M1 M2
M3 M4
L2 L1
C1
C2
M5 M6 M7 M8
Vbias
Vdd
Vcon
C3
RF LO
IF
圖 4.1 適用於 1.5~2.5 GHz 之寬頻混頻器
本電路為一單端 RF 訊號輸入之降頻混頻器，如圖 4.1，其具備了寬頻的輸入特性，且 經過適當的設計下，其電路特性可操作於 1.8V 到 3.3V 之區間，也由於不同的供應電壓，
使得電路在轉換增益及線性度有著多重的表現，能夠適用於不同的系統規格，因此對於 電路設計者而言，此一可調整式的寬頻混頻器在設計電路參數上將更具有彈性[11]。
傳統的 Gilbert Cell 混頻器其差動輸入訊號透過轉導級轉換成電流訊號後，產生一 對反相的輸入電流，再經由切換級輸出至負載級而產生了混頻的動作。在本電路中，傳 統 Gilbert Cell 的電壓-電流轉換級由共閘-共源級所取而代之，如圖 4.2 所示。電晶 體 M1 和 M2 構成了一個單端轉雙端、電壓-電流的轉導級電路，其中 M1 和 M2 為一相同 尺寸大小且工作在飽和區，而 DC 偏壓電流也相同下，因此 M1 和 M2 的電流公式可表示 為:
( )2
2 /
th S RF bias ox
CS C W L V V V V
I =
µ
+ − −(4.1)
( )2
2 /
th S RF bias ox
CG C W L V V V V
I =
µ
− − −(4.2) 由上式可知，共閘-共源級的汲級電流可表示為一對差動信號的函數。因此，本混頻
器不需額外的 Balun 即可將輸入之 RF 訊號轉變成差動電流。
Vbias VRF
VRF
M1 M2
圖 4.2 共閘-共源轉導級
本電路為一個可以工作在 1.9 伏特到 3.3 伏特區間中，1.9GHz 的 CMOS 降頻混頻器，此 架構為利用一共閘-共源級將 RF 電壓訊號平均轉換成兩個反相之電流訊號，經過切換電 晶體以達成混頻的動作。其中 RF 信號經由電容 C3 和電感 L2 所組成的匹配網路及 AC 交 流訊號隔絕電感 L1 將訊號餽入至 M3 的源級及 M4 的閘級，由上式推得，此 RF 訊號可因 此而產生反向小訊號電流，而電容 C1 則可旁通(Bypass)漏至 M2 閘級的高頻訊號至接地 端，電容 C2 則用於旁通 M2 所產生的雜訊至地端。而 M1 及 M2 則用做電流鏡(current mirror)以提供 M3 和 M4 兩電晶體相同的直流偏壓。
量測結果
本論文提出的寬頻混頻器電路，使用 Agilent ADS 模擬軟體以及 tsmc 0.18-um Mixed Signal CMOS 製程的 RF model 實作其在操作電壓為 1.9V 到 3.3V 下的高頻特性。本電 路設定為 RF 頻率 1.9 GHz，LO 以及 IF 頻率為 1.8GHz 及 100MHz，RF 端的輸入功率為 -35dBm，LO 端輸入功率為 0dBm，其在 RF 輸入端的反射損耗經量測後於 1.7GHz~2.3GHz 低於-10dB，如圖 4.3 所示。LO 輸入端的反射損耗經量測後於 1.5GHz~2.2GHz 均低於 -8dB，如圖 4.4 所示。當 LO 端的輸入功率由 0dBm 增加至 5dBm 時，如圖 4.5，可得知其 轉換增益將隨之改變，然而由理論上可知，轉換功率、線性度及雜訊指數存著 trade-off 的關係，當轉換功率增加時，相對的諧波干擾的功率也會增加，因此，高轉換功率值將 使得諧波干擾對於欲接收訊號的影響變大，因而間接影響到欲接收訊號的功率範圍，因 此，在選用適當的 LO 功率值及整體電壓電流的操作區間，電路設計者可得到需要的 IIP3 以及轉換增益。
在選定供應電壓 Vdd 為 1.9 伏特，LO 端的輸入功率為 2dBm 時，來量測混頻器的轉換 增益，由於 CIC 並無提供低頻段的 Balun，因此之後的轉換增益都以單端輸出為主，當 RF 端的輸入功率為-35 dBm 時，轉換增益為-4 dB，若 RF 輸入功率由-35 dBm 增加至 0 dBm 時，如圖 4.6，則在輸入功率為-8 dBm 時其輸出功率低於理想值 1 dB 左右，由此可知 其 P1dB 約為-8 dBm，當使用 Two-tone 測試時，兩輸入頻率分別為 1.9100 GHz 以及 1.9101 GHz，RF 端得輸入功率由-35 dBm 增加至-5 dBm 時，其一階響應及三階響應如圖 4.7 所 示，RF 輸入功率約等於 2 dBm 時，其三階響應對電路的影響將大於一階響應。在隔離度 上，LO-RF isolation 均小於-55dB，LO-IF isolation 均小於-35dB，如圖 4.8，4.9。
