經由前面幾次實際下線的經驗及量測結果中，可以得到完整的電路設計及量測經驗，
以預測可能會出現的錯誤，而有助於接下來電路設計之改良。因此，本設計將朝向單端 LO 訊號、單端 RF 訊號輸入以及單端 IF 訊號輸出，以減少 LO 透過外接 balun 造成的量 測誤差且省略了低頻 IF 之合波器的使用，並透過 micromixer 寬頻匹配的方式以減少使 用電容電感做為匹配所造成的面積消耗，以降低消耗功率為目標。此次設計的混波器其 RF 輸入訊號頻率訂為 3~10GHz，IF 中低頻訊號定在 100MHz，在此頻寬內的單端輸出的 轉換增益皆有 13±1dB 以上，供應電壓為 2 V。本設計在架構上將傳統的 GILBERT CELL 其電壓電流轉導級作修改以符合超寬頻的輸入匹配外，並利用電流注入(current bleeding)的電晶體作為增加轉導值及改善線性度，且達到了 LO / RF 良好的單端(single input)輸入匹配，以節省傳統電路設計上為了製造反相 RF 訊號而佔用了額外的晶片面 積，最後在輸出端接上源極追隨器以匹配至５０歐姆的量測系統。電路架構如圖 4.43。
Vbias Vcon
LO
IF+
IF-Vdc
RF
1 2
3
4
5
R1 R2
R3 R4
圖 4.43 適用於 3.1~10.6 之降頻微混頻器
本電路實現了一個可以在 2 伏特，涵蓋了極寬頻頻譜 3-10 GHz 的降頻微混頻器，完 整電路如上圖所示，電路可視為五個部分，分別為 LO 輸入端匹配網路，RF 輸入端匹配 網路及電壓電流轉換級，負責將 RF 電壓訊號經轉導轉換成電流訊號，再來則是負責切 換電流訊號的開關電晶體選擇與控制，將 RF 電流訊號經由 LO 切換級產生的開關效應產 生混波中頻 IF 訊號，及電流注入(current inject)電路以增加增益及線性度，最後則 是將混出來的中低頻電流訊號透過負載轉換成電壓訊號經由緩衝放大器以作為 50 歐姆
量測系統的阻抗轉換。
一般常見的吉伯特 GILBERT 混頻器，其雙平衡混頻器的架構上，輸入端須為一組差動 信號，此外更需要利用 LC 被動電路以達成阻抗匹配，通常 LC 匹配電路往往佔用了大部 分的面積，且量測上仍需要外接一個 Hybrid 的 BALUN 來轉換 LO 訊號，而本電路所設計 之目標為 3-10GHz 之超寬頻的頻譜範圍，因此在實際量測過程中，得不斷的更換不同的 BALUN 以應付不同的 LO 輸入訊號，由上節的結果中得知，若仍採用傳統的 Gilbert 混頻 器需不斷的更換 BALUN，且在下探針的過程將造成量測的不準確性，使得傳統的 Gilbert 電路並不適合套用在本設計上，故再此提出此一架構以簡化傳統 Gilbert 所帶來繁複的 量測。[21-22]
Vbias
M1 M2
R1
R2 RF R3
MIXER CORE
R4
圖 4.44 (a)電阻匹配之轉換級 (b)平衡型電阻匹配轉導級
由於以上的因素，於是簡單設計了一個利用轉導級電晶體及電阻所搭配而成的電壓-電流轉換級，且同時達到近似 50 歐姆的輸入阻抗，使得在設計量測系統上更方便也更 可靠。如上圖 4.44(a)所示，電晶體 M1 和 M2 構成一個單端轉雙端的電路，其中 M1 為共 閘級(Common Gate)其電壓-電流轉換增益約為+gmVRF，M2 為共源級(Common Source)，其 電壓-電流轉換增益為-gmVRF，因此當單端 RF 電壓信號經由 M1(CG)及 M2(CS)時將轉換為 差動訊號。而 R4 做為 RF CHOKE 以隔離直流信號和 RF 小訊號。其中電阻 R1、R2、R3 和 電晶體的輸入阻抗 1/gm 經過適當的尺寸設計後可達到輸入阻抗匹配的效果，其 RF 端的 輸入阻抗可表示成如下:
}
||
)) /
1 (
||
{(
2 1 m1 M2in
R R g R
R = +
(4.3) 其中 RM2為電晶體 M2 的閘級輸入阻抗和 R4 的並連，因此在適當的阻值及電晶體的偏壓 條件下，則 RF 端的輸入阻抗可近似為 50 歐姆。同理，LO 端也同樣適用此電壓-電流轉 換電路。圖 4.44(b)展現了平衡型的電阻匹配轉導級，由於原電路在設計上 M1 和 M2 在 小訊號電流轉導中，有著先天上不平衡的情況出現，因此將原電路 4.44(a)修正為 4.44(b)，如此，在適當的設計下，M1 和 M2 在小訊號增益上將保持平衡，因此，若設計M1 M2
R1
R2 RF
MIXER CORE
R5
R3
R4
者以提供一高增益的降頻混頻器，則一個平衡型的電阻匹配混頻器將能夠完整的利用左 右兩邊訊號電流，輸出至 IF 輸出端;倘若設計者以提供一寬廣且平坦的增益為訴求下，
