亞 東 學 報 第 25 期 2005 年 5 月 頁 23~27 亞 東 技 術 學 院
使用串疊式設計之微波低雜訊放大器
沈 自 鄭功鑫
資訊與通訊工程研究所
摘要
在射頻收發機架構中，低雜訊放大器是其中一相 當重要的電路。低雜訊放大器其主要功能是，當訊號 從天線進來後，能夠將訊號放大並將訊號傳送到下一 級。並盡可能的減少本身所產生之雜訊混入所接收的 訊號內。因此高增益、低雜訊與線性度是低雜訊放大 器的重要指標。 本 論 文 是 利 用 擬 晶 式 高 電 子 遷 移 率 電 晶 體 PHEMT)所做的 5.8GHz 低雜訊放大器，採用串疊式 架構(Cascode)。並在電路中加入一組電流鏡，以減少 偏壓電流的額外消耗功率。經模擬結果得到以下特性 表 現 ： 功 率 增 益(S21) 10.9dB 、 反 向 隔 離 度 (S12)-19.9dB、雜音指數(NF) 1.74dB、1dB 壓縮點(1dB compression point) -8dBm。[1][2]壹、前言
資訊不斷變遷的時代裡，科技的發展不斷地日新 月異。無論是遠距離的個人行動通訊，或是近距離的 無線區域網路(Wireless Lan)的發展，都有相當大的進 步。在無線區域網路的蓬勃發展下，IEEE 802.11無線 區域網路相關設備也越來越普及。無限區域網路IEEE 802.11標準於1997年由IEEE標準委員會提出，並於 1999年又提出了802.11a與802.11b標準。起初的規格是 制定在微波頻段2.4GHz上運用。而802.11a與802.11b 則 分 別 在5.8GHz和2.4GHz頻段上定義。而所謂的 ISM( Industrial Scientific Medical ─工業、科學、醫療 應用)頻段，也是套用上面所說的標準來使用。 由 於802.11b 已被 廣泛的應用 在無線區域 網路 上，近年來已慢慢的往更高頻段802.11a上發展。並且 802.11a最大傳輸率為54Mbps比802.11b的11Mbps，具 有更高的傳輸速率。 此外因無線通訊設備常常都是手持式，而在電池 技術還無法達到長久的持久性時，因此如何降低電路 的耗電量就是相當重要的目標了。在本篇論文中，我 們使用一組電流鏡來降低偏壓電流，進而達到低消耗 功率，並且設計一符合802.11a的微波低雜訊放大器。 最後，在設計低雜訊放大器時，要如何衡量電路 有否達到標準是很重要的，因此我們參考表格一“LNA 電路規格”，並且依據這些規格來設計電路。 NF ( 雜訊指數 ) < 2 dB Gain (20
log
S
21 ) > 15 dB 輸入/輸出端阻抗50
Ω
輸入/輸出端反射係數(
20
log
S
11,
20
log
S
22)
< -15 dB 反向隔離度 > 20 dB 穩定度 ( K ) > 1 表格一、LNA電路規格 [5]貳、低雜訊放大器電路架構
LNA在接收機架構中，扮演著相當重要的角色。 因為自天線接收近來的信號相當的微弱，並且伴隨著 相當多外界的雜訊一起被天線接收。因此LNA必須有亞東學報 第 25 期 效的降低雜訊並提供足夠的增益到下一級。 為了提供良好的隔離度，我們選用了串疊式架構 來實現LNA(圖一所示)。此架構的好處是能在不使用 電 阻 的情 形下 ， 就能 讓輸 入 阻抗 匹配 到50歐姆。 [3][4][5] 圖一、典型cascode架構 輸入阻抗匹配： 1 1 1 1 ) ( gs C s L m g gs C j s L g L j in Z ≈ + + + ω ω (1) 1 1 ) ( TLs gs C j s L g L j ω ω ω + + + ≈ 若適當的選用
L
g使得 式(2) 成立 (2) 1 1 ) ( gs C j s L g L j ω ω + =− 因此 式(1) 簡化為 Ω = ≈ TLs 50 in Z ω 此處 與 做為輸入阻抗匹配的電感， 為 M1的互導，而 為M1的閘極與源極間並聯電容。 g L Lsg
m1 gs C參、低功率串疊式低雜訊放大器電路設計
此電路採用Cascode 架構，並且為了降低電路的 消耗功率，特別在偏壓電路上加入一電流鏡，已達到 此目標。下圖二為我們所設計之LNA 電路圖。 圖二、低雜訊放大器電路圖 在電路上，M1與M2為Cascode架構，功用 在於能減少米勒效應的影響，並產生很好 的隔離度。 M1與M3組成一電流鏡架構以減少偏壓電 流的額外消耗功率，進而降低電路所消耗 的功率 為了不讓M3的Noise影響到輸入端，因此在 此處加入R2作為適當的阻隔。 C2與R4分別為提升增益與增加穩定度。 C1、R1做為輸入端匹配用，L2、C2、C3 作為輸出端匹配用。肆、元件設計
