電荷泵調節器

電荷泵調節器(Charge Pumps)也可以稱作電容式切換(switching capacitor)調節 器，與一般的切換式調節器的差別在於，一般的切換式調節器指的是電感式切換，

而電容式切換的元件使用上僅使用到電容，與線性調節器相比，除了降壓的功能 外，還能夠提供升壓(Boost)與反相(Negative)電壓，同時雖然漣波電壓較大，但卻 能有較佳的功率轉換效能。

目前電荷泵調節器多應用在升壓的功能，圖1.4 是一個 2 倍電荷泵，主要由 4 個開關(S1-S4)與切換電容(C)所組成，受到輸出電容(COUT)的影響，輸出穩態電壓 (VOUT)將不會是理想的 2 倍輸入電壓(VIN)。

圖1.4 2 倍電荷泵調節器示意圖

Φ1與 Φ2代表著非重疊時脈(non-overlap clock)，當系統達到穩態後，輸出電 壓與輸入電壓的關係可以由以下的分析得到結果，當輸入時脈為Φ1時，系統等效 為輸入電壓對切換電容充電，切換電容上的電荷(charge)量可以表示為

C V

Q_Cφ1 = _IN ∗ (1.5) 當輸入時脈為Φ2時，系統等效為輸入電壓對切換電容充電，切換電容與輸出 電容上的電荷量可以表示為

(

V V

)

C

Q_Cφ2 = _OUT − _IN ∗ (1.6)

OUT OUT C V

Q_COUT = ∗ (1.7) 在不考慮其它損失的穩態狀況下，Φ1與Φ2的電荷總量必須相等

COUT C

C Q Q

Q _φ1 = _φ2+ (1.8) 將方程式(1.5)、(1.6)、(1.7)代入方程式(1.8)，可以得到輸出的穩態電壓值為

IN OUT

OUT V

C C

V C ∗

∗ +

= 2 (1.9)

感的使用，切換式調節器的功率轉換效能是三種調節器中最高的，但其輸出電壓 受到干擾的程度也是最大的。

圖1.5 降壓型轉換器示意圖

基本的降壓型轉換器如圖1.5 所示，開關(S1)與二極體(D, 通常為蕭特基二極 體)用來控制轉換器儲能與放能的時間，電感(L)與輸出電容(COUT)形成一個具有低 通濾波效果的儲能槽(LC tank)，輸出電阻(RL)則是用來表示不同負載時的次級系統 等效電阻。

在開關導通的週期(TON)，二極體不導通，輸入電壓對電感儲能，電感電流上 升可由方程式表示為

ON OUT IN

LON L T

V I V

∗

= − (1.10)

在開關不導通的週期(TOFF)，二極體導通，電感對輸出電壓放能，電感電流下 降(忽略二極體導通壓降)可由方程式表示為

OFF OUT

LOFF L T

I V

− ∗

= (1.11) 在系統達到穩態後，電感電流在開關導通週期的上升量等於電感電流在開關 不 導 通 週 期 的 下 降 量(|ILON|=|ILOFF|)，將方程式代入可以得到連續導通模式下 (Continuous Conduction Mode, CCM )穩態時輸出電壓與輸入電壓的關係式為

OFF

OFF (Continuous Conduction Mode, CCM )穩態時輸出電壓與輸入電壓的關係式為

OFF OUT ON

IN

T L

V T

L V

= ∗

∗ (1.20)

IN IN

ON OFF

OUT V

D V D

T

V =T ∗ =1− ∗

(1.21)

1.3 論文架構

本篇論文由五個章節所組成，在第一章中概述了動機並簡單介紹了常見的直 流轉直流轉換器的架構與其特性，在第二章將闡述磁滯式控制直流轉直流轉換器 的原理同時系統的功率消耗分析也將於本章中介紹，根據第二章的分析，提升功 率的效能改善電路在第三章中被提出，第四章將詳細系統的各個子電路原理以及 子電路與系統的模擬驗證結果，最後，結論與未來目標將在第五章中說明。

第二章

磁滯式控制直流轉直流轉換器原理與 功率分析

在本章中將會探討磁滯式直流轉直流轉換器的架構[4]與其操作原理，磁滯式 直流轉直流轉換器又稱為漣波穩壓器(ripple regulator)，其操作最主要的特點在於系 統主要受控於磁滯比較器(hysteretic comparator)，由具有磁滯特性的比較位準以及 輸出電壓的回授訊號產生出控制輸出級的數位信號，在系統的控制迴路上並沒有 使用到一般的脈衝寬度調變控制(Pulse Width Modulation, PWM)所使用的轉導放大 器(Operational Transconductance Amplifier, OTA)，因此磁滯式直流轉直流轉換器的 另一個特性在於系統沒有補償的需求，本章中的另一個重點則在於系統的效能分 析，同時將依照效能分析的結果做為電路改善的依據。

