第五章 新式波束形成器設計
5.2 新式混合型天線陣列結構
第四章已討論前置-快速傅立葉轉換型天線陣列與後置-快速傅立葉 轉換型天線陣列，各有其優缺點。本小節提出新式混合型天線陣列，目的 為結合前置-快速傅立葉轉換型天線陣列與後置-快速傅立葉轉換型天線 陣列的優點，更近一步增進系統效能。
圖 5.10 新式混合型天線陣列結構
智慧型天線應用於正交分頻多工系統，可分為在時域上做信號處理的 前置-快速傅立葉轉換型結構，與在頻域上做處理的後置-快速傅立葉轉換
型結構，我們提出一個在時域上與頻域上同時處理的混合型結構，如圖 5.10 所示。
在時域上利用切換波束式天線陣列，在頻域上利用適應性演算法。此 結構的目的，在於結合時域上切換波束式天線陣列低複雜度的特性，與在 頻域上適應性演算法效能表現良好的特性，使整體的混合式智慧型天線結 構，達到更好的效能表現，流程如圖 5.11 所示。
圖 5.11 混合型天線陣列流程圖
5.2.1 效能分析
在新式混合型天線陣列中，為了滿足低複雜度的要求，在時域上使用 切換波束式天線陣列，由K根天線所組成，且使用最大能量法來決定波 束。在頻域的部分，經過K'組切換波束式天線陣列的K'組信號， 在頻域 上使用倒置取樣矩陣驗算法，共包含K×K'根天線。正交分頻多工信號之
架構如圖 4.16 所示。
圖 5.12 與圖 5.13 所示，分別為使用者信號在平坦衰落通道中，使用 混合式天線陣列(K =4,K' =4)無受同頻干擾與有受一個同頻信號干擾(5dB) 的模擬圖，詳細的系統參數與表 4.1 相同，但所需的天線數量為 16。模擬 實驗中，比較g之大小，對系統效能的影響，並與後置-快速傅立葉轉換型 天線陣列比較。由圖 5.12 與圖 5.13，在平坦衰落通道中，g的大小對系 統能影響不大，因此不必針對每個子載波個別處理。混合式天線陣列相較 於後置-快速傅立葉轉換型天線陣列可有提供較佳的系統效能。
0 2 4 6 8 10
10-3 10-2 10-1 100
SNR (dB)
BER
single antenna Hybrid,g = 256 Hybrid,g = 1
Post-FFT:Least Square Error,g = 256 Post-FFT:Least Square Error,g = 1
圖 5.12 平坦衰落通道中使用混合式天線陣列無同頻干擾之模擬圖
0 2 4 6 8 10 10-3
10-2 10-1 100
SNR (dB)
BER
single antenna Hybrid,g = 256 Hybrid,g = 1
Post-FFT:Least Square Error,g = 256 Post-FFT:Least Square Error,g = 1
圖 5.13 平坦衰落通道中使用混合式天線陣列受同頻干擾之模擬圖
圖 5.14 與圖 5.15 所示，分別為使用者信號在頻率選擇性衰落通道 中，包含兩條能量相等之路徑(two rays equal power channel)，使用混 合式天線陣列(K =4,K' =4)無同頻干擾與受一個同頻信號干擾(5dB)的模 擬圖，詳細的系統參數與表 4.1 相同，但所需的天線數量為 16。模擬實驗 中，比較g之大小，對系統效能的影響，並與後置-快速傅立葉轉換型天線 陣列比較。
0 2 4 6 8 10 10-3
10-2 10-1 100
SNR (dB)
BER
Hybrid,g = 256 Hybrid,g = 64 Hybrid,g = 16
Post-FFT:Least Square Error,g = 256 Post-FFT:Least Square Error,g = 64 Post-FFT:Least Square Error,g = 16
圖 5.14 頻率選擇性通道中使用混合式天線陣列無同頻干擾之模擬圖
0 2 4 6 8 10
10-3 10-2 10-1 100
SNR (dB)
BER
Hybrid,g = 256 Hybrid,g = 64 Hybrid,g = 16
Post-FFT:Least Square Error,g = 256 Post-FFT:Least Square Error,g = 64 Post-FFT:Least Square Error,g = 16
圖 5.15 頻率選擇性通道中使用混合式天線陣列受同頻干擾之模擬圖
圖 5.16 與圖 5.17 為使用者信號在如表 5.2 所示之頻率選擇性通道中 傳輸，使用混合式天線陣列(K =4,K' =4)無受同頻干擾與受一個同頻信號 干擾(5dB)新式混合型天線陣列之模擬。
表 5.2 ETSI Vehicular A channel environment
Tap 1 2 3 4 5 6
Relative
delay(ns) 0 310 710 1090 1730 2510
Average
power(dB) 0.0 -1.0 -9.0 -10.0 -15.0 -20.0
