格比較 ....................................................................................123 表 4-6. Comparison table ............................................................................................124. XIII.
(15) 第一章 緒論. 1.1 V 頻帶研究背景與動機 近年，無線通訊在通訊市場上逐漸成熟，取代了有線系統的市佔率，使生活 的便利性因不再需要被地域性所綁住而提升；然而，日漸發達的科技與資訊也相 對造就了人們對於娛樂的高要求，如影音方面，影片解析度由一開始的 240p 演 進成現在的高階影像解析度(Full HD)，MP3 音質由一開始的 32K 來到了現在的 320K 等，皆讓資料量有逐步增長的趨勢，此時若無法將無線傳輸速率加以提升， 則有可能會造成影音不同步或者 Lag 等現象；為了改善此類相關問題與提高傳輸 速率及使用量，近期，IEEE 正式核准了新一代短距離無線傳輸標準 802.11ad，其 制定之規格主要以應用在實現家庭內部無線高畫質影音訊號的傳輸，提供家庭多 媒體應用更完備的高畫質影片的解決方案。 另外，802.11ad 脫離了擁擠的 2.4GHz 和 5GHz 頻段，使用高頻載波 60GHz。 由於 60GHz 係屬於 V 頻帶範圍，為美國通訊協會(FCC)已開放之免費使用頻帶， 因此在大多數國家皆可供使用，所以 802.11ad 能夠在 MIMO 技術的支援下實現 多訊源的同時傳輸。根據 IEEE 所公布的數據顯示，802.11ad 的理想傳輸速度最 高可達 7Gbps，其無線傳輸速度直逼 USB 3.0。除此之外，802.11ad 還能支援 PCIe、 通用序列匯流排、HDMI 以及 SATA 等高速通道的無線連接介面，應用在資料高 速傳輸與無壓縮高畫質的影音傳輸。 然而，由於 IEEE 802.11 系列之通訊協定規格甚多，為方便了解幾項 IEEE 802.11 通訊之間的差異性，以下為 IEEE 802.11 中幾項較有可能成為未來主流趨 勢的協定規格比較：. 1.
(16) IEEE 802.11 n. IEEE 802.11 ac. IEEE 802.11 ad. Throughput. 600 Mbps. 3.2 Gbps. Up to 7 Gbps. Coverage. Home, 70 m. Home, 30 m. Room, <5 m. Freq. Band. 2.4/5 GHz. 5 GHz. 2.4/5/60 GHz. Antennas. 4×4 MIMO. 8×8 MIMO. >10×10 MIMO. Applications. Data, Video. Video. Uncompressed Video 表 1-1. IEEE 802.11 n/ac/ad Comparison. 1.2 論文簡介 近年，由於 CMOS 的整合技術突飛猛進，元件特性已可滿足高頻域的應用， 同時其成本也相較於其他特殊製程來的低一些，也具備與基頻電路共同整合為一 單晶片系統(System on a chip, SOC)，因此，本論文的設計與探討皆以台積電所提 供的 TSMC CMOS 90nm RF 1P9M 標準製程作為研製基礎。 在發射機的前端電路，主要以一功率放大器與一混頻器所構成；在工作路徑 上由一基頻訊號(IF)與一本地振盪源訊號(LO)透過一混頻器將訊號混合成一射頻 訊號(RF)，然後經由功率放大器把訊號之功率再次放大，以確保訊號在空氣中的 傳輸可以有效的傳達到想要的目的地。然而，由於科技的進步，使資訊的流量越 來越大，若僅僅以單路的訊號做處理，於短時間內是無法有效處理如此龐大的資 訊量，因此在訊號的處理上會逐漸走向以封包的方式來進行，因而產生了 I 訊號 與 Q 訊號的概念。 因此本論文就以探討與研製一可以有效整合在 CMOS 製程上的功率放大器 與 I/Q 調變器為主軸。. 2.
(17) 1.3 論文架構 本論文共分為五個章節，根據 IEEE 802.11 ad 通訊協定規格完成一 V 頻段通 訊之發射機子電路設計，為功率放大器(Power Amplifier, PA)與 I/Q 調變器(I/Q Modulator)兩部分，於晶片的製作上皆採用台積電所提供的 TSMC CMOS 90nm RF 1P9M 標準製程完成之。 第一章. 本章節為緒論，簡單探討一 IEEE 802.11 ad 通訊協定之規格與方向，以 及介紹本論文的研究動機與論文架構。 第二章. 針對 V 頻帶收發機系統方塊圖作簡介說明，並由此作為出發點，介紹在 設計一功率放大器(Power Amplifier, PA)與 I/Q 調變器(I/Q Modulator)之 設計考量參數理論。 第三章. 專門針對功率放大器(Power Amplifier, PA)作一個完整的設計說明與介 紹，並加入對於線性器的探討，以完成一內建線性器之功率放大器為最 後目標。 第四章. 本章節由一混頻器的設計流程作為切入重點，並藉此原理延伸至一 I/Q 調變器(I/Q Modulator)的設計。 第五章. 本章節為結論，針對以上所設計之內容加以探討，並對於本次所研製之 V 頻段電路作一個完整的總結。. 3.
(18) 第二章 V band 功率放大器與 IQ 調變器設計與簡介. 本章將對 V band 收發機系統做一個簡單的架構簡介說明，並對於發射端的 功率放大器與調變器作進一步的設計參數考量與分析；以藉此訂定出一套完善且 有架構的設計分析與規格。. 2.1 V band 收發機系統簡介 收發機系統，係由多個子電路組成，如低雜訊放大器(Low Noise Amplifier, LNA)、混頻器(Down-conversion Mixer or Up-conversion Mixer )、頻率合成器 (Frequency Synthesizer)、可變增益放大器(Variable Gain Amplifier)、功率放大器 (Power Amplifier, PA)、濾波器(Filter)、類比數位轉換器(A/D converter, ADC)…… 等；隨著技術與製程的進步，除了在各個子電路上的研發外，子電路與子電路之 間的整合也成為了一個很重要的研究主題。 如今，通訊系統蓬勃發展，許多線路皆已漸漸被無線通訊系統取而代之，並 以輕巧簡便、高速、高效率、低成本與低功耗……等為基本訴求，所以在系統的 整合上也會開始依據訴求與使用頻段的不同，採用不同的技術與系統架構；圖 2-1 為本論文所研究探討之直接降頻收發機系統架構，採用 TSMC 90nm CMOS RF 製程整合。. 4.
