分時控制單級雙輸出源直-直流電源 轉換器之研究

大華科技大學

電機工程系

碩士論文

分時控制單級雙輸出源直-直流電源

轉換器之研究

Study on Single-Stage Two-Outputs

DC-DC Power Converter Using

Time-Sharing Control

研 究 生：盧 國 榮

指導教授：謝 振 中 博 士

分時控制單級多輸出源直-直流電源轉換器之研究

Study on Single-Stage Two-Outputs DC-DC Power Converter

Using Time-Sharing Control

研 究 生：盧國榮 Student：Lu Guo Rong

指導教授：謝振中 博士 Advisor：Dr. Jenn-Jong Shieh

大華科技大學

工程與設計學院 電機工程系(所)

碩士論文

A Thesis

Submitted to Department of Electrical Engineering,

College of Engineering and Design,

Ta Hwa University of Science and Technology

in partial Fulfillment of the Requirements

for the Degree of Master

in

Electrical and Electronic Engineering

I

致 謝

在此由衷的感謝師長 謝振中教授，在這兩年的教誨及悉心的指導，由其是建立在 研究邏輯思維上與處理問題的方法，讓我獲得許多寶貴的經驗與知識，更使我能培養正 確的實驗方向與精神，想必這對我往後的幫助是極大的。另也要感謝口試評審委員明新 科技大學電機工程系盧裕溢副教授及工研院電子與電光系統研究所所王志麟所長，對於 本論文的指導與建議，使其研究內容與往後的發展更加完善。在此亦要感謝。 謹以此論文，獻給所有教導及關心我的人，非常的感謝你們。 特此謹誌 盧國榮敬上 民國 108 年 7 月

II

摘 要

本論文提出一具獨立調控之雙組輸出源直流-直流電源轉換器，藉由個別之回授控制 來調控其輸出電壓，不會因各負載於彼此輕重載交錯變動時，造成電壓變動過大的問題 外，由一次側開關之脈波寬度中加入一高頻脈波寬度來調控另一組輸出電壓，藉此以實 現獨立調控之目的。最後，藉由理論推導、模擬及實作來驗證所提架構之可行性及有效 性。 關鍵字 ：雙組輸源、直流-直流電源轉換器、交錯變動、回授控制

III

ABSTRACT

In this study, a control-independent multiple outputs DC-DC power converter is proposed to stabilize individual desired output voltages, which are affected by each other due to variations in load as minimum as possible. Applying a high-frequency pulse width to the pulse width which is used to control one output voltage makes the other output voltage controllable, so as to achieve two outputs possessing individual controllers. Finally, via mathematical deductions, simulated waveforms and experimental results, the feasibility and effectiveness of the proposed topology can be verified.

IV

目 錄

致謝 ... I 中文摘要 ... II ABSTRACT ... III 目錄 ... IV 圖目錄 ... VI 表目錄 ... VIII 第一章 緒論 ... 1 1.1 研究背景... 1 1.2 研究動機與目的 ... 2 1.3 論文架構 ... 3 第二章 單組輸出直-直流電源轉換器... 6 2.1 前言 ... 6 2.2 單組輸出反馳式直-直流電源轉換器... 6 2.3 單組輸出順向式直-直流電源轉器... 10 第三章 雙組輸出直-直流電源轉換器... ... 16 3.1 前言 ... 16

V 3.2 分時控制 PWM 控制... 16 3.3 雙組輸出反馳式直-直流電源轉換器... 21 第四章 結果與討論... 27 4.1 前言... 27 4.2 元件設計... 27 4.2.1 電感設計... 27 4.2.2 變壓器設計... 30 4.2.3 輸出電容設... 31 4.3 PSIM 模擬軟體介紹... 31 4.4 模擬及實驗結果與討論... 31 第五章 結論與未來規劃 ... 46 5.1 結論 ... 46 5.2 未來規劃 ... 46 參考文獻 ... 48