圖 5.18 為使用者信號在表 5.2 所示之頻率選擇性通道中傳輸，無受 同頻干擾，前置-快速傅立葉轉換型之切換波束式天線陣列、後置-快速傅 立葉轉換型之反取樣矩陣演算法天線陣列與混合型天線陣列(K =4,K' =4) 之比較圖。
0 2 4 6 8 10
10-3 10-2 10-1 100
SNR (dB)
BER
single antenna Hybrid,g = 256 Hybrid,g = 128 Hybrid,g = 64 Hybrid,g = 32 Hybrid,g = 16
圖 5.16 ETSI Vehicular A channel environment，使用混合式天線陣列 無同頻干擾之模擬圖
0 2 4 6 8 10 10-3
10-2 10-1 100
SNR (dB)
BER
single antenna Hybrid,g = 256 Hybrid,g = 128 Hybrid,g = 64 Hybrid,g = 32 Hybrid,g = 16
圖 5.17 ETSI Vehicular A channel environment，使用混合式天線陣列 受同頻干擾之模擬圖
0 2 4 6 8 10
10-3 10-2 10-1 100
SNR (dB)
BER
single antenna
Pre-FFT:Switched Beam,Max Power
Pre-FFT:Switched Beam,Frequency-Domain Least Square Error Pre-FFT:Switched Beam,Time-Domain Least Square Error Post-FFT:Least Square Error,g = 256
Hybrid,g = 256
圖 5.18 ETSI Vehicular A channel environment，無同頻干擾，前置-快速傅立葉轉換型之切換波束式天線陣列、後置-快速傅立葉轉換型之反
取樣矩陣演算法天線陣列與混合型天線陣列之比較圖
5.2.2 複雜度分析
混合型波束形成器為結合前置-快速傅立葉轉換型與後置-快速傅立 葉轉換型之波束形成器之結構，並透過此方式獲得系統效能的提升，其所 付出的代價為增加了硬體的複雜度。表 5.3，所示為三者在硬體實現上所 需的複數乘法量。
表 5.3 比較前置-快速傅立葉轉換型，後置-快速傅立葉轉換型以及混合型 所需的複數乘法
N : FFT length
K : Number of Antennas M : Number of Beams P : Observation Interval
Algorithm Time Domain Freq. Domain
(per iteration) Equalizer
Pre-FFT Type
Switched Beam (Max Power)
( )
M× K×P N.A. Yes
Post-FFT Type Least Square
Error N.A. N O K× ( 3) No
Hybrid
Switched Beam (Max Power)
+ Least Square
Error
( )
K×M× K×P N O K× ( 3) No
第六章 結論與未來工作展望
應用正交分頻多工系統之前置-快速傅立葉轉換型切換波束式天線陣 列，在同頻干擾存在的狀況下，會發生誤差持平化的現象。因此，應用最 小平方誤差法的概念，利用訓練信號來選擇波束，可以有效減輕誤差持平 化之現象。
並提出一個應於正交分頻多工系統之新式混合型天線陣列，此天線系 統結合前置-快速傅立葉轉換型天線陣列與後置-快速傅立葉轉換型天線 陣列。前置-快速傅立葉轉換型天線陣列，主要是在時域上處理信號，其 結構簡單，且可以有效的改善通信品質。後置-快速傅立葉轉換型天線陣 列，主要是在頻域上處理信號，其結構較為複雜，但是相較於前置-快速 傅立葉轉換型天線陣列，可以獲得更好的效能。新式混合型天線陣列結合 前置-快速傅立葉轉換型天線陣列具有低複雜度的優勢與後置-快速傅立 葉轉換型天線陣列具有良好效能的優勢，同時在時域與頻域上處理信號，
相較於前置-快速傅立葉轉換型天線陣列與後置-快速傅立葉轉換型天線 陣列，有更好的系統效能，但缺點是有更高的硬體複雜度。
當使用後置-快速傅立葉轉換型結構時，若針對每個子載波分別計算 其所需的權重向量，運算量會過於龐大。因此，提出一個使用結構簡單的 內插器，使用內插的概念，求得子載波上的權重向量，此內插器能在系統 效能損失不大的情況下，有效降低運算量。
此研究主要討論上鏈時基地台利用天線陣列有方向性地接收信號，改 善通信品質，未來除了繼續研究應用於接收信號之更高效能波束形成演算 法之外，希望可以延伸到下鏈時基地台利用天線陣列有方向性地發送信 號，有關傳送端的波束形成演算法。本研究在後置-快速傅立葉轉換型天 線系統針不同子載波上計算權重向量的方式採用的是最小方誤差法，將來 可採用不同的信號處理的技術，如遞迴最小平方演算法，分析不同技術對