(19) Baseband Amplifier. 00. 01. 10. 11. Demodulator. LNA. Antenna. Frequency Synthesizer. Duplexer. PA. 00. 01. 10. 11. Modulator. 圖 2-1. 收發機系統架構. A. 訊號接收： 天線端(Antenna)接收訊號，經雙工器(Duplexer)做選擇切換至低雜訊放大器 (Low Noise Amplifier, LNA)，將鄰近且不需要的訊號(圖 2-2)濾除，留下我們 所需使用之訊號，並利用低雜訊放大器有良好抑制雜訊的功能，輸出一較大 振幅且較低雜訊的訊號進入解調變器(Demodulator)與頻率合成器(Frequency Synthesizer)所提供的載波訊號進行解調，並藉由解調後各基頻訊號的振幅 (Baseband In-phase and Quadrature)相位差異，判斷其數位訊號之輸出結果。. Adjacent Channel. Alternate Adjacent Channel. LNA Bandwidth Desired Channel. f. 圖 2-2. 天線接收端訊號. 5.
(20) B. 訊號發送： 基頻訊號(Baseband In-phase and Quadrature)經過調變器(Modulator)與頻率合 成器(Frequency Synthesizer)所提供的載波訊號進行調變，並由功率放大器來 提升訊號功率，經雙工器(Duplexer)之選擇至天線端(Antenna)輸出(圖 2-3)。 Transmitted Channel. Adjacent Channel. f. 圖 2-3. 天線端發送訊號. 2.2 線性度考量(Linearity Consideration)[6] 2.2.1. 非記憶線性時變系統. (Linear, Time Variant, and Memoryless System) A. 線性系統： 係指一系統的輸入與輸出之間同時滿足齊次性與疊加性，如一輸入為 x1(t)與 x2(t)，其個別輸出之結果為. x1 (t ) y1 (t ), x2 (t ) y2 (t ). (2.1). x(t ) ax1 (t ) bx2 (t ) y(t ) ay1 (t ) by2 (t ). (2.2). 系統輸出為. 對於任何的 a 與 b 皆成立；但假使有一系統無法滿足疊加性的條件，其系統 即為非線性系統。. 6.
(21) B. 非時變系統： 係指一輸入訊號有一 τ 時間的位移，其輸出也會有相同的時間位移產生. x(t ) y(t ) x(t ) y(t ). (2.3). 當一系統不含有此一規則，則稱為時變系統。 C. 非記憶系統： 係指一系統的目前的輸出訊號只與目前的輸入有關係，和上一級的輸入 訊號沒有直接的關係. y(t ) x(t ). (2.4). 當 α 為一函數，此系統即為一時變系統。 D. 非記憶性線性時變系統 綜合以上各系統，一非記憶性線性時變系統函數可表示成. y(t ) 0 1 x1 (t ) 2 x2 (t ) 3 x3 (t ) . (2.5). 當 αj 為函數一般式，此系統即為一時變系統。. 2.2.2. 非線性失真(Nonlinear Distortion Characterization). 在毫米波與微米波的系統設計中，由於通訊系統的複雜度日益增加，而許多 電路模型多以線性的型態呈現，使我們在非線性失真特性的考量上，變得十分重 要。因此，我們將條件限制在無記憶時變下，建立了一簡單的數學系統模型，其 非線性系統的三階項可利用泰勒展開式表示成. y(t ) k0 k1x(t ) k2 x 2 (t ) k3 x3 (t ). (2.6). 其中 y(t)為輸出訊號表示，x(t)為輸入訊號表示，且 ki 代表此系統中泰勒級數的各 冪次係數。當 k0 為唯一非零係數時，此函數可作為整流器之函數；當 k1 為唯一 非零係數時，此函數可做為線性衰減器(k1<1)或放大器(k1>1)之函數；當 k2 為唯一 非零係數時，此函數可做為混波器之函數。. 7.
(22) 2.2.3. 諧波(Harmonic). 今天，當我們在一非線性系統中輸入一正弦波訊號. x(t ) A cos(0 t ). (2.7). 根據【式(2.6)】與【式(2.7)】整合，其輸出可表示成. y(t ) k0 k1 A cos(0 t ) k2 A2 cos2 (0 t ) k3 A3 cos3 (0 t ). (2.8). 將其輸出訊號展開後表示為 k3 A3 k2 A2 y(t ) k0 k1 A cos 0t 1 cos 20t 3cos 0t cos30t 2 2. (2.9). 3k3 A3 k3 A3 k2 A2 k2 A2 k0 cos 20t cos30t cos 0t k1 A 2 2 2 2 . (2.10). 如【式(2.10)】，當輸入頻率 ω0 與輸出訊號首項的係數作結合時稱為 〝fundamental〞，如果輸入頻率 ω0 與輸出訊號其他項式(2ω0, 3ω0…)的係數作結 合時稱為〝harmonic〞，如果今天我們將【式(2.10)】中的 A 忽略，各諧波項的 振幅皆與 An 成正比；以上所數皆為輸出訊號的諧波失真。. 2.2.4. 振幅調變特性(AM-AM Characterization). 振幅調變失真係描述一系統之輸入振幅與輸出振幅對於【式(2.10)】中基頻 訊號的關係表示；當我們忽略其諧坡項(2ω0, 3ω0…)只取其基頻項式(ω0)，即可表 示為一小訊號增益數學模型. small signal gain . 3k A2 y (t ) k1 3 x(t ) 2. (2.11). 由【式(2.11)】知道小訊號增益與 k1 和 k3 兩係數有關。通常系統中的係數 k3<0， 因此當輸入訊號增大時，其增益會隨著係數 k3 的影響漸漸降低，此現象稱為增益 的壓縮或擴展(gain compression or expansion)。. 8.
(23) 為了量化此增益的線性特性，將實際輸出功率比理想輸入功率少 1dB 的狀態 設為 1dB 增益壓縮點(1-dB compression point)表示. 20log k1 . 3k3 A2 20log k1 1dB 2. (2.12). 20logAout. 1dB 1-dB compression point. 1dB. 0. 20logAin. A1-dB 圖 2-4. AM-AM Characteristic. 2.2.5. 相位調變特性(AM-PM Characterization). 在部分系統中，非線性相位是造成非線性失真的一個主要成因，係由一輸出 訊號與輸入訊號因相位差異而產生的時間誤差；通常這種誤差對於較小的輸出訊 號不會有很大的影響，主要影響的是較大的輸出訊號。. f ( Pin ). (2.13). 當一輸出訊號的相位隨著振幅轉換而改變，稱為相位調變(Phase Modulation, PM)，將一 AM 正弦波訊號輸入. Pin (t ) k ( A cos mt )2. (2.14). 可以得到一類似頻譜的 PM 調變訊號. Ac cos(ct M cos mt ) Ac. n . J M cos([. n . n. c. 9. nm ]t ). (2.15).