則 4.44(a)即能滿足此一目的。此一原因可解釋為由於平衡型電阻匹配電路在 M2 的源級 中，利用了兩電阻做為源級衰減，因此在高頻操作時，電阻及傳輸線所造成的寄生效應 間接使得 M2 的小訊號電流較低頻時來的小，因此在頻寬的保持不如圖 4.44(a)，在考量 頻寬的重要性大於增益下，本電路仍採用電阻匹配轉導級作為混頻器轉導級之設計。
圖 4.43 中的 Vcon 為保持 LO 訊號經過 LO 輸入端匹配電路後於切換極電晶體(M3~M6) 閘級端所造成的的 DC 訊號位準偏移，使得切換級電晶體無法偏壓在飽和區邊緣，造成 了混頻器在極寬頻的操作頻率下無法保持平坦的轉換增益。因此，在設計極寬頻微混頻 器時，除了在 RF 及 LO 訊號端的完美匹配外，仍須考慮 LO 信號再經過主動寬頻分歧器 後，能否保持著穩定的弦波信號以作為開關級電晶體的切換訊號。因此，選定適當的 Vcon 以穩定極寬頻的 LO 訊號輸出水平將有必要的。
模擬結果
本論文提出的超寬頻降頻微混頻器電路，使用 Agilent ADS Circuit 模擬軟體分別以 TSMC 0.18um Mixed Signal CMOS 製程所提供的 RF model 模擬其在操作電壓為 2 伏特 下的高頻特性，RF 頻率為 2~10 GHz，IF 頻率訂為 100 MHz，而 LO 頻率則定為 RF-IF。
RF 端的輸入功率為-35 dBm，LO 輸入端功率為 0 dBm，其在 RF 輸入端的反射損耗經量 測後於 3~13 GHz 均低於-10 dB，如圖 4.45 所示，LO 輸入端的反射損耗經量測後於 3~15 GHz 均低於-9 dB，如圖 4.46。當 RF 輸入端功率定為-35 dBm 時，其 3~10 GHz 頻段的單 端輸出之轉換增益約為 13±1 dB，如圖 4.47 所示。在隔離度方面，LO-RF 及 RF-LO 均小 於-30 dBm，LO-IF 及 RF-IF 則小於-28 dB，如圖 4.48~4.51。在選定 LO 輸入功率為 0 dBm 時，RF 端的輸入功率由-35 dBm 增加至-8 dBm 時，參照圖 4.52~4.54，當 RF 頻率分別 為 3.1 GHz、6.1 GHz 以及 10.1 GHz 時，約在輸入功率-15~-16 dBm 時，其輸出功率低 於理想值 1 dB，因此其 P1dB 約為-15 dBm。在 two-tone 測試時，以相差 100 MHz 的訊 號分別對 3.1GHz，6.1 GHz 以及 10.1 GHz 之頻段作測試，如圖 4.55~4.57，RF 端的輸 入功率分別由-35 dBm 增加至 5 dBm，由圖可知，當 RF 約等於-2 dBm 時，其三階響應對 電路的影響將大於一階響應。圖 4.58 所示，透過平衡型電阻匹配轉導級所得到的模擬 結果，可顯示出當頻率掃動至 8 GHz 時，轉換增益下降約 2 dB 左右，因此表示出平衡 型的電阻匹配轉導級頻寬較原此電阻匹配轉導級，如圖 4.47，降低約 2 GHz，因此在電
2 4 6 8 10 12 14
0 16
-12 -10 -8 -6 -4 -2
-14 0
freq, GHz
dB(S(1,1))
2 4 6 8 10 12 14
0 16
-10 -5
-15 0
freq, GHz
dB(S(2,2))
圖 4.45 RF 輸入端反射係數 圖 4.46 LO 輸入端反射係數
3.0E9 4.0E9 5.0E9 6.0E9 7.0E9 8.0E9 9.0E9
2.0E9 1.0E10
2 4 6 8 10 12
0 14
RF_freq
convgain
圖 4.47 轉換增益對頻率的變化
2 4 6 8 10 12 14
0 16
-40 -38 -36 -34 -32 -30
-42 -28
freq, GHz
dB(S(2,1))
2 4 6 8 10 12 14
0 16
-60 -50 -40
-70 -30
freq, GHz
dB(S(1,2))
圖 4.48 RF-LO 之隔離度 圖 4.49 LO-RF 之隔離度
2 4 6 8 10 12 14
0 16
-25 -20 -15 -10
-30 -5
freq, GHz
dB(S(3,1))
2 4 6 8 10 12 14
0 16
-25 -20 -15 -10 -5
-30 0
freq, GHz
dB(S(3,2))
圖 4.50 RF-IF 之隔離度 圖 4.51 LO-IF 之隔離度
-28 -26 -24 -22 -20 -18 -16 -14 -12 -10
-30 -8
4 6 8 10 12
2 13
RF_pwr
convgain
-28 -26 -24 -22 -20 -18 -16 -14 -12 -10
-30 -8
4 6 8 10 12
2 14
RF_pwr
convgain