於系統效能的影響。另外，研究利用不同的天線陣列或天線結構所產生的 波束場形，以更有效的對抗同頻干擾，來進一步提升通信品質與提升系統 容量。最後，將所設計之天線陣列系統實際應用於802.16e、802.11n以及 第四代行動通訊系統上。
參考文獻
[1] S. Bellofiore, J. Foutz, C. A. Balanis, and A. S. Spanias, “Smart-antenna system for mobile communication networks Part 2: Beamforming and network throughput,” IEEE Antenna’s and Propagation Magazine, Vol. 44, No 4, Aug.
2002.
[2] J. Litva and T. Lo, Digital Beamforming in Wireless Communications, Artech House Publishers, Massachusetts, 1996.
[3] S. Haykin, Advances in Spectrum Analysis and Array Processing, Vol. II, Prentice Hall, New Jersey, 1991.
[4] B. V. Veen and K. Buckley, “Beamforming: A versatile approach to spatial filtering,” IEEE ASSP Magazine, pp. 4-22, Apr. 1988.
[5] A. V. Oppenheim and R. W. Schafer, Discrete -Time Signal Processing, Prentice Hall, New Jersey, 1989.
[6] W. L. Stutzman and G. A. Thiele, Antenna Theory and Design, John Wiley &
Sons, New York, 1981.
[7] A. Alexiou and M. Haardt, “Smart antenna technologies for future wireless systems: trends and challenges,” IEEE Communications Magazine, Sept. 2004.
[8] S. Bellofiore, C. A. Balanis, J. Foufz, and A. S. Spanias, “Smart-antenna system for mobile communication networks Part I: Overview and antenna design,” IEEE Antenna’s and Propagation Magazine, Vol. 44, No 3, Jun. 2002.
[9] I. S. Reed, J. D. Mallett and L. E. Brennan, “Rapid convergence rate in adaptive arrays,” IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, AES-10, No.6, Nov. 1974.
[10] P. S. Wijesena, T. Taniguchi and Y. Karasawa, “Adaptive algorithm based on
accumulated signal processing for fast fading channels with application to OFDM mobile radio,” IEICE Trans. Commun., Vol. E88–B, No.2, Feb. 2005.
[11] Jr. R. T. Compton, Adaptive Antennas, Concept and Performance, Prentice Hall, Englewood Cliffs, New Jersey, 1988.
[12] S. Haykin, Adaptive Filter Theory, 3rd edition, Prentice Hall, New Jersey, 1996.
[13] B. Farhang-Boroujeny, Adaptive Filters Theory and Applications, Wiley, Oct.
2000.
[14] M. Chryssomallis, “Smart antennas,” IEEE Antenna’s and Propagation Magazine, Vol. 42, Issue 3, Jun. 2000.