2.1 磁滯式直流轉直流轉換器

磁滯式控制方式是最早的直流轉直流轉換器控制方式之一，它的特色除了簡 單以外，更是屬於最快的架構之一，其架構如圖2.1 所示，由調幅器(Modulator)，

輸出級(Output Stage)組成穩壓器控制的主體架構，在穩壓器外部加上回授網路 (Feedback Network)以及低通濾波電感電容(LC Low Pass Filter)，整個磁滯式直流轉 直流轉換器可開始正常動作。

圖2.1 磁滯式直流轉直流轉換器示意圖

2.1.1 連續導通模式

當 磁 滯 式 直 流 轉 直 流 轉 換 器 工 作 在 連 續 導 通 模 式(Continuous Conduction Mode, CCM)下[1]，可以將整個磁滯式直流轉直流轉換器分為兩個階段做分析，第 一個階段是當磁滯式直流轉直流轉換器的輸出級 P 型金氧半場效電晶體導通，也 可稱為充電週期，等效模型如圖2.2

此時電感與輸出級相連接的切換點(Switch Point, SW)的電壓等於輸入電壓減 聯電阻(Equivalent Series Resistance, ESR)，因此輸出漣波電壓可以方程式表示

ESR

圖2.3 放電週期等效模型

此時電感與輸出級相連接的切換點(Switch Point, SW)的電壓等於零電位減去 二極體導通的壓降，如方程式(2.4)所示 此時輸出的漣波電壓等於電流流經過輸出電容上的等效串聯電阻(Equivalent Series Resistance, ESR)所造成的壓差，因此輸出漣波電壓可以方程式(2.6)表示

ESR

圖2.4 CCM 完整操作模式波形示意圖 電壓為一可忽略的值，則可以得到佔空比(Duty Ratio)的近似方程式為

IN

⎥⎦

當磁滯式直流轉直流轉換器工作在非連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode, DCM)下[1]，整個磁滯式直流轉直流轉換器可以分為三個階段做分析，前兩

圖2.5 零電感電流週期等效示意圖

圖2.6 DCM 完整操作週期波形示意圖

由伏特-秒平衡式可以得到電感電流的變化量等於

PK OFF ON D OUT ON

OUT ON

DS L IN

L t I

L V t V

L

V R

I

I V + ∗ =

=

− ∗

∗

= −

∆ ^{( ) ( )} (2.11)

忽略P 型金氧半場效電晶體導通壓降與二極體導通壓降，則可以得到輸入電

tOFF相加不代表整個操作週期，整個操作週期除了tON與 tOFF外尚有P 型金氧半場

2.2 磁滯式直流轉直流轉換器功率分析

在前述的磁滯式直流轉直流轉換器架構圖中我們將轉換器分成三個部份，一 是系統調節器，二是輸出級，三是輸出與回授網路。以下將討論每個部份在轉換 器工作時的功率消耗[1], [5], [6], [7], [8], [9], [10], [11], [12]。

2.2.1 調節器功率消耗

調節器本身的功能在於提供直流轉直流轉換器輸出級控制信號，在系統正常 工作的情形下，調節器本身需要消耗固定的靜態電流(Quiescent Current, IQ)，由調 節器所造成的功率消耗等於

2

VIN

C f I V

P_Modilator = _IN ∗ _Q+ _SW ∗ _eq∗ (2.17) 其中 fSW代表系統的操作頻率，Ceq代表調節器中的數位電路所看到的等效閘 極(Gate)電容，由於靜態電流常落在數十微安(micro-Ampere, µA)到數百微安的範 圍，同時調節器中的數位電路等效的電容多為微微法拉(pico-Farad, pF)等級，因此 調整器的功率消耗多在數毫瓦(milli-Watt, mW)以下，而由方程式可以得到想要降 低調節器的功率消耗，則必需要在不影響系統功能的情形下，降低調節器的靜態 電流或是降低數位電路的等效電容。

2.2.2 輸出級功率消耗

輸出級[13], [14]的功能在於做為直流轉直流轉換器對功率轉換的電感及電容 的開關，在目前的磁滯式直流轉直流轉換器架構圖中使用 P 型金氧半場效電晶體 做為充電週期的開關，一般來說 N 型金氧半場效電晶體因為其電子遷移速率