(24) 其中，ωc 為載波頻率、ωm 為調變頻率、M 為調變指數，與 Ac 成正比；因此，可 以發現一相位調變特性(AM-PM Characterization)包含了在一頻率下輸出相位與 輸入振幅的關係，對於其相位誤差可表示成 degree/dB。 Pout. θinitial. 0. A1-dB. Pin. 圖 2-5. AM-PM Characteristic. 2.2.6. 交互調變(Intermodulation, IM). 交互調變(Intermodulation, IM)係利用一雙音頻(two-tone)方式分析一非線性 系統的表示；其分析方式係將兩不同頻率的輸入訊號丟入一非線性系統中. x(t ) A1 cos 1t A2 cos 2t. (2.16). 可在輸出表示成. y (t ) k0 k1 (cos 1t A2 cos 2t ) k2 (cos 1t A2 cos 2t ) 2 k3 (cos 1t A2 cos 2t )3. (2.17). 展開其輸出方程式並忽略直流項與諧波項，可以整合成. 1 2 : k1 A1 A2 cos(1 2 )t k1 A1 A2 cos(1 2 )t 3k3 A12 A2 3k3 A12 A2 21 2 : cos(21 2 )t cos(21 2 )t 4 4 3k3 A22 A1 3k3 A22 A1 22 1 : cos(22 1 )t cos(22 1 )t 4 4 10. (2.18) (2.19) (2.20).
(25) 其中基頻(fundamental)項. . 3 4. . 3 2. 1 , 2 : k1 A1 k3 A13 k3 A1 A22 cos 1t (2.21). 3 3 k1 A2 k3 A23 k3 A2 A12 cos 2t 4 2 1. 1. frequency. 2. Nonlinear System. 21 2. 2. 22 1. frequency. 圖 2-6. 非線性系統交互調變. 通常在雙音頻(two-tone)方式分析時，會將輸入訊號 ω1 與 ω2 振幅大小設定為 相同，其交互調變失真(Intermodulation Distortion, IMD)的比率(IMR)可以表示成 基頻訊號(k1A)比上三階諧波項訊號(3k3A3/4). IMR . 2.2.7. Pfund PIMD. . P(1 ) P(2 ) kA 4k1 1 P(21 2 ) P(22 1 ) 3 k A3 3k3 A2 3 4. (2.22). 三階互調截點(Third-Order Intercept point, IP3). 三階互調截點(Third-Order Intercept point, IP3)係利用雙音頻測試(two-tone test)分析一系統的線性度是否良好；當【式(2.16)】的 A 值小到可以忽略高階非線 性項且增益等於 k1 時，IP3 的定義為在【式(2.21)】中輸入功率對輸出功率的基頻 功率曲線((k1A))和三階諧波項功率曲線(3k3A3/4)的延伸交會點，並定義此交會點 在輸入功率的對應邊為輸入 IP3 點(IIP3)、在輸出功率的對應邊為輸出 IP3 點 (OIP3) 根據上述條件重新假設. x(t ) A cos 1t A cos 2t. 11. (2.23).
(26) 9 9 y (t ) k1 k3 A2 A cos 1t k1 k3 A2 A cos 2t 4 4 3 3 k3 A3 cos(21 2 )t k3 A3 cos(22 1 )t ... 4 4. (2.24). 當 k1>>9/4(k3A2)且 ω1 與 ω2 的振幅與 2ω1-ω2 與 2ω2-ω1 相同 ，則可以推導出三階 互調截點為. 3 k3 AIP 33 4. (2.25). 3 k1 3 k13 , OIP3 k1 AIP 3 4 k3 4 k3. (2.26). k1 AIP 3 . IIP3 AIP 3 Pout(dBm) OIP3. IP3 Psat. OP1dB. P(1 ). 1 1 3. P(21 2 ). 1. IP1dB. P1dB 2. IIP3. 圖 2-7. 三階互調截點概念圖. 12. Pin(dBm).
(27) 2.2.8. 鄰近通道功率比例(Adjacent Channel Power Ratio, ACPR). 鄰近通道功率比例(Adjacent Channel Power Ratio, ACPR)係用來評估一系統 功率干擾到鄰近頻帶所造成的非線性程度；其定義為所需要頻道頻寬內之平均功 率與鄰近頻道頻寬內之平均功率的比率。 L 2. ACPRL . PLA Po. . So ( )d. L1 M2. So ( )d. U 2. , ACPRU . PUA Po. M1. ACPRT . . So ( )d. U1 M2. (2.27). So ( )d. M1. PLA PUA Po. L 2. . L1. So ( )d M 2. . U 2. U 1. So ( )d (2.26). So ( )d. M1. 其中 Po 表示一需要頻道頻寬內之平均功率、PLA 表示一較低於主頻頻率點的 鄰近頻道頻寬內之平均功率、PUA 表示一較高於主頻頻率點的鄰近頻道頻寬內之 平均功率。 Power. L1. Po. PLA. L 2. PUA. M 1. M 2. U 1. U 2. . 圖 2-8. ACPR 概念圖. 在計算上，會將 ACPR 值寫成【式(2.28)】表示之；ACPR 值越低則表示對 於鄰近頻道的干擾越小，對於系統容量也相對提升。. 10log ACPR ACPR (dBc). 13. (2.29).
(28) 2.2.9. 誤差向量幅度 (Error Vector Magnitude, EVM). 誤差向量幅度 (Error Vector Magnitude, EVM)係用來評估一個無線通訊系統 對於發射訊號調變質量的重要指標，此指標包含了一訊號在振幅與相位上的失 真；其定義為一測量信號與理想信號在星座圖上之間的誤差，常用來表示系統的 調變精度，假使一系統中有調變訊號不完善或非線性的因素，皆會影響並反映在 星座圖上，造成偏移理想位置的現象。. EVM . Error Vector Magnitude 100% Peak Symbo Magnitude. (2.30). 今若以 I、Q 訊號來分析星座圖上的一點為例，畫出量測到的 I、Q 位置和理 想的 I、Q 位置，這兩個 I、Q 訊號分別在星座圖上形成兩個向量，其之間的差距 可定義出振幅誤差(Magnitude Error)、相位誤差(Phase Error) 和誤差向量 (Error Vector)。. Quadrature Magnitude Error(IQ error mag) Error Vector Measured Signal. . Ideal Signal. Phase Error(IQ error) In-phase 圖 2-9. EVM. 14.
(29) 2.3 功率放大器設計參數簡介 (Important Parameters of Power Amplifier)[9] 2.3.1. 增益(Gain). 指一系統的輸出訊號與輸入訊號的比率，定義為放大器之輸出功率與輸入功 率的比值。. Gain 10log10. Pout Pin. (2.31). A. 小訊號增益(Small Signal Gain) 在固定的偏壓底下，其放大器的輸入功率小，近似一理想放大器，此時的放 大指數稱為小訊號增益 B. 功率增益(Power Gain) 為一電路中輸出功率和輸入功率的比值，此增益的定義為平均功率，而非瞬 時功率。. 2.3.2. 功率(Power). A. 1dB 增益壓縮點(1-dB compression point) 當一放大器的輸出功率逐漸增加時，其增益也會隨之下降，原因與振幅調變 特性有著密切的關係；1dB 增益壓縮點(1-dB compression point)為一量化此增 益的線性特性的結果表示，係將實際輸出功率比理想輸入功率少 1dB 的狀態 作為表示。 B. 飽和功率(Saturation Power) 與振幅調變特性和電路之線性度有著密切的關係，當一放大器的輸出功率逐 漸增加時，其增益也會隨著線性度下降而下降，因此定義飽和功率(Saturation Power)為一功率趨近於飽合之結果。 15.