若選定Ｖdd 供應電壓為 2.5 V，LO 端的輸入功率為 5 dBm 時如圖 4.10，來量測混頻 器的單端轉換增益，當 RF 端輸入功率為-35 dBm 時，單端輸出之轉換增益約為 0 dB，
若 RF 輸入功率由-35 dBm 增加至 0 dBm 時，如圖 4.11，則在輸入功率為-5 dBm 時其輸 出功率低於理想值 1 dB 左右，由此可知其 P1dB 約為-5 dBm。當使用 Two-tone 測試時，
兩輸入頻率分別為 1.9100 GHz 以及 1.9101 GHz，RF 端得輸入功率由-35 dBm 增加至-5 dBm 時，其一階響應及三階響應如圖 4.12 所示，RF 輸入功率約略等於 4 dBm 時，其三階響 應對電路的影響將大於一階響應。在隔離度上，LO-RF isolation 均小於-58 dB，LO-IF isolation 均小於-38 dB，如圖 4.13、4.14。
若選定Ｖdd 供應電壓為 3.3V，LO 端的輸入功率為 6dBm 時如圖 4.15，來量測混頻器 的單端轉混增益，當 RF 端輸入功率為-35dBm 時，單端輸出之轉換增益約為 1.2 dB，若 RF 輸入功率由-35 dBm 增加至 0 dBm 時，如圖 4.16，則在輸入功率為-5 dBm 時其輸出 功率低於理想值 1 dB 左右，由此可知其 P1dB 約為-5 dBm。當使用 Two-tone 測試時，
兩輸入頻率分別為 1.9100 GHz 以及 1.9101 GHz，RF 端得輸入功率由-35 dBm 增加至-5 dBm 時，其一階響應及三階響應如圖 4.17 所示，RF 輸入功率約略等於 4 dBm 時，其三階響 應對電路的影響將大於一階響應。
當使用雜訊指數分析儀測量雜訊指數及轉換增益時，如圖 4.18，可看出當供應電壓 為 2.5 V 時，其雜訊指數約為 20 dB。
1.4 1.6 1.8 2.0 2.2 2.4 2.6 -12.0
-11.5 -11.0 -10.5 -10.0 -9.5 -9.0 -8.5 -8.0 -7.5
RF port return loss
Frequency GHz
RF return loss
圖 4.3 RF 端反射係數(1.9V)
1.4 1.6 1.8 2.0 2.2 2.4 2.6
-12 -10 -8 -6 -4 -2
LO port return loss
Frequency GHz
LO return loss
圖 4.4 LO 端反射係數(1.9V)
0 2 4 6 8 - 5 . 6
- 5 . 4 - 5 . 2 - 5 . 0 - 4 . 8 - 4 . 6 - 4 . 4 - 4 . 2
Coversion gain
L O _ p w r d B m
c o n v e r s io n g a i n v s L O _ p w r
圖 4.5 轉換功率對ＬＯ輸入功率的變化(1.9V)
-4 0 -3 5 -3 0 -2 5 -2 0 -1 5 -1 0 -5 0 5
-1 2 -1 0 -8 -6 -4
Comversion gain
R F _ p w r (d B m )
1 .9 V C o n v e rsio n g a in v s R F _ p w r
圖 4.6 轉換增益（1.9V）
-3 5 -3 0 -2 5 -2 0 -1 5 -1 0 -5 -1 0 0
-9 0 -8 0 -7 0 -6 0 -5 0 -4 0 -3 0 -2 0 -1 0
Output power (dBm)
R F _ p w r (d B m )
圖 4.7 使用 two-tone 測試模擬的 IIP3 值（1.9Ｖ）
1.0 1.5 2.0 2.5 3.0
-63 -62 -61 -60 -59 -58 -57 -56 -55 -54 -53 -52 -51 -50
LO-RF isolation (dB)
Frequency (G H z)
LO -R F isolation
圖 4.8 LO-RF 隔離度(1.9V)
1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 -39.0
-38.8 -38.6 -38.4 -38.2 -38.0 -37.8 -37.6 -37.4 -37.2 -37.0
LO-IF isolation (dB)