VI

圖目錄

圖 2-1 單組輸出反馳式直-直流電源轉換器... 5 圖 2-2 單組輸出反馳式直-直流電源轉換器相關電壓與電流波形... 6 圖 2-3 單組輸出反馳式直-直流電源轉換器狀態一之電路動作圖... 7 圖 2-4 單組輸出反馳式直-直流電源轉換器狀態二之電路動作圖... 8 圖 2-5 單組輸出順向式直-直流電源轉換器... 9 圖 2-6 單組輸出順向式直-直流電源轉換器相關電壓與電流波形... 10 圖 2-7 單組輸出順向式直-直流電源轉換器狀態一之電路動作圖... 11 圖 2-8 單組輸出順向式直-直流電源轉換器狀態二之電路動作圖... 11 圖 2-9 LC 去磁順向式直-直流電源轉換器... 13 圖 3-1 分時控制 PWM 控制... 14 圖 3-2 兩組輸出源之反馳式直-直流電源轉換器系統架構圖... 13 圖 3-3 兩組輸出源之反馳式直-直流電源轉換器之相關波形圖... 15 圖 3-4 兩組輸出源之反馳式直-直流電源轉換器狀態一之電路動作圖... 21 圖 3-5 兩組輸出源之反馳式直-直流電源轉換器狀態二之電路動作圖... 15 圖 3-6 兩組輸出源之反馳式直-直流電源轉換器狀態三之電路動作圖... 16 圖 3-7 兩組輸出源之順向式電源供應器的系統架構... 19 圖 3-8 兩組輸出源之順向式電源供應器之相關波形... 20

VII 圖 3-9 兩組輸出源之順向式電源供應器狀態一之電路動作圖... 21 圖 3-10 兩組輸出源之順向式電源供應器狀態二之電路動作圖... 22 圖 3-11 兩組輸出源之順向式電源供應器狀態三之電路動作圖... 22 圖 4-1 輸出電感跨壓及電流之波形... 25 圖 4-2 雙組輸出源順向式電源供應器之模擬電路圖... 23 圖 4-3 額定負載下之相關模擬波形圖(1)v_gs1；(2)v_gs2；(3)v_ds1；(4)v_ds2... 24 圖 4-4 額定負載下之相關模擬波形圖(1)v_gs1；(2)v_gs2；(3)i_Lo1；(4)i_Lo2... 25 圖 4-5 額定負載下之相關模擬波形圖(1)vgs1；(2)vgs2；(3)iN2；(4)iN3... 25 圖 4-6 額定負載下之相關模擬波形圖(1)vgs1；(2)vgs2；(3)iN1... 26 圖 4-7 額定負載下之相關模擬波形圖(1)V_DC1；(2)V_DC2... 26 圖 4-8 10%額定負載下之相關量測波形圖(1) ；(2) ；(3) ；(4) ... 26 圖 4-9 10%額定負載下之相關量測波形圖(1) ；(2) ；(3) ...26 圖 4-10 10%額定負載下之相關量測波形圖(1) ；(2) ；(3) ；(4) ... 27 圖 4-11 10%額定負載下之相關量測波形圖(1) ；(2) ... 27 圖 4-12 50%額定負載下之相關量測波形圖(1) ；(2) ；(3) ；(4) ... 26 圖 4-13 50%額定負載下之相關量測波形圖(1) ；(2) ；(3) ... 26 圖 4-15 50%額定負載下之相關量測波形圖(1) ；(2) ；(3) ；(4) ... 27 圖 4-16 50%額定負載下之相關量測波形圖(1) ；(2) ... 27 1 gs v v_gs2 i_N2 i_N3 1 gs v v_gs2 i_N1 1 gs v v_gs2 v_ds1 v_ds2 1 DC V V_DC2 1 gs v v_gs2 i_N2 i_N3 1 gs v v_gs2 i_N1 1 gs v v_gs2 v_ds1 v_ds2 1 DC V V_DC2

VIII 圖 4-17 100%額定負載下之相關量測波形圖(1) ；(2) ；(3) ；(4) .... 26 圖 4-18 100%額定負載下之相關量測波形圖(1) ；(2) ；(3) ；(4) .... 26 圖 4-19 100%額定負載下之相關量測波形圖(1) ；(2) ；(3) ... 26 圖 4-20 100%額定負載下之相關量測波形圖(1) ；(2) ；(3) ；(4) ... 27 圖 4-21 100%額定負載下之相關量測波形圖(1) ；(2) ...27 圖 4-22 副輸出於負載 100%時之主輸出負載由 10%加載至 100%之電壓波形圖...28 圖 4-23 副輸出於負載 100%時之主輸出負載由 100%卸載至 10%之電壓波形圖... 29 圖 4-24 主輸出於負載 100%時之副輸出負載由 10%加載至 100%之電壓波形圖... 29 圖 4-25 主輸出於負載 100%時之副輸出負載由 100%卸載至 10%之電壓波形圖... 30 圖 4-26 雙輸出之順向式電源供應器之效率-負載電流圖... 30 圖 5-1 單級燃料電池-鋰電池-超級電容混合電源供電系統... 31 1 gs v v_gs2 i_Lo1 i_Lo2 1 gs v v_gs2 i_N2 i_N3 1 gs v v_gs2 i_N1 1 gs v v_gs2 v_ds1 v_ds2 1 DC V V_DC2