(30) 2.3.3. 效率(Efficiency). 效率為將一輸入直流功率轉換為輸出交流功率之轉換率；於理想上，直流功 率將完全轉換成輸出的交流功率；然而根據前一節線性度考量的簡介中了解到任 何訊號在電路的呈現上必有功率損耗的情況產生。故定義一與線性度互相抵觸之 參數─效率，當一電路之線性度下降時，其效率會隨之上升。 A. Collector Efficiency. C . Pout P out PDC VDC I DC. (2.32). B. Power Added Efficiency. PAE . Pout Pin PDC. (2.33). C. Total Efficiency. T . Pout PDC Pin. (2.34). 2.4 I/Q 調變器設計參數簡介[45][46][47] 2.4.1. 轉換增益(Conversion Gain, CG). 在混頻器中，不論升頻或降頻，會將其輸入端與輸出端的功率差值定義為轉 換增益(Conversion Gain)表示，若當此差值小於 0 dB 時會稱為轉換損耗 (Conversion Gain)，而大於 0 dB 時則稱為轉換增益(Conversion Gain)。. Conversion Gain . Power to Output , Z L Power from Input , Z S. 16. (2.35).
(31) 2.4.2. 鏡像拒斥比(Image Rejection Ratio). 在調變器中，由於輸出為 I/Q 訊號的總和，在頻譜上會以本地振盪源訊號為 一基準，出現 2 1 與 2 1 兩組三階訊號，由於在需求上僅需要此三階訊號的 其中一組，因此定義這兩組三階訊號大小(dB)之差值為鏡像拒斥比，若其差值越 大，即表示一訊號之鏡像訊號較不易影響主頻訊號的選取。 此外，此項指標中包含了 I/Q 訊號的匹配程度與總體電路的線性度等因素， 因此鏡像拒斥比(Image Rejection Ratio)的好壞為調變器中一項十分重要的指標。. 2.4.3. 埠對埠訊號隔離度(Port to Port Isolation). 混頻器屬於一三埠電路，有射頻端(RF)、本地振盪源端(LO)、中頻端(IF)， 其中埠對埠訊號隔離度(Port to Port Isolation)係定義混頻器三埠彼此訊號之間的 隔絕度，當隔絕度越好，即表示各埠之間的訊號不會互相洩漏，進而影響到訊號 的處理，因此在混頻器中，埠對埠訊號隔離度(Port to Port Isolation)為一十分重要 的參數表示。. 17.
(32) 第三章 V band 功率放大器. 本章將介紹應用於 V band 之內建線性器功率放大器，內容包含設計考量參 數，匹配網路詳細設計流程，設計之 V band 內建線性器功率放大器採用 common source 三級串接架構，第一、二級為驅動放大器，第三級為功率輸出級與線性器 處理架構；此放大器使用 TSMC 90 nm CMOS RF 製程模擬驗證並實現供應電壓 採用 1.2V，消耗功率為 105W。. 3.1 功率放大器簡介 於發射機(Transmitter)架構中(圖 3-1)， 功率放大器為發射端的最後一元件， 其主要功用是將混頻與調變後的訊號輸入至放大器中；將位於基頻的數位調變訊 號(In-phase signal and Quadrature signal)經由調變器與本地震盪器(Local Oscillator) 交互調變後轉升至射頻(Radio Frequency)，接著使用功率放大器來提升訊號功率 送至天線端(Antenna)發射之。. Antenna. PA. Modulator. Baseband I Baseband Q. Local Oscillator. 圖 3-1. V band 發射機系統架構圖. 18.
(33) 功率放大器在發射機(Transmitter)中扮演著提供足夠訊號功率的角色，將一極 大的功率訊號輸出；因此在電路設計與考量上，將不使用小訊號分析，而採用大 訊號分析，以大訊號參數作為考量的重點依據，並加以分析探討之。 A.. 增益(Gain)： 為一系統的輸出訊號與輸入訊號的比率，增益定義為放大器之輸出 功率與輸入功率的比值。. B.. 頻率範圍(Frequency Range)： 頻率範圍(Frequency Range)為功率放大器的工作頻段，通常於規格 頻段內最高增益點往下數 3dB 的範圍。. C.. 線性度(Linearity)： 通常使用 P1dB、IMD3 來評估；由於寬頻放大器中，輸入端可接收 多個頻道訊號，亦或是接收到鄰近頻帶之訊號，而經過放大器的非 線性交互調變，可能會影響到放大器的整體效能。. D. 阻抗匹配(Impedance Match)： 在訊號的傳輸中，如果有阻抗間的不連續存在，即可能會造成訊號 的反射；因此良好的阻抗匹配，使訊號以最大功率進入放大器並傳 送至下級電路。. E.. 穩定度(Stability)： 常以 K 因子、穩定圓來評估設計，若放大器不穩定，則可能振盪。. F.. 功率消耗(Power Consumption)： 綠能是現在新一代消費性電子產品的訴求之一，因此在功率的消耗 上也是現在很重要的課題之一。. G.. 效率(Efficiency)： 以辨別電路電路設計上的直流功率轉換成輸出的射頻訊號功率之 轉換率。. 19.
(34) 3.2 線性化技術(Linearization Techniques) 根據第二章的線性度分析，可以了解到一系統的非線性可能造成之影響，因 此在設計功率放大器時，對於線性度的考量極其重要；利用線性器來提高系統的 線性度，並改善操作頻寬下降、穩定度降低、效率下降等問題，都是系統設計中 一項值得研究的題材。 於功率放大器的應用上，線性器技術通常可區分成回授式線性化技術 (Feedback)、前饋式線性化技術(Feedforward)、預失真技術(Pre-distortion)等三種。 A. 回授式線性化技術(Feedback) 此技術概念建立在一相同規格下的功率放大器，其輸出的功率飽和點皆 相同；因此在相同輸入功率下，如將功率增益降低(PG→PGc)，則此功率放大 器的輸入與輸出功率對應的線性範圍也相對增加。. Pout (dBm) Psat. PG. PGc Pin (dBm) Input linear range 圖 3-2. 功率輸入與輸出關係概念圖. 【圖 3-3】為一回授式概念架構圖，其原理係利用一降頻器與低通濾波器 構成回授迴路，經由 IF 放大器將輸入訊號與回授訊號比較，由升頻器把訊號 轉成高頻訊號後由功率放大器輸出並接續將輸出訊號再次回授之。 20.