在5.8GHz上一些集總元件，已經很難保有穩定的 特性了。因此為了解決此問題，我們利用傳輸線來設 計電感元件。 我們知道要設計傳輸線電感，其電感值的大小除 了基版的材質外，傳輸線的線寬、線距與所繞的圈數 都會有所影響。從理論可知，當線距越寬時，其線與 線間的寄生電容效應越小，因此其所產生的電感值就 越大，但缺點是面積相對的也增加了。另外，GND層 的銅箔也會與線圈產生寄生電容，進而減少電感量， 所以若把線圈下方的銅箔刨除，則電容效應最小，Q 值也較好。` 接著利用ADS Momentum來驗證我們的方法，經 由軟體模擬，若要有2.1nH的電感值則線距為0.5mm， 線寬為0.7mm，所繞圈數為四圈，另外，我們也把跳使用串疊式設計之微波低雜訊放大器 線所造成的效應考量進去，以達到最小的量測誤差。 下圖三為自行設計之電感。 圖三、傳輸線電感的設計 電路所要操作的頻率為5.8GHz，因此元件的掃描 頻率定為5.3~6.3GHz，經由ADS Momentum模擬後得 到以下的電感值。 圖四、5.8GHz傳輸線電感 經由計算後得到 圖四 模擬的電感值為2.1nH。此 外我們實際去製作傳輸線電感並測量實際的電感量。 圖五所示。 圖五、傳輸線電感電路板 圖六、實際量測之S11圖 經 由 計 算 之 後 得 到 圖 六 之 實 際 電 感 量 為 2.084nH，與模擬之電感量(2.1nH)誤差為0.7%
伍、電路模擬結果
我們使用 ADS 高頻電路模擬軟體，來模擬所設 計的低雜訊放大器。從圖七可知，電路的穩定係數 K 值都超過1，因此電路皆能穩定的工作，不會發生振 盪。圖8至圖11則為S參數值，S11為-33dB，S22 為 -22dB，S12 為-19.9dB，S21 為 10.9 dB。圖12表示雜 音指數(NF)為 1.74 dB。圖13表示 P1dB 為 -8 dBm陸、結論
在電路中我們使用自己設計的傳輸線電感來實現 低雜訊放大器，經由模擬與實際驗證後，發現其量測 值與模擬值誤差0.7%，研究發現兩者之所以有誤差， 是因為電路在雕刻時，其線與線之間的距離與模擬的 線距有所差異，雖然線距誤差不大，但卻影響到電感 值的多寡。另一項誤差的因素是在“跳線”。雖然模擬 時已經把跳線的效應考慮進去，但實際在焊接時並無 法完全依照模擬時的環境去做，因此這也是導致誤差 的原因。此外。設計傳輸線電感雖然較佔面積，但為亞東學報 第 25 期 了電路整體特性考量，若能準確的掌控電感值的大 小，則不失為一可行的方法。 低雜訊放大器在射頻接收機架構中是相當重要的 一個電路。如本文一開始介紹，本篇所設計之LNA是 以表格一為設計標準。經由模擬結果發現S11與S22都 有不錯的表現。在功率增益上S21為 10.9dB，若再串 接一級放大器則功率增益即可獲得提升，但卻也必須 犧牲掉線性度。因此在設計電路時，兩者必須相互考 量。此外，放大器雜訊指數為 1.74dB，綜合其結果並 與表格一的“LNA電路規格”相互對照，顯示我們所設 計的放大器具有相當不錯的低雜訊特性。 圖七、穩定係數(K) 圖八、輸入反射係數(S11) 圖九、輸出反射係數(S22) 圖十、反向隔離度(S12) 圖十一、功率增益(S21) 圖十二、雜音指數(NF) 圖十三、1dB壓縮點(1dB compression point)
使用串疊式設計之微波低雜訊放大器
參考文獻
[1] G. Gonzales, Microwave Transistor Amplifier: Analysis and Design, 2nd edition , Prentice-Hall , 1997
[2] David M. Pozar, Microwave Engineering, 2nd Ed., Wiley,1998.
[3] D.K.Shaffer,and T.Lee,“ A 1.5-V, 1.5-GHz CMOS low noise amplifier,＂ IEEE J.Solid-State Circuits ,vol.32,pp. 745-759,Jun 1997
[4] Ramez A. Rafla and Mourad N. El-Gamal,