IX

表目錄

表 4-1 MPP Core 之基本特性參數表... 2 表 4-2 變壓器之鐵芯規格表... 20

1

第一章 緒論

1.1 研究背景

能源是推動國家發展及經濟活動的基本動力，然而台灣因天然資源蘊藏貧乏，能源 幾乎全數仰賴進口，極易受國際能源情勢的影響，因此如何因應內外環境的變化，穩定 供應國內能源需求，制定穩健妥適的能源政策實為現階段政府施政之重要方針。日本發 生核爆後，各國正逐漸將原有之核電廠除役，並尋找新的替代能源。雖然我國並非聯合 國之會員，無法簽署京都議定書且目前並無減量責任，但依國際環保公約之經驗，我國 即使不簽署公約及享受權利，相關義務卻仍需履行，除此之外，我國更基於環保、避免 國際制裁、提升國家競爭力等觀點，應積極提出降低溫室氣體排放之解決方案。再者， 2009 年世界經濟論壇(WEF)指出，為避免地球平均溫度上升超過攝氏 2 度，全球從現在 至 2030 年間，每年應投資清潔能源 5,150 億美元。為因應此一趨勢，政府刻正推動「國 家節能減碳總計畫」十大標竿方案，設訂具體節能目標(未來 8 年每年提高能源效率 2%) 與減碳目標(2025 年排放量回歸到 2000 年水準)。 面對全球節能減碳的浪潮，綠色能源產業已經是各國將持續至本世紀中期最重要的 新興產業。我國政府亦一再宣示推動綠色能源產業的決心，並陸續公布與展現推行的各 項政策與措施。面對全球金融海嘯及氣候變遷威脅，世界各國均推動綠色振興方案(Green stimulus package)，以具體行動發展低碳、具資源效率的綠色經濟。換言之，綠色新政已 成為全球施政的新潮流，根據聯合國環境規劃署(UNEP)「全球綠色新政」報告研究，2010 年全球經濟振興方案規模達 3 兆 163 億美元，其中有 15.4%(4,633 億美元，占全球 GDP 比率 0.7%)的財政支出投入綠色經濟相關領域。依我國行政院環保署資料，2009 年我國 用於綠色新政相關預算 1,339 億元，約占 GDP 的 1%，與各國比較不遑多讓。

2 為發展綠能產業之各國積極於綠色新政投資規模，其中，美國用於發展替代能源、 智慧電網與再生能源發展規劃的能源相關經費規模約 1070 億美元，德國投資在因應氣候 變遷基礎投資與節能規模約 1048 億美元，日本投資在加速實現低碳社會及開發節能型交 通工具的主要能源相關政策約 75 兆日圓，韓國在四年內投資 LED 產業、綠色運輸系統 及先進綠色城市的主要能源相關政策約 50 兆韓元(380 億美元)，而台灣政府在「因應景 氣振興經濟方案」提高購置節能設備、獎勵購置節能標章產品及提高再生能源設置補助 等項以納入 10%綠色內涵獎勵投資約 500 億元台幣。此外，2009 年 4 月經濟部更提出「綠 色能源產業旭升方案」以能源光電雙雄與能源風火輪獎勵方案，推動太陽光電、LED 照 明、 風力發電、生質燃料、氫能與燃料電池、能源資通訊與電動車輛等選定重點加以扶 植，估計在六年內總產值會有 5~10 倍的成長，是為未來六年很重要的新興產業，積極從 事綠能科技應用的相關研究是未來提升台灣競爭力相當重要的課題。

1.2 研究動機與目的

另一方面，近來由於高科技產業的迅速發展，電能在科技發展中扮演非常重要的角 色，不論是工業製造、交通運輸與通訊傳輸等皆需要電能之供給，此電能的有效利用已 成為推動科技進步的關鍵之一。再者，近年來民生及工業電力設備對電力的需求日益增 加且半導體技術與半導體功率元件發展迅速，使得電力電子技術得以快速發展，因此電 能的轉換變為更加容易；進一步地也由於電力電子技術之進步與發展，電源轉換之技術 得以突飛猛進，輕薄短小且效率高的訴求，普遍為市場新產品的主流，當然切換式電源 電源供應器(switching mode power supply, SMPS)或充電器(charger)也不例外。2010 年美國 環保署估計，在美國每個人擁有 9 個外接式電源供應器，全美國總數多達 27 億個。從電 路架構的改變、切換的頻率的提高到軟式切換(soft switching)技術的使用[1-6]，現今之技 術於體積縮小與轉換效率提高已有相當之成效。然而從經濟成本的設計觀點而言，要達