(35) Power Amplifier. IF Amplifier Input Av. Av. Output. sin LOt sin(LO t ) LPF 圖 3-3. 回授式線性化技術電路架構圖. 雖然回授式線性化技術是一項不錯的線性化技術也有許多文獻可探討， 但因為系統上的磁阻與回授電路造成的時間延遲等，會影響到電路的穩定度 與對於寬頻電路設計上非理想現象，所以鮮少使用在毫米波與微米波上。 B. 前饋線性化技術(Feedforward) 此技術概念與回授式技術相同，但其實現方式為利用輸出端進行訊號修 正，此設計可以改善在回授技術中因時間延遲所造成的迴路不穩定等缺點。 此電路架構係利用一主要一輔助的放大器、兩組衰減器、兩組延遲元件及數 組耦合器完成；將一輸入訊號分成兩路，一路由延遲元件進入，一路由主要 的放大器進入產生一帶有失真項之訊號，然後由一耦合與衰減器將兩路綜 合，把失真成分濾出，接著透過輔助放大器將失真訊號放大後，將主放大器 的輸出訊號與輔助放大器的輸出訊號合成，藉此抵銷失真訊號。. 21.
(36) τ Main Amplifier. Delay Line. Attenuator Aux. Amplifier. τ Attenuator. Delay Line. 圖 3-4. 前饋式線性化技術電路架構圖. 前饋式線性化技術可以有效的改善並修正振幅(AM-AM)失真與相位 (AM-PM)失真的問題，但因為其電路較為複雜，且輔助放大器係用來放大失 真訊號使用，如果沒有極高的線性度將有可能再產生額外的非線性失真成 分，加上此架構屬於開迴路型態，因此並無法消除由外界因素(時間、溫度等) 所造成的變異。 C. 預失真技術(Pre-distortion) 預失真技術的概念建立在如何有效地去改善一功率放大器的非線性效 應；此效應造成了輸出功率增益隨著輸入功率增加而受到壓縮的情況，因此 如能事先預知此非線性效應，就能夠在一功率放大器前加上另一個非線性元 件，將此非線性元件的轉移函數隨著輸入訊號的增加而變大，則其合成曲線 會因兩者的互異性而形成一線性曲線，進而延長一功率放大器的線性區域範 圍。. 22.
(37) Input. Pre-distortion Linearizer. Output. PA. P1dB exetension Gain. Gain. Pout. Pout. Pout. Loss (AM-AM compensation). Θ(Pout). Θ(Pout). Θ(Pout) Pout. Pout. Pout. (AM-PM compensation) ω1 ω2. ω 1 ω2. ω. 2ω1- ω2 2ω2- ω1. ω1 ω2. ω. 2ω1- ω2 2ω2- ω1. ω. 2ω1- ω2 2ω2- ω1 (IMDs compensation). 圖 3-5. 預失真技術概念架構圖. 預失真線性器係屬於開迴路(Open-Loop)電路架構，如比較回授式線性化 技術，會發現其精確穩定性不如回授式，卻有著較大的使用頻寬；如比較前 饋式線性化技術，雖沒有較好的線性度，卻有著較簡單的電路設計。因此在 使用上，預失真技術廣泛的被使用在線性器的設計中 在本次的設計部份，主要係驗證一功率放大器的設計結果，若考慮回授 式線性化技術(Feedback)則需加入兩組混頻器以及一組低通濾波器與一組放 大器；而前饋式線性化技術(Feedforward)則需加入一輔助放大器、兩組衰減 器、兩組延遲元件及數組耦合器；此兩種技術皆會使得電路考量上變得更為 複雜化，不易於單一積體電路的整合使用；且用於頻率較高的 V 頻段上，複 雜的電路將有可能使電路的整體特性大幅下降，以上等等原由皆是本次設計 上首要考量的重點之一，假若因為加入一線性器，進而失去本次設計中，原 23.
(38) 本期望用於驗證一線性化功率放大器設計理論的訴求，將可能會因此得不償 失，所以本次設計將選用預失真技術(Pre-dirtortion)這樣較為簡單且常用的設 計架構來進行功率放大器設計。. 24.
(39) 3.3 內建線性器功率放大器設計與分析 3.3.1. 設計流程(Design Flow). 【圖 3-6】為本次功率放大器設計所採用的設計流程。 Paper Survey. Specification Circuit Simulator Bias and Device Size Selection of Amplifier. Bias and Device Size Selection of Linearizer. Two-port S-parameter Model including Amplifier and Linearizer. Input and Output Matching Network. Bias Point Selection of the Linearizer. Stability Considerations. Preliminary Layout EM Simulator Re-simulate circuit performance & adjust. Finial Layout. Finish the Design 圖 3-6. 設計流程圖. 25.
(40) A. 文獻閱讀(Paper Survey) 找尋目前已發表的期刊作文獻探討與設計分析，進而訂定出本次電路的設計 目標與架構。 B. 規格訂定(Specification) Technology. TSMC 1P9M 90nm RF standard CMOS process. Frequency. 57~66GHz(V-band). Performance. Gain. 15 dB. Input Return Loss. >10 dB. Output Return Loss. >5 dB. IP1dB. -5 dBm. OP1dB. 12 dBm. Psat. 14 dBm. Peak PAE. 18 %. Power Consumption. 120 mW. Size. 0.8 × 0.8 mm2 表 3-1. 電路規格. C. 電路模擬(Circuit Simulator) 使用電路模擬軟體 ADS(Advanced Design System)與台積電所提供的 TSMC CMOS 90nm RF-1P9M 標準製程模型進行電路模擬與分析。. 26.
(41) D. 電磁模擬(EM Simulator) 本次設計的頻段為 57~66GHz(V-band)，因此對於高頻效應的模擬與考量將不 可被忽略，除了一般的電路模擬外還需再加上電磁模擬的分析考量，使電路 可以順利操作在我們想要的頻段之中。. 3.3.2. 偏壓與元件選擇(Bias and Device Size Selection). 功率放大器的設計中，輸出功率(Output Power)、線性度(Linearity)以及轉換 效率(Efficiency)為其中三組重要的參數考量；其參數的表現及特性會因為偏壓高 低與元件大小的不同而有所改變(如 A 類、B 類、AB 類、C 類等放大器)，因此如 何有方法的去選取偏壓與元件大小也變得異常重要。 下面，我們將使用台積電的 90nm 標準製程來進行本次的設計與分析，所希 望採用的是單進單出的放大器架構。 A. 偏壓選擇與分析(Bias Selection) 在 TSMC CMOS 90nm RF 製程中，其單顆電晶體的汲極額定電壓通常由 系統決定為 1.2V；因此對於功率放大器的設計，會利用電晶體上的閘源極偏 壓(VGS)分析考量其汲極電流(ID)與轉導函數(Gm)。 由於功率放大器是採用大訊號分析，因此在考慮上就需要考慮到直流與 小訊號參數等基本資訊及轉導函數(Gm)，接下來利用一 CS (common source) 架構作為本次的基本電路設計與分析，. I D nCox. W L. 1 2 ( V V ) V VDS GS TH DS 2 . (3.1). 要設計一放大器，CMOS 則需操作在飽和區(Saturation Region)，其條件為 VDS ≧VGS-VTH，將此概念代換 ID，. ID . 1 W nCox (VGS VTH )2 2 L. 運算 CMOS 在飽和區(Saturation Region)的小訊號 gm， 27. (3.2).