[15] N. Herscovici, and C. Christodoulou, “Potentials of smart antennas in CDMA systems and uplink improvements,” IEEE Antenna’s and Propagation Magazine, Vol. 43, Issue 5, Oct. 2001.
[16] C. B. Dietrich, W. L. Jr., Stutzman, B. K. Kim and K. Dietze, “Smart antennas in wireless communications: base-station diversity and handset beamforming,” IEEE Antenna’s and Propagation Magazine, Vol. 42, Issue 5, Oct. 2000.
[17] G. V. Tsoulos, “Smart antennas for mobile communication systems: benefits and challenges,” Electronics & Communication Engineering Journal, Vol. 11, Issue 2, Apr. 1999.
[18] R. V. Nee and R. Prasad, OFDM for Wireless Multimedia Communications, Artech House, Jan. 2000.
[19] S. M. Lee, B. H. Yoon and H. J. Choi, “On beamforming for space-time block coded OFDM systems in multipath fading channels,” IEICE Trans. Commun., Vol.
E88–B, No.3, Mar. 2005.
[20] Y. Sun and H. Matsuoka, “A novel adaptive antenna architecture subcarrier clustering for high-speed OFDM systems in presence of rich co-channel interference,” IEEE VTC’ 2002, Vol. 3, pp.1564–1568, Spr. 2002.
[21] R. B. Ertel, P. Cardieri, K. W. Sowerby, T. S. Rappaport and J. H. Reed,
“Overview of spatial channel models for antenna array communication systems,”
IEEE Personal Communications, Vol. 5, Issue 1, Feb. 1998.
[22] M. Budsabathon, Y. Hara and S. Hara, “Optimum beamforming for pre-FFT OFDM adaptive antenna array,” IEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol.
53, No4, Jul. 2004.
[23] B. Liu, R. Jin and Y. Fan, “Modified pre-FFT OFDM adaptive antenna array with beam-space channel estimation,” Electronics Letters, Vol. 40, Issue 5, Mar. 2004.
[24] L. Fan, H. Zhang and C. He, “Minimum bit error rate beamforming for pre-FFT OFDM adaptive antenna array,” VTC-2005-Fall. 2005 IEEE 62nd.
[25] Z. Zhang, M.F. Iskander, Z. Yun and A. Host-Madsen, “Hybrid smart antenna system using directional elements - performance analysis in flat Rayleigh fading,”
IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Vol. 51, No. 10, Oct. 2003.
[26] P. Ngamjanyaporn, C. Phongcharoenpanich, P. Akkaraekthalin and M. Krairiksh,
“Signal-to-interference ratio improvement by using a phased array antenna of switched-beam elements,” IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Vol.
53, No. 5, May 2006.
[27] S. H. Chu, H. P. Lin and D. B. Lin, “Performance enhancement by using switch-beam smart antenna in 802.11a WLAN system,” Wireless Communications and Applied Computational Electromagnetics, 2005. IEEE/ACES International Conference on 3-7 Apr. 2005.
[28] J. Butler and R. Lowe, “Beamforming matrix simplifies design of electronically scanned antennas,” Electronic Design, Apr. 1961.
[29] Z. Lei and F. P. S. Chin, “Post and pre-FFT beamforming in an OFDM System,”
VTC-2004-Spring. 2004 IEEE 59th.
[30] Y. Sun and H. Matsuoka, “A novel adaptive antenna architecture - subcarrier
clustering for high-speed OFDM systems in presence of rich co-channel interference,” VTC-2002-Spring. IEEE 55th.
[31] M.-H. Lai, “Clock synchronization of VDSL system,” M.S. thesis, Institute of Electronics, National Chiao Tung University, Hsin-Chu, Taiwan, May 2004.
[32] K.G. Seog and H. M. Yong, “A comparative investigation on channel estimation algorithm for OFDM in mobile communications,” IEEE Trans., Vol. 49, No.2, Jun.
2003.
自傳
張文威，1981 年 7 月 15 出生於南投縣。2004 年自私立元智大學電機 工程學系畢業，隨即進入國立交通大學電子工程研究所攻讀碩士學位，致 力於無線通訊系統研究。論文題目是應用於正交分頻多工系統之高效能波 束形成技術。