3 到上述目標，總是在作一連串的比較與抉擇；如電路架構成熟度、設計變壓器時鐵心損 失與銅線繞組損失的平衡、零件的選擇與廢熱的處理、濾波器的儲能與損失平衡及成本 效益的平衡等等。這些考量決定了電路架構、變壓器設計以及機構佈局。彼此之間高度 相依，尤其是變壓器之設計與選用，更是牽一髮而動全身。[7-10] 此外，近十餘年來由 於能源短缺的問題日益嚴重，全球石油蘊藏供應量每年以 0.9%竹年遞減中，預估 2050 年 全球石油蘊藏供應量僅能提供現今需要之 85%。在全球倡導綠色環保及節能概念的前提 下，除了要求降低電子產品待機功耗(standby power dissipation)之外，同時也定訂不同負 載變動下之電源轉換效率的標準。具統計澳洲家用產品於 2000 年有 11.6% 能量消耗於輕 載之待機 standby 模式。換言之澳洲家用產品於 2000 於輕載之待機模式造成 5 億元美元 的能源浪費並產生約 5 百萬噸之 CO2。近年來歐洲、大陸、美國等皆以訂出電器產品於 輕載之待機 standby 模式之最高功率消耗。美國能源之星(Energy Star)，除了規範消費性 電子產品之待機功耗標準外，同時也針對 1/4 載、半載、3/4 載以及滿載之下電源轉換效 率訂定日趨嚴苛的標準。再者，美國能源之星 80 Plus 的規範，更定訂了 PC/SERVER 等 多組輸出之 AC/DC 電源電源供應器在低負載(20%額定功率)、中負載(50%額定功率)與高 負載(100%額定功率)下所使用的目標效率值。 近年來推出的多組輸出電源供應器，幾乎都採用升壓電源供應器並加上磁性元件來 作為隔離元件以建構一最高輸出電壓之單組輸出之電源供應器，其他低於最高輸出電壓 之各組輸出電壓分別以具同步整流 [11-14]之單一非隔離式直流-直流降壓型電源供應器 來得到個別負載所需的電壓，並完成多組輸出(multiple output)之架構[15-19]。另一電路架 構，則是藉由升壓電源供應器再串接直流一直流電源供應器，來解決負載交錯變動時之 輸出電壓調整率欠佳的問題。雖然此種架構雖可以提升效率並同時改善多組輸出之交錯 調節(cross regulation)欠佳的問題來符合規範要求，但由於此架構比傳統架構更複雜外， 除雙級電力轉換外，每個電源供應器都須要有一個自己的控制器與迴授控制線路。再者， 由於每個控制器彼此之間一般並未做同頻同步控制，故彼此間存在著差頻雜訊干擾的問

4 題，因此必須加入更多的機制及更多的電路，導致設計複雜、零組件增加及成本提高。 另一種多組輸出負載電路架構[20-23]，則是採用具雙組輸出之隔離式 LLC 直流-直流電源 供應器。然而由於兩組輸出電壓相互關聯，因此依然存在著電壓調整率不佳之問題。為 解決此一問題，一般則是在隔離式 LLC 直流-直流電源供應器的雙組輸出端加入虛負載 (dummy load)，並額外加入一組具定電流控制之非隔離式直流一直流升壓電源供應器。此 舉雖然解決了雙組輸出之隔離式 LLC 直流-直流電源供應器之電壓調整率欠佳的問題，但 同時也降低了電源供應器的整體效率。 另，為了讓多組輸出電源供應器各組輸出皆能有高精度之輸出電壓，傳統多繞組輸 出架構會在二次側加入線性電壓調節器(Linear Regulator)、耦合電感[24]-[28]、次極端後 穩壓器(Secondary-Side Post Regulator)、磁放大器[29,30] 或變壓器控器策略[31,32]等方法 來達到穩定輸出電壓的目的。但是若於無回授控制輸出端使用線性電壓調節器將會使得 系統效率降低；若使用耦合電感，則容易造成大的電路循環電流於兩輸出側之間且易造 成輸出電壓漣波變大，導致整體電路效率下降；若使用磁放大器，由於磁性放大器之鐵 鋅材料為非線性，在實際應用上控制較為困難，且當電源供應器工作在高頻時，會產生 較大的鐵芯損失，導致系統效率下降；若使用變壓器控制策略，此方法須在二次側多增 加一輔助繞組，致使整體系統之體積及成本增加。 顯示系統中通常包括照明模組和控制模組。照明模組包括一或多個光源，例如，多 組發光二極體（LED）鏈。控制模組通常包括微控制器、音頻處理器和視頻處理器。控 制模組控制照明模組的啟動/關閉以及亮度，並處理音頻、視頻信號。照明模組和控制模 組對於電力的需求可能不同。因此，需要有雙組輸出電源供應器以提供第一直流電壓以 及第二直流電壓已分別為照明模組和控制模組供電。 為了提升雙組輸出電源供應器效率並同時改善雙組輸出之交錯調節(cross regulation) 欠佳的問題，本論文提出一分時控制方法，當負載交錯變動時能自動調節電壓，使其穩