Fre que ncy (G H z)
LO -IF isolation
圖 4.9 LO-IF 隔離度 (1.9V)
0 2 4 6 8
- 2 .0 - 1 .8 - 1 .6 - 1 .4 - 1 .2 - 1 .0 - 0 .8 - 0 .6
Conversion gain
L O _ p w r d B m
B
圖 4.10 轉換功率對ＬＯ輸入功率的變化(2.5V)
-4 0 -3 5 -3 0 -2 5 -2 0 -1 5 -1 0 -5 0 5 -7
-6 -5 -4 -3 -2 -1 0
Conversion gain
F re q u e n cy G H z
co n v e rsio n g a in v s R F _ p w r
圖 4.11 轉換增益(2.5V)
- 4 0 - 3 0 - 2 0 - 1 0 0 1 0
- 1 0 0 - 9 0 - 8 0 - 7 0 - 6 0 - 5 0 - 4 0 - 3 0 - 2 0 - 1 0
Conversion gaim
R F _ p w r d B m
圖 4.12 使用 two-tone 測試模擬的 IIP3 值（2.5Ｖ）
1 .0 1 .5 2 .0 2 .5 3 .0 -6 4
-6 2 -6 0 -5 8 -5 6 -5 4 -5 2 -5 0
LO-RF isolation (dB)
F re q u e n c y (G H z )
L O -R F is o la tio n
圖 4.13 LO-RF 隔離度 (2.5V)
1 .0 1 .5 2 .0 2 .5 3 .0
-4 0 -3 9 -3 8 -3 7 -3 6 -3 5
LO-IF isolation
F re q u e n c y (G H z)
L O -IF is o la tio n
圖 4.14 LO-IF 隔離度(2.5V)
0 2 4 6 8 -1.4
-1.2 -1.0 -0.8 -0.6 -0.4 -0.2 0.0 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.8
Conversion gain (dB)
LO_pwr (dBm)
Gain vs LO_pwr
圖 4.15 轉換功率對ＬＯ輸入功率的變化(3.3V)
-4 0 -3 5 -3 0 -2 5 -2 0 -1 5 -1 0 -5 0 5
-1 .0 -0 .5 0 .0 0 .5 1 .0 1 .5 2 .0
Conversion gain
R F _ p w r d B m
C o n v e rs io n g a in
圖 4.16 轉換增益(3.3V)
-30 -20 -10 0 10 20 -95
-90 -85 -80 -75 -70 -65 -60 -55 -50 -45 -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 -5
conversion gain
R F _p w r (dB m )
圖 4.17 使用 two-tone 測試模擬的 IIP3 值（3.3Ｖ）
圖 4.18 雜訊指數與轉換增益
圖 4.19 chip die (1.1*1.075 mm)
表 4.1 RF 單端輸入之 1.5~2.5 GHz 之降頻混頻器量測比較
TSMC 0.18um CMOS Technology
Measurement
RF Frequency 1.9 GHz
IF Frequency 100 MHz
Supply volt. VDD 1.9 Volt 2.5 Volt 3.3 Volt
RF reflection
coefficient
-11.5 dB(1.9 GHz)
LO reflection
coefficient
-11 dB(1.8 GHz)
RF-LO isolation <-38.6 dB <-38.5 dB NA
LO-RF isolation <-60 dB <-61 dB NA
IIP3 2 dBm 4 dBm 4 dBm
1dB compression point -8 dBm -5 dBm -5 dBm
Conversion gain -4 dB (Single output) 0 dB(Single output) 1.2 dB(Single
output)
Noise Figure 20 dB
DC current 16 mA 29 mA 40 mA
結果與討論