(42) gm . I D VGS. nCox VDS ,const .. W (VGS VTH ) L. (3.3). 將以上所述條件代入大訊號模型中分析之 VDD. ID. Vout Vin. Vin. ID. g mV1. V1. 圖 3-7. CMOS 大訊號模型. 在重新運算其 ID 後，將 ID 假設成一與 VGS 有關的方程式，並藉此得到 VGS 與 Gm 的關係式，. I D gmV1 I D f (VGS ) Gm . (3.4). I D f VGS Vin VGS Vin. (3.5). 接著利用模擬軟體對於 CS(common source)架構做進一步的證明與分析，並同 時加入 A 類、B 類、AB 類、C 類等各類放大器的偏壓考量。 VGS 1.2 V 1.1 V 1.0 V 0.9 V. 0.0014 0.0012. 0.8 V 0.7 V 0.6 V. IDS (mA). 0.0010 0.0008 0.0006 0.0004 0.0002 0.0000 0.0. 0.2. 0.4. 0.6. 0.8. 1.0. 1.2. VDS (V). 圖 3-8. VDS vs. IDS 曲線圖. 28. 1.4. 1.6. 1.8.
(43) A 類放大器有著高線性、高增益、寬頻帶且不錯的輸出功率，但在效率 的表現上是各類放大器中最差；B 類放大器比之 A 類放大器其轉換效率提 高，但就訊號失真的情形也隨之增加；而 AB 類放大器的特性介於 A 類與 B 類之間，因此在本次的放大器類型選擇上我們決定選擇介於 A 類與 B 類放大 器之間的切換型 AB 類放大器作為設計， 0.0026 0.0024. Gm. 0.0022. ID. 0.0020 0.0018 0.0016. Gm. ID(mA). 0.0014 0.0012 0.0010 0.0008 0.0006 0.0004 0.0002 0.0000 0.0. 0.2. 0.4. 0.6. 0.8. 1.0. 1.2. VGS (V). 圖 3-9. VGS vs. ID & Gm 曲線圖. 最後根據【圖 3-9】可以分析出 A 類放大器的偏壓點約為 VGS 為 1V 時，B 類 放大器的偏壓點約為 VGS 為 0.7V 時，而 AB 類放大器可以選擇的偏壓位置就 介於 0.7~1V 之間，因此為了得到一有較高的汲極電流(ID)與轉導函數(Gm)， 本次設計將偏壓定為 VDD=1.2V、VGS=0.95V，為一較靠近 A 類偏壓點的 AB 類放大器。 B. 功率放大器元件規格選擇(Device Size Selection of Power Amplifier) 從【式(3-1)】與【式(3-3)】中可以發現，電晶體的閘極寬度(gate width,W) 與閘極長度( gate length, L)比例會影響到汲極電流(ID)與轉導函數(Gm)，如將 其閘極長度設定在 TSMC CMOS 90nm RF 製程的最小值 0.1μm，且頻率設定 在 V 頻段的中心頻率 60GHz，對最大可用/穩定增益( MAG/MSG)與訊號電流 (ids)分析閘極寬度(1.2μm 到 5μm)可能造成之影響， 29.
(44) 10. 0.0040. MAG/MSG ids. MAG/MSG(dB). 8. 0.0036 0.0032. 7. 0.0028. 6. 0.0024. 5. 0.0020. 4. 0.0016. 3. 0.0012. 2. 0.0008. 1. 0.0004. 0. 0.0000 1.2 1.4 1.6 1.8 2.0 2.2 2.4 2.6 2.8 3.0 3.2 3.4 3.6 3.8 4.0 4.2 4.4 4.6 4.8 5.0. ids(mA). 9. Gate width(m). 圖 3-10. 共源極組態在不同閘極寬度的 MAG/MSG & ids. 發現最大可用/穩定增益( MAG/MSG)在閘極寬度為 3.6μm 到 4.8μm 之間有穩 定且較大的增益，訊號電流(ids)呈現線性曲線，隨著閘極寬度的上升而上升， 因此利用閘極寬度為 3.6μm 到 4.8μm 的這個區間對頻率(0.1GHz 到 100GHz) 對最大可用/穩定增益( MAG/MSG)做一個分析的驗證比對，確認這幾組閘極 寬度對於本次設計的頻段是否可用， 11 10. MAG/MSG (dB). 9 8 7. Gate width: 3.6 m Gate width: 3.8 m Gate width: 4 m Gate width: 4.2 m Gate width: 4.4 m Gate width: 4.6 m. 6 5 4 3 40. 45. 50. 55. 60. 65. 70. 75. 80. 85. 90. 95. 100. Frequency (GHz). 圖 3-11. 共源極組態在不同閘極寬度的 MAG/MSG 頻率響應圖. 30.
(45) 這幾組閘極寬度對於本次設計的頻帶都有著不錯但不甚穩定的增益，不過就 以目前的分析觀點來說皆為可用範圍；然而，以電晶體來說除了閘極的長度 與寬度外，尚有指叉數(Number of Finger)這項可考量的變因， 0.10 0.09 0.08 0.07. ids(mA). 0.06 0.05 0.04. Gate width: 3.6 m Gate width: 3.8 m Gate width: 4 m Gate width: 4.2 m Gate width: 4.4 m Gate width: 4.6 m. 0.03 0.02 0.01 0.00 4. 8. 12. 16. 20. 24. 28. 32. 36. 40. 44. 48. 52. 56. 60. 64. Number of Finger. 圖 3-12. 共源極組態在不同指叉數的 ids. 10. Gate width: 3.6 m Gate width: 3.8 m Gate width: 4 m Gate width: 4.2 m Gate width: 4.4 m Gate width: 4.6 m. 9 8. MAG/MSG (dB). 7 6 5 4 3 2 1 4. 8. 12. 16. 20. 24. 28. 32. 36. 40. 44. 48. 52. 56. 60. 64. Number of Finger. 圖 3-13. 共源極組態在不同通指叉數的 MAG/MSG. 從【圖 3-12】中可以了解到訊號電流(ids)對於指叉數依舊呈現線性曲線，而 閘極寬度 3.6μm、3.8μm 與 4μm 這三組在比較之下對於其可用功率相對較小 因此忽略考量；【圖 3-13】中得知最大可用/穩定增益( MAG/MSG)於 4.2μm、 31.