5 定在合理之誤差範圍內外，並由一次側開關之脈波寬度中加入一高頻脈波寬度來調控另 一組輸出電壓，藉此以實現獨立調控並使得各組輸出皆能具有好的電壓調節率之目的。 最後，藉由理論推導、模擬及實作來驗證所提架構之可行性及有效性。

1.3 論文架構

本論文架構可分為五個章節： 第一章：緒論 說明論文研究背景及研究動機與目的。內容簡要介紹雙組輸出直-直流電源轉換器 的優異特性其應用。 第二章： 單組輸出直-直流電源轉換器 介紹一般對直-直流電源轉換器轉換器之要求外，並介紹不同類型單組輸出直-直流 電源轉換器及其工作原理與特性，以為對直-直流電源轉換器之研究參考。 第三章：雙組輸出直-直流電源轉換器 本章介紹藉所提之分時控制方法並應於雙組輸出直-直流電源轉換器來調控雙組 輸出電壓，並使雙組輸出皆能具有好的電壓調節率。 第四章：結果與討論 先由系統規格之設定後，以設計決定電力元件參數。接著，再利用 PSIM 之模擬環境 來驗證本論文所提之順向式電源供應器之可行性。最後，將透過實作電路並搭配 FPGA 來 實現全數位化控制以驗證其有效性。 第五章：結論與未來規劃 對整體作個總結並提出未來改進的方向與建議。

6

第二章 單組輸出直-直流電源轉換器

2.1 前言

一般對直-直流電源轉換器轉換器之要求為：(1) 輸出電壓對於規格內之輸入電壓或 負載變化必須在一定規定範圍內；(2) 輸出端與輸入端需作電氣隔離；(3) 持續降低體積 與增加效率。具隔離型之單組輸出直-直流電源轉換器電源轉換器之架構可分為返馳式 (Flyback)與兩種順向式(Forword)型式。

2.2 單組輸出反馳式直-直流電源轉換器

圖2-1所示為返馳式直-直流電源轉換器電路，其是利用耦合電感來達到能量轉換的 目的，整個電路的工作核心為變壓器之儲存與釋放磁能。返馳式直-直流電源轉換器具 有成本低、電路成熟與架構簡單的特點，並且容易達到多組輸出的目的，所以常使用在 輔助的電路設計以供應整個系統的電源需求。圖2-2為返馳式轉換器操作在連續電流模 式下的電壓與電流波形圖。 Vin Vo Co S1 D1 vds1 vgs1 R T 1: 2 N N iN2 iN1 Ro VN1 VN2 圖 2-1 單組輸出反馳式直-直流電源轉換器

7 1 gs v t 2 N i 1 N i 0 t t1 t t 1 N i  2 N i  2 N V n Vin  o V t t S T t ₀ S T 圖 2-2 單組輸出反馳式直-直流電源轉換器相關電壓與電流波形 狀態一：[t₀ t t₁] 如圖 2-3 所示，當功率開關𝑆1導通，由電源端看進去的磁性元件是電感，輸入電源 對儲能電感充電，一次側電流𝑖_𝑁1流經儲能電感的一次側繞組，並儲存磁能於儲能電感

8 中，電感上有跨壓存在，一次側電流𝑖_𝑁1線型上升。由於繞組的一次側與二次側的極性 相反，因此輸出二極體𝐷₁為逆向偏壓，二次側視同開路，此時輸出能量完全由輸出電容 提供，此時輸出電容上的電壓會有些許程度的降低，完全視電容量的大小而決定。形圖 Vin Vo Co S1 D1 vds1 vgs1 R T 1: 2 N N iN2 iN1 Ro VN1 VN2 圖 2-3 單組輸出反馳式直-直流電源轉換器狀態一之電路動作圖 一次側儲能電感𝐿_𝑝之電壓方程式為 on N p in t i L V   1 (2-1) 一次側電流的變化率 on P in N t L V i   ₁ (2-2) 功率開關𝑆₁導通期間，一次側電流𝑖_𝑁1線性增加，且其變化率由(2-2)式決定。鐵芯內的 磁通密度由餘磁𝐵_𝑟上升到工作峰值𝐵_𝑤。