圖 4.52 轉換增益對 RF 輸入功率之變化 RF 為 3.1 GHz
圖 4.53 轉換增益對 RF 輸入功率之變化 RF 為 6.1 GHz
-28 -26 -24 -22 -20 -18 -16 -14 -12 -10
-30 -8
4 6 8 10 12
2 14
RF_pwr
convgain
圖 4.54 轉換增益對 RF 輸入功率之變化，RF 為 10.1 GHz
-30 -25 -20 -15 -10 -5 0 (3.05~3.15 GHz)
圖 4.56 使用 two-tone 測試模擬 IIP3 值 (6.05~6.15 GHz)
-30 -25 -20 -15 -10 -5 0
3.0E9 4.0E9 5.0E9 6.0E9 7.0E9 8.0E9 9.0E9
2.0E9 1.0E10 (10.05~10.15 GHz)
圖 4.58 使用平衡型電阻匹配轉導級的轉 換增益對頻率之變化
圖 4.59 chip die (0.774 * 0.841 mm2)
表 4.4 3-10 GHz 的降頻微混頻器之模擬結果 3GHz~10GHz UWB wideand mixer
S11@(RF：3GHz~10.6GHz) <-10dB S22@(IF：3GHz~10.6GHz) <-9dB Conversion Gain@(3GHz~10.6GHz) ~12dB
LO Power 0 dBm
IIP3 -2dBm
P1dB ~-12 dBm
Noise Figure ~20dB LO-to-RF Isolation <-30 dB LO-to-IF Isolation <-30 dB Power dissipation(with output balun
and output buffer)
20mW
Supply Voltage 2V
Chip Size 0.774 * 0.841 mm2 結果與討論
本超寬頻微混頻器在設計時以改善先前電路之缺失並保留了共閘-共源轉導級的優點 為目標，使其具備了單端 RF/LO 輸入及單端 IF 訊號輸出，且在 3.1~10.5 GHz 均能有著 良好的轉換增益，也由於輸入輸出均為 single-ended，因此在量測時毋需透過多個不同 頻段的 Balun 將 LO 訊號轉成差動訊號，以將量測時的誤差及不確定性降到最小。本電 路設計環境上使用 TSMC 0.18um 1P6M RFCMOS 製程，透過國家晶片實驗室(CIC)製作，
並將由晶片中心高頻量測實驗室進行高頻參數之量測。
第五章 結論
本論文針對一般常見的雙端平衡混頻器做一修正及設計，並透過電感-電容之被動元 件 以 及 修 正 過 後 的 電 阻 匹 配 來 達 成 一 個 寬 頻 匹 配 之 輸 入 級 ， 以 符 合 超 寬 頻 (UWB) 3.1~10.6 GHz 以及希望適用在 1.5~2.5 GHz 之多規格之降頻混頻器，以減少因不同通訊 系統之規格而須重新設計電路造成成本上的浪費。
在佈局的考量方面，盡量將電晶體及走線盡可能的以相對稱的方式來擺放，因混頻器 為雙平衡架構，避免因電路佈局的非對稱性，造成接線寄生的的電阻電容值相異過大以 及容易受製程偏移等影響，另外在電感對於電路效能影響上，其擺放位置盡量遠離主動 元件，以避免不必要的高頻干擾，在訊號線的使用上則盡量使用 metal5-metal6，以避 免嚴重的寄生效應，使高頻訊號在走線中損耗掉。
在實作結果方面，本論文均以 tsmc 0.18um CMOS 製程進行模擬及實作，在 1.5~2.5GHz 的寬頻混頻器當中，採用共閘-共源級的電壓-電流轉換級，將單端 RF 電壓訊號轉換成 雙端電流訊號，在量測結果方面，若供應電壓為 2.5V 時，其單端輸出的轉換增益約為 0 dB，P1dB 則為-5 dBm，雜訊指數約為 20 dB，且在 1.5~2.5 GHz 有著良好的輸入匹配。
在 3.1~10.6GHz 的超寬頻混頻器中，其供應電壓為 3.5V，在調整過 LO 偏壓電壓後，可 得到單端轉換增益為 18 dB 左右，其 P1dB 則約為-13 dBm(1.48V)，且有著很寬頻的匹 配;另外在傳統架構的 Gilbert Cell 混頻器方面，雖然有著極為寬頻匹配的 RF 及 LO 輸入下，但由於走線間的過高寄生電容使得訊號的損耗較為嚴重，其轉換增益約為-11dB 左右，這部份就較不符合模擬預期的結果了。
最後在考量了量測環境及消耗功率下，設計了一個 3.1~10.6GHz 的降頻微混頻器，採 用了 RF 及 LO 訊號皆為單端輸入，且 IF 為單端輸出的情況下，得到的模擬結果其轉換
最後在考量了量測環境及消耗功率下，設計了一個 3.1~10.6GHz 的降頻微混頻器，採 用了 RF 及 LO 訊號皆為單端輸入，且 IF 為單端輸出的情況下，得到的模擬結果其轉換