(46) 4.4μm 與 4.8μm 這三組裡可用的指叉數為 12 以下，但為求較大的功率，因此 選用指叉數為 8 與 12 的這兩組跟方才選定出的三組閘極寬度對頻率響應做進 一步的交叉比對。 Gate width(m) /Number of Finger W: 4.2 m/N: 8 W: 4.2 m/N: 12 W: 4.4 m/N: 8 W: 4.4 m/N: 12 W: 4.6 m/N: 8 W: 4.6 m/N: 12. 11 10 9. MAG/MSG (dB). 8 7 6 5 4 3 2 40. 45. 50. 55. 60. 65. 70. 75. 80. 85. 90. 95. 100. Frequency (GHz). 圖 3-14. 共源極組態在交叉比較下的 MAG/MSG 頻率響應圖. 由於到目前為止的分析皆為理想的共源極組態分析，使我們在考量上對 於增益的穩定需約保留 7 到 10GHz 的經驗範圍以供在阻抗匹配上所造成的衰 減使用，因此最後我們選定閘極長度(gate length, L)為 0.1μm、閘極寬度(gate width, W)為 4.2μm、指叉數為 8 的 RF NMOS 作為元件的規格選定，並根據 此規格做一次理想的 P1dB 模擬分析。. 32.
(47) 16 14. Gain Pout. 12 10 8 6 4. Gain(dB) Pout(dBm). 2 0 -2 -4 -6 -8 -10 -12 -14 -16 -18 -20. -15. -10. -5. 0. 5. 10. 15. 20. 25. Pin (dBm). 圖 3-15. 一理想電晶體 P1dB 模擬圖. C. 線性器元件規格選擇(Device Size Selection of Linearizer) 本次設計所採用的是 cold-mode 線性器，當【圖 3-16】中的 M1 電晶體 操作在歐姆區(resistive region)，也就是 VDS=0 時(圖 3-17)，可以有許多應用， 如被動開關 (passive switch) 、電阻式的混頻器 (resistive mixer) 或可調式衰 減器(variable attenuator)；但假設在大訊號操作下，這種偏壓對電 M1 晶體會 有增益增長(gain expansion)的現象，可以和放大器增益壓縮(gain compression) 的現象做補償。 Vd Vcontrol. AMP. M1. Vbias. 圖 3-16. cold-mode 線性器架構. 33. Pout.
(48) I DS Pin Higher power swing. Lower power swing. VDS. Vcontrol. I DS. VDS. Vbias 圖 3-17. cold-mode 線性器原理架構分析. 今依據【圖 3-17】可推導出一在歐姆區的 Zon， Zon . 1 k (Vcontrol Vbias Vth ). (3.6). 根據上述條件綜合後，可以發現一 cold-mode 線性器可大致等效成一 RC 串 並聯模型，. 圖 3-18. cold-mode 線性器等效模型. 接著，整合以上所有條件， 將 Vcontrol 定為 1V，分析 Vbias 於 0.2V 到 0.9V 之 間對於 M1 電晶體(0.1μm×2μm×1)的增益增長(gain expansion)現象，. 34.
(49) 0.00 -0.05 -0.10 -0.15 -0.20. Gain (dB). -0.25 -0.30 -0.35. Vbias. -0.40. 0.2V 0.3V 0.4V 0.5V 0.6V 0.7V. -0.45 -0.50 -0.55 -0.60. 0.8V 0.9V 1V 1.1V 1.2V. -0.65 -25. -20. -15. -10. -5. 0. 5. 10. 15. 20. Pin (dBm). (A) 增益增長現象對於 Vbias 之變化. -0.4. Vbias 0.3V 0.4V 0.5V 0.6V 0.7V. -0.5 -0.6 -0.7. Phase (degree). -0.8. 0.8V 0.9V 1V 1.1V 1.2V. -0.9 -1.0 -1.1 -1.2 -1.3 -1.4 -1.5 -25. -20. -15. -10. -5. 0. 5. 10. 15. 20. Pin (dBm). (B) 相位失真現象對於 Vbias 之變化 圖 3-19. 線性器 Vbias 篇壓選擇. 發現 Vbias 於 0.5V 以上有較低的衰減，也同時有不錯的增益增長(gain expansion)與相位失真現象；接著利用 Vbias 為 0.5V 對 M1 的閘極寬度進行分 析，. 35.
(50) -0.05 -0.10 -0.15. Gain (dB). -0.20 -0.25 -0.30. Gate width 1.2 m 1.6 m 2 m 2.4 m 2.8 m 3.2 m. -0.35 -0.40 -0.45 -0.50. 3.6 m 4 m 4.4 m 4.8 m 5 m. -0.55 -25. -20. -15. -10. -5. 0. 5. 10. 15. 20. Pin (dBm). (A) 增益增長現象對於 M1 閘極寬度之變化. Gate width 1.2 m 1.6 m 2 m 2.4 m 2.8 m 3.2 m. -1.00 -1.05. Phase (degree). -1.10 -1.15. 3.6 m 4 m 4.4 m 4.8 m 5 m. -1.20 -1.25 -1.30 -1.35 -1.40 -25. -20. -15. -10. -5. 0. 5. 10. 15. 20. Pin (dBm). (B) 相位失真現象對於 M1 閘極寬度之變化 圖 3-20. 線性器 M1 閘極寬度選擇. 結果只有些許差異，而又以 2μm 的閘極寬度表現最佳；因此選用閘極寬度為 2μm 對指叉數分析之，. 36.
(51) -0.2 -0.4 -0.6 -0.8 -1.0 -1.2. Gain (dB). -1.4 -1.6 -1.8 -2.0 -2.2. Number of Finger 4 20 8 24 12 28 16 32. -2.4 -2.6 -2.8 -3.0 -3.2 -3.4 -25. -20. -15. -10. -5. 0. 5. 10. 15. 20. Pin (dBm). ` (A) 增益增長現象對於 M1 指叉數之變化. -0.95. Number of Finger 4 20 8 24 12 28 16 32. -1.00. Phase (degree). -1.05 -1.10 -1.15 -1.20 -1.25 -1.30 -25. -20. -15. -10. -5. 0. 5. 10. 15. 20. Pin (dBm). `. `. (B) 相位失真現象對於 M1 指叉數之變化. 37.
(52) 1.25 1.00 0.75. phase (degree). 0.50 0.25 0.00 -0.25. PA Power Stage Phase. -0.50 -0.75 -1.00 -25. -20. -15. -10. -5. 0. 5. 10. 15. 20. Pin (dBm). (C) Power Stage 相位變化 圖 3-21. 線性器對於 M1 指叉數選擇. 綜合以上結論，將線性器的規格定在 Vcontrol 為 1V、Vbias 為 0.5V、M1 為 0.1μm×2μm×20 是一個較理想的 Device Size。. 38.