9 狀態二：[t₁tt₀T_s] 如圖 2-4 所示，功率開關𝑆1截止，由於儲能電感的磁通必須連續，使得輸出二極體 𝐷₁順向偏壓，繞組的極向相反，感應電流出現在二次側，此時的儲能的電感電壓也會反 相來重置磁通，其電壓大小等於輸出電壓加上二極體的順向壓降，而流過二極體的儲能 電感電流開始線性減少，除了供應負載電流，同時也對輸出電容𝐶₀充電，這時候輸出電 容上的電壓會有些許程度提高，也完全視電容量的大小而決定。跨於二次繞組上的壓降 為V_N2 。 V₀ Vin Vo Co S1 D1 vds1 vgs1 R T 1: 2 N N iN2 iN1 Ro VN1 VN2 圖 2-4 單組輸出反馳式直-直流電源轉換器狀態二之電路動作圖 二次側儲能電感𝐿_𝑆之電壓方程式為 off N S o t i L V   2 _(2-3) 二次側電流的變化率 為 i_N2 o _off N t L V i S 2   (2-4)

10 功率開關𝑆₁截止期間，輸入電流降為零，二次側電流的變化率由(2-4)式決定。在 二次側電流線性減少的過程中，鐵芯內的磁通密度由工作峰值 𝐵_𝑤 逐漸下降到餘磁 𝐵_𝑟。 由於儲能電感上的電流增減量應相同，因此 2 2 2 1 1 N N N i n i N N i      (2-5) 其中，n 為匝數比。 功率開關導通的時間佔整個切換週期的比率稱為工作週期 D。將t_on= DTs與toff = (1 − D)T_s代入(2-5)式可以得到平均輸出電壓對輸入電壓的比值為 D D n V V in o   1 1 (2-6) 由上分析可知反馳式直-直流電源轉換器可視為降-升壓型直-直流電源轉換器之隔離 型。

2.3 單組輸出順向式直-直流電源轉換器

圖 2-5 所示為順向式直-直流電源轉換器，其是降壓型轉換器之隔離型具有成本低、 電路成熟與架構簡單的特點，並且容易達到多組輸出的目的，所以常使用在輔助的電路 設計以供應整個系統的電源需求。圖 2-6 為返馳式轉換器操作在連續電流模式下的電壓 與電流波形。

11 Vin Lo Co S1 D1 D2 vLo iLo iD2 vds1 vgs1 R T 1: 2 N N iN2 iN1 Ro 圖 2-5 單組輸出順向式直-直流電源轉換器 狀態一：[t₀ t t₁] 如圖 2-7 所示，當功率開關𝑆1導通，二極體𝐷1順向偏壓，輸出二極體𝐷1逆向偏壓， 儲能電感𝐿_𝑜之電壓方程式為 on Lo o o in t i L V V N N _{ }  1 2 _(2-7) 輸入電流的變化率如下 on o o in Lo t L V V N N i    1 2 (2-8)

12 1 gs v t 2 N i 1 N i 0 t t1 t t Lo i  Lo V o V  o in V V N N _ 1 2 t t S T t ₀ S T Lo i 圖 2-6 單組輸出順向式直-直流電源轉換器相關電壓與電流波形 功率開關𝑆₁導通期間，輸入電流𝑖_𝐿𝑜線性增加的過程中，鐵芯內的磁通密度由餘磁𝐵_𝑟上升 到工作峰值 𝐵_𝑤。

13 Vin Vo Lo Co S1 D1 D2 vLo iLo iD2 vds1 vgs1 iN2 iN1 Ro 圖 2-7 單組輸出順向式直-直流電源轉換器狀態一之電路動作圖 狀態二：[t₁tt₀T_s] 如圖 2-8 所示，當功率開關𝑆1截止，由於儲能電感的磁通必須連續，使得二極體𝐷2 順向偏壓，而流過二極體的儲能電感電流開始線性減少，除了供應負載電流，同時也對 輸出電容𝐶₀充電，這時候輸出電容上的電壓會有些許程度提高，也完全視電容量的大小 而決定。 Vin Vo Lo Co S1 D1 D2 vLo iLo iD2 vds1 vgs1 R T 1: 2 N N iN2 iN1 Ro 圖 2-8 單組輸出順向式直-直流電源轉換器狀態二之電路動作圖