氧半場效電晶體的驅動電路做處理，而 N 型金氧半場效電晶體在導通的時候需要 (transition time)， QGate 則是緩衝級對開關的等效閘級對源級電容充放電的電荷 量，也可以表示為

所以方程式也可以表示為

性的電感電流一個導通的路徑，而這個開關在選用上應該要注意以下特點：切換 速度快，可以提供足夠的崩潰電壓，足夠的額定電流量以及小的二極體導通電壓，

一般而言，蕭特基二極體是最常見的選擇，因為相較於一般的 PN 接面二極體而 言，蕭特基二極體沒有反向回復時間(reverse-recovery time)，同時相等面積的蕭特 基二極體與PN 接面二極體在相同的導通電流下，蕭特基二極體的導通電壓是較小 的。

抓住整流器所消耗的功率主要來自於二極體的導通壓降 ) 1

) (

( )

( V I D

P_DDiode = _DON ∗ _OUT ∗ − (2.22) 同樣的預估二極體功率消耗對接面溫度的影響

JAD MOSFET

D A

J T P R

T = + _{( )}∗ _θ (2.23) 其中 TA是系統操作時的環境溫度， RθJAD則是代表由操作環境到二極體中的矽晶 體接面的等效熱阻。

另一個要注意功率消耗所造成的溫度上升的原因是，當負載被系統決定時，

系統的工作溫度也同時被決定，而當負載電流較大時，系統的工作溫度也愈高，

溫度的上升會影響到輸出PMOS 的等效阻抗，由於 PMOS 的等效阻抗為正溫度係 數，因此高溫環境下 PMOS 所消耗的功率也較大，對二極體來說，溫度的上升雖 然不會造成導通電壓的上升，但是二極體本身的漏電流是隨溫度上升每10~20℃就 上升2 倍，蕭特基二極體在溫度超過 100℃的環境下的漏電流是 mA 等級，此時系 統的固定功率損失同步上升。

2.2.3 輸出與回授網路功率消耗

如圖2.1 中所示，輸出與回授網路所要探討的功率損失是低通 LC 網路以及回 授電阻RF1與RF2的功率損失，理想的電感與電容是用來儲能而不會消耗能量的，

然而實際的電感與電容在功率轉換的過程中是有消耗能量的，最簡單且常見的電 感等效模型是在理想的電感前面串聯一個等效的阻抗，一般稱為 DCR，另外，最

簡單且常見的電容等效模型是在理想的電容前面串聯一個等效的阻抗，一般稱為 ESR，不論是 DCR 或是 ESR 都是用來表示當電感與電容有電荷流動時，電感與電

容本身所消耗的能量，因此，可以知道在輸出網路的部份所消耗的能量等於 ESR

I DCR I

P_LC = _L²_{_RMS} ∗ + _C²_{_RMS} ∗ (2.24) 而回授網路的功率消耗可以簡單近似為

2 1

2

R R P_FB V^OUT

= + (2.25) 上述式子中，PFB通常小於10mW，而 PLC則因為電感電流可能很大的情形下而達 到數百mW 的等級，因此，在電感的選用上必須特別的小心，適當的 DCR 值的電 感才能夠使系統在合理的成本下達成良好效率的目標。

第三章 磁滯式比較器與所提出的架構

3.1 常見的磁滯式比較器與原理分析

磁滯式比較器的原理在於建立比較器在輸出由邏輯0 到邏輯 1 以及輸出邏輯 1 到邏輯0 這兩種狀況不同的切換位準，如圖 3.1 所示，最簡單的做法是利用史密特 觸發器(Schmitt trigger)[15]，而類比電路常見的方法是以電路的手法在判定輸出為 邏 輯 0 或 是 邏 輯 1 後 給 與 比 較 器 不 同 方 向 的 輸 入 誤 差 電 壓 (input offset voltage)[16]，或是以窗型比較器[17]來達成所需要的功能。以下針對前述常見的磁 滯式比較器分析其操作原理與特性。

圖3.1 磁滯波形示意圖

3.1.1 史密特觸發器

在互補式金氧半(CMOS)場效電晶體數位電路中，常見的反相史密特觸發器如

在互補式金氧半(CMOS)場效電晶體數位電路中，常見的反相史密特觸發器如

在文檔中 高速磁滯電壓轉換器之漣波電壓改善 (頁 16-0)