(53) 3.3.3. 功率放大級選擇. 經過偏壓與元件規格的選取後，接下來將利用 S 參數與 Harmonic Balance 進 行交叉比對分析。 A. Load-Pull Load-Pull 分析係幫助設計者在功率設計上可以預先了解依元件的規格 與偏壓是否可以有機會達到自己一開始所訂定之設計規格的重要依據，主要 分析的項目有最大的功率輸出(Maxium Power Delivered)、最大的效率 (Maxium PAE)、最佳的阻抗匹配點等；本次設計所訂定的主要規格有 IP1dB 在-5dBm 以上、OP1dB 在 12dBm 以上、Psat 在 14dBm 以上，但由於此 Load-Pull 分析為理想狀態下的分析結果，因此在實際設計上，其輸出功率可能會因為 元件上的衰減或者不匹配造成 1~2dBm 左右的損耗存在，所以在設計上會將 其損耗加入考量。 參照傳統設概念中─多一倍的規格其功率將有機會多 3dBm 的方向，進 行 1：2：4 的電晶體並聯比較，分析其線性度與 P1dB 點； 20 15 10. Pout (dBm). 5 0 -5 -10. mm mm mm. -15 -20 -20. -15. -10. -5. 0. 5. 10. 15. 20. 25. Pin (dBm). 圖 3-22. 線性度與 P1dB 點的電晶體並聯組態分析. 39.
(54) 根據【圖 3-22】可以發現大約輸入功率打到 10dBm 時，剛好是此理想電晶體的 IP1dB 點，所以我們利用此點做一次簡單的 Load-Pull 分析，以便找出最佳的阻抗. Maximum Power Delivered ,8.23 dBm Maximum PAE ,32.63 % Impedance ,51.359+j34.831Ω. Power_contours. Power_contours. 匹配點。. Frequency(60GHz) 0.1μm×4.2μm×8. Maximum Power Delivered ,10.96 dBm Maximum PAE ,31.73 % Impedance ,26.793+j18.96Ω Frequency(60GHz) 0.1μm×4.2μm×8*2. (B). Power_contours. (A). Maximum Power Delivered ,13.07 dBm Maximum PAE ,29.32 % Impedance ,11.312+j11.814Ω Frequency(60GHz) 0.1μm×4.2μm×8*4. (C) 圖 3-23. Load-Pull 模擬並聯組態最大輸出功率、效率與最佳功率負載點分析. 最後決定選用並聯四顆電晶體的規格做為本次功率放大器的輸出級設計，並 以 OP1dB 在 12dBm 以上、Psat 在 14dBm 以上作為設計目標。 40.
(55) B. 偏壓電路設計 欲將電晶體作為放大器使用，就需要考量其偏壓電路的設計，係由於通 常的阻抗匹配設計中，皆有被動元件接地的可能性，若只是單純的接地，將 直流偏壓餵進去時，就會產生直流偏壓直接接地的情況；因此在設計上，就 需要將訊號與直流偏壓分離；若以頻域的角度觀察，可以發現兩者在頻域上 有著極大的區別，直流偏壓屬於極低頻，訊號部分屬於本次設計的 V 頻帶， 所以在設計上就可以利用簡單的電容元件來完成。 【圖 3-24】是本系統所使用的偏壓電路，其概念是利用 C1 作為控制主頻 帶接地的元件，條件如【式(3.7)】，. 1 1 ~ 5 2 f cC. (3.7). C2 與 R1 較低頻帶的接地元件，目的是希望在主頻帶的接地效果可以不會受. RF signal. 到製程變異等影響產生嚴重的頻飄現象，並同時改善整體的接地，. DC. VDD C1. C2 R1 .. 圖 3-24. 直流偏壓考量設計圖. 最後，利用此一偏壓模型進行全面的分析，將 DC pad 的考量設在多種可能 會影響的條件下進行模擬，目的是希望對於主頻可以不受到任何的干擾。. 41.
(56) -5 -10. isolation (dB). -15 -20 -25 -30 -35 -40 -45 0. 10. 20. 30. 40. 50. 60. 70. 80. 90. Frequency (GHz). (A) Isolation. (B) Simth Chart 圖 3-25.偏壓電路隔離度分析. 42. 100. 110. 120.
(57) 3.3.4. 匹配網路設計. 完成功率輸出級的組態設計後，本次選用三級放大電路來完成整個功率放大 器系統，所採用的是 1：2：4 的電晶體並聯數；前兩級使用一般的阻抗匹配作為 一般的匹配放大器使用，最後一級功率輸出級使用最佳功率負載點匹配；匹配網 路係採用 TSMC 90 RF 1P9M CMOS 製程的薄膜微帶線(Thin Film Microstrip Line, TFMS Line)實現，以第一層金屬作為地，第九層金屬作為主要的訊號走線，其走 線使用特性阻抗約為 50Ω(線寬 10μm)完成整體電路的阻抗匹配。 Drive stage. Drive stage. RFin. Noise Matching. AMP1. Conjugate Matching. Power stage Conjugate Matching. AMP2. Cold-mode Linearizer. AMP3. 圖 3-26. 功率放大器匹配網路架構圖. A. 輸入端與第一級間匹配─阻抗匹配. G. G. TL1. TL3. TL2. S. Series TL1. Shunt TL2. Series TL3. 圖 3-27. 輸入端與第一級間匹配網路架構. 43. Power Matching. RFout.
(58) B. 第一級與第二級間匹配─阻抗匹配. C TL6. Series TL8. TL8. TL7. TL5. TL4. Shunt TL7 C. Series TL6. Shunt TL5. Series TL4. 圖 3-28. 第一級與第二級間匹配網路架構. C. 第二級與第三級間匹配─阻抗匹配. TL11. TL10. TL9. Series TL11. Shunt TL10. Series TL9. 圖 3-29. 第二級與第三級間匹配網路架構 44.
(59) D. 第三級與輸出端間匹配─最佳功率負載點匹配. Series TL12. Shunt TL13. Shunt TL15 TL15. Series TL14. S. TL14. TL13. TL13 TL15. TL12. G. G. 圖 3-30. 第三級與輸出端間匹配網路架構. E. 功率放大器電路. TL8. VG. TL7. TL5. G. TL1. TL6. TL3. VG TL2. S. TL4. RFin G. TL11. TL9. VDD. TL12. TL10. VDD. VG. 圖 3-31. 功率放大器匹配網路. 45. TL15. TL14. RFout G S. TL15. TL13. VDD. G.
(60) 線性功率放大器. 3.3.5. 將設計完成的功率放大器接上線性器，並帶入電磁模擬軟體(SONNET)，利 用電磁模擬分析(Electromagnetic Analysis)來了解此電路元件及傳輸線在高頻段 下造成的影響，並配合 Layout 的佈局加以修正之，最後下線(tape out)的晶片面積 2. 為 0.711 × 0.657 mm 。. TL6. TL8. TL7. TL5. G. TL1. TL3. VG Vcontrol. TL2. S. TL4. RFin G. TL11. TL9. VDD. TL12. TL10. VDD. M1. Vbias VG. 圖 3-32. 線性功率放大器電路圖. 46. TL15. TL14. RFout G S. TL15. TL13. VDD. G.
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