14 儲能電感𝐿_𝑜之電壓方程式為 off Lo o o t i L V   (2-9) 二次側電流的變化率 為 i_Lo off o Lo t L V i 0   (2-10) 功率開關𝑆₁截止期間，二次側電流的變化率由(2-10)式決定。在二次側電流線性減少的 過程中，鐵芯內的磁通密度由工作峰值𝐵_𝑤逐漸下降到餘磁𝐵_𝑟。 由於儲能電感𝐿₀上的電流增減量應相同，因此 n D V V in o  (2-11) 需注意的是，實際之順向式直-直流電源轉換器必須將變壓器之磁化電流考慮入列 否則變壓器之儲能將損壞轉換器。傳統單組輸出順向式電源供應器電路架構，利用去磁 電感(第三繞組) 將變壓器磁化電感知儲能回送至輸入電源。其最大責任週期Dmax可藉由 變壓器第一繞組匝數及第三組匝數而得。[34] 3 1 1 1 / max D N N   (2-12) 由(2-12)式可知，當第一繞組匝數等於第三繞組匝數時，此電源供應器之最大責任 週期為 0.5。然而，於本論文中則採用一 LC 緩衝電路(Snubber)來取代傳統順向式電源供 應器之第三繞組，以作為變壓器鐵芯磁通之重置電路，用以釋放變壓器之激磁電感及一 次側漏感之能量，且不會影響順向式電源供應器之基本運作原理和特性， 如圖 2-9 所 示。[35] 由於只需於一切換週期內保留足夠的去磁時間，故可解決一般傳統順向式電源 供應器之責任週期被受限之問題，。

15 單組輸出 LC 去磁順向式電源供應器之動作原理大致上與傳統順向式電源供應器 一樣，其不同點在於功率開關S₁截止時，變壓器之激磁電感及一次側漏感的去磁方式不 同。傳統順向式電源供應器是利用第三繞組來去磁變壓器能量，將能量回送至流電源端。 然而，LC 去磁順向式電源供應器則是將變壓器之去磁能量傳遞至電容C_s，以完成變壓 器去磁的動作。主功率開關S1截止時，激磁電感之能量開始傳送至電容Cs，根據文獻[35] 可得知，電容C_s為 2 , 2 2 (2 ) m Lm max s in un L I C V V    (2-13) 同時，激磁電流之峰值ILm亦可表示為 , 2 in Lm max s m V I f L     (2-14) Vin _C s Ls Lo Co Ds1 Ds2 S1 D1 D2 vLo iLs vCs iLo iD2 iCs vds1 vgs1 R T 1: 2 N N iN2 iN1 iDs1 Ro LC 去磁電路 圖 2-9 LC 去磁順向式直-直流電源轉換器[35]

16

第三章 雙組輸出直-直流電源轉換器

3.1 前言

就具雙組輸出之直流-直流電源供應器之控制而言，一般只對其中一組輸出進行調 控，故當各組輸出進行負載調節時，彼此之間存在著交越調節的問題，而導致其餘無受 控組之輸出電壓無法穩定在所設定之值。本論文藉由所提之分時控制控制方法於雙組輸 出直-直流電源轉換器來調控各組之輸出電壓，以使得各組輸出皆能具有好的電壓調節 率。

3.2 分時控制 PWM 控制

圖 3-1 為所提之分時控制脈波寬調變（pulse width modulation, PWM）控制。當一次

側之開關S₁導通下，副輸出之功率開關S₂開始在此導通週期DT_S1內加入所對應之一高頻 之脈波寬度，以用來調控第二組輸出電壓，其中T_S1及T_S2分別為大切換週期及小切換週 期，且D_a及D_b分別為T_S1及T_S2所對應之責任週期，且D T_{a S1}為T_S2的整數倍；於一次側開 關S₁截止下，副輸出之功率開關S₂亦為截止狀態。 2 gs v 1 gs v