本次電路設計以共閘-共源極將單端 RF 訊號轉換成雙端的電壓電流轉導級取代傳統 Gilbert Cell 的轉導級，並搭配適當的電感電容匹配電路，使得 RF 輸入端匹配由 1.7 GHz 至 2.3 GHz 均低於-10 dB，並透過不同的供應電壓，使得混頻器能有不同的特性，經實 際下線量測後，本電路 DC 電流與模擬情況相近，且線性度及轉換增益均滿足要求，有 了此次下線經驗將有助於設計更高頻段且寬頻的混頻器以適用於超寬頻的系統規格。
4.3 適用於 3.1~10.6 GHz 之 CMOS 降頻混頻器
Vbias
Vdd
LO
IF
M7 M8
Vcon
Vcon
VM
M3 M4
M1 M2
M5 M6
L1 C1
R1 R2
RF
LC matching
圖 4.20 適用於 3~10 GHz 之 CMOS 超寬頻降頻混頻器
本電路實現了一個可以在 3.5 伏特下，3~10 GHz 的 CMOS 超寬頻降頻混頻器。由於前 次電路特性其頻寬無法符合超寬頻(UWB) 3.1~10.6 GHz 之要求，因此本次電路改良其頻 寬以符合 UWB 之規範外，另外為了能將 RF 訊號的差動輸入整合於晶片內，故保留了其 單端 RF 訊號輸入的電壓-電流轉導級電路，並增加電流注入級(current-injection)，
使得整體增益能夠有效提升，而輸出 IF 部分則利用源級追隨器(Source follower)做為 輸出緩衝級以利後級 50 歐姆之量測儀器之用，如圖 4.20。[12-16]
以下將此次設計的電路分為 LO 切換級、RF 輸入級及 IF 輸出級。
LO 切換級
由於考量混頻器是否能有良好的性能時，LO 切換級是一個重要的關鍵，由理論可知，
在混頻器操作時，LO 切換級是必須要有完全的開關切換動作才能達到完全的混頻效 果。因此要使 LO 切換級電晶體 M5~M8 能夠在非常短的時間內完全的切換，在考量電晶 體的偏壓條件是相當重要的。若希望電晶體的開關所需時間比較短時，則必須將此級的 電晶體偏壓在飽和區與三極區(triode region)之間，如此，則 LO 電晶體在切換所需的
時間較短外，所需的 LO 功率也比較少。另外，在考量電晶體的尺寸時，由於過大的電 晶體，其接面電容 Cgs 會使得 RF 訊號與 LO 訊號之間的隔離不好，因此 LO 訊號容易透 過 Cgs 偶合至 RF 端，而與原有的 LO 訊號做自我混頻(Self-mixing)，因而造成了輸出 的直流偏移(DC Offset)的現象發生。然而，若電晶體尺寸過小，則偏壓時所需的 Vgs 較大(因通過的 DC 電流不變下)，一方面會使得汲極電壓因而偏高而導致輸出擺幅 (Output swing)減小，其次則是要使電晶體完全開關的 LO 訊號功率也勢必要增加。
因此，為了使寬頻的 LO 訊號都能儘可能的進入切換級電晶體，本電路在設計時利用 了電晶體本身的寄生電容和額外佈局時所繪的走線小電感，儘可能的減少訊號的反射，
以達到良好的阻抗匹配。
RF 輸入級
傳統的 Gilbert Cell 混頻器其差動輸入訊號透過轉導級轉換成電流訊號後，產生了 一對反相的輸入訊號，經由切換級而達到了轉換頻率的過程。然而為了能將差動的 RF 輸入訊號整合於晶片中，一般均使用 active balun 將單端輸入訊號轉為差動訊號，如 下圖 4.21。
VRF
matching network
VRF
圖 4.21 傳統 active balun 之架構
由於此傳統的 active balun 其差動對為一端以電容旁通接地，因此其 RF 訊號僅為正 常差動輸入的二分之一，故在選擇 active balun 時，保留上次電路的共閘-共源轉導級 M3、M4，如此則單端輸入的 RF 訊號能夠很輕易的轉換成一對反相的電流訊號。另外，
為了要改善整體混頻器的頻寬，RF 端的寬頻輸入匹配將有助於減低訊號進入轉導電晶體 M3、M4 的反射，因此額外的電感-電容匹配電路(LC matching network)將如同人工的傳 輸線(artificial transmission line)連接於電晶體 M3、M4 以達成寬頻匹配的目標。
電感 L1 則連接 RF 訊號和電流源電晶體之間，以避免 RF 訊號餽入至電流源。而電容 C1 則可旁通多餘的訊號及電流源電晶體所產生的雜訊。
另外此轉導級亦連結兩個 PMOS 電晶體 M1、M2，作為主動的電流注入(current
另外此轉導級亦連結兩個 PMOS 電晶體 M1、M2，作為主動的電流注入(current