t

t

1 a S

D T

b

D

1 S

T

2 S

T

圖 3-1 分時控制 PWM 控制

17

3-3 雙組輸出反馳式直-直流電源轉換器

圖 3-2 為所提之具兩組輸出源之反馳式直-直流電源轉換器系統架構，其中，V_DC1為 主輸出之輸出電壓，S₁為一次側之開關，V_DC2為副輸出之輸出電壓，V_DC1透過 ADC 將 其訊號數位化後送入 FPGA，以產生適當的驅動訊號來調控一次側主功率開關S₁之責任 週期大小，而同時副輸出之輸出電壓V_DC2亦透過 ADC 將其訊號數位化後送入 FPGA， 以產生適當的驅動訊號來調控其二極體D₃串聯之開關S₂的責任週期大小。 Vin Co1 Co2 S1 S2 D1 D3 VDC1 VDC2 FPGA ADC ADC R T 1: 2: 3 N N N 1 N N2 3 N 圖 3-2 兩組輸出源之反馳式直-直流電源轉換器系統架構圖 首先，定義輸入電壓為理想直流值Vin、兩輸出端電壓VDC1與VDC2、iN2與iN3分別 為流過二極體D₁與D₃之電流。同時，此兩組輸出電感均操作在連續導通模式下，且二 次繞組之匝數N₂與三次繞組之匝數N₃相同，即N₂ N₃。由於兩輸出電感均操作在連續 導通模式下，因此於一週期內，此電源供應器共有三個操作狀態。圖 3-3 為此電源供應 器運作時之相關波形圖。 狀態一：[t₀ t t₁]

18 如圖 3-4 所示，當一次側開關S₁截止而S₂導通時，第二繞組磁化電感𝐿_𝑚2與 第三繞組磁化電感𝐿_𝑚3進行去磁，此時兩磁化電感跨壓如下所示：        2 3 1 2 DC Lm DC Lm V v V v , ₃ 3 1 2 2 1 1 N N N i N N i N N i      (3-1) 1 S T 2 gs

v

1 gs

v

t

1 a S D T 2 b S D T 2 N

i

2 S T 3 N

i

1 N

i

0

t

t

₁ t2 t0TS1

t

t

t

t

1 N i  2 N i  3 N i  圖 3-3 兩組輸出源之反馳式直-直流電源轉換器之相關波形圖

19 Vin Co1 Co2 S1 S2 D1 D3 VDC1 VDC2 R T 1: 2: 3 N N N iN2 iN1 iN3 1 N v v_N2 3 N v 圖 3-4 兩組輸出源之反馳式直-直流電源轉換器狀態一之電路動作圖 狀態二：[t1 t t2] 如圖 3-5 所示，當一次側開關S1截止而開關S2截止時，第二繞組磁化電感𝐿𝑚2繼續 作激磁，此時兩電感跨壓如下所示:       0 3 1 2 Lm DC Lm v V v , ₂ 2 1 1 N N i N N i    (3-2) Vin Co1 Co2 S1 S2 D1 D3 VDC1 VDC2 R T 1: 2: 3 N N N iN2 iN1 iN3 1 N v vN2 3 N v 圖 3-5 兩組輸出源之反馳式直-直流電源轉換器狀態二之電路動作圖

20 狀態三：[t2   t t0 Ts] 由 圖 3-6 所 示 ， 當 開 關 S₁ 與 S₂ 截 止 時 ， 第 二 繞 組 磁 化 電 感 𝐿_𝑚2 與 第三繞組磁化電感𝐿_𝑚3進行去磁兩者皆在激磁，此時兩電感跨壓如下所示：         in Lm in Lm V N N v V N N v 1 3 3 1 2 2 , i_N10 (3-3) Vin Co1 Co2 S1 S2 D1 D3 VDC1 VDC2 R T 1: 2: 3 N N N iN2 iN1 iN3 1 N v vN2 3 N v 圖 3-6 兩組輸出源之反馳式直-直流電源轉換器狀態三之電路動作圖 根據伏秒平衡定理，電感跨壓在一週期內之平均值為零，可推導出下列式子：              2 1 2 2 1 1 2 1 1 1 1 2 ) 1 ( ) 1 ( S S a DC S b S a in S a DC S a in T T D V T D T D V N N T D V T D V N N (3-4) 將(3-4)式整理後可得 DC1 in V V 與 2 DC in V V 之表示式分別為

21           b a a in DC a a in DC D D D N N V V D D N N V V 1 1 1 3 2 1 2 1 (3-5) 由(3-5) 可知所提之多組輸源順向式直-直流電源供應器其輸出源VDC1與VDC2確實可由Da 與Db分別獨立控制。

3.3 雙組輸出順向式直-直流電源轉換器

圖 3-7 為所提之具兩組輸出源之順向式電源供應器的系統架構，於下列說明及分析 時，將不考慮一次側之 LC 緩衝器。其中，V_DC1為主輸出之輸出電壓，S₁為一次側之開 關，VDC2為副輸出之輸出電壓，VDC1透過 ADC 將其訊號數位化後送入 FPGA，以產生 適當的驅動訊號來調控一次側主功率開關S1之責任週期大小，而同時副輸出之輸出電壓 2 DC V 亦透過 ADC 將其訊號數位化後送入 FPGA，以產生適當的驅動訊號來調控其二極 體D₃串聯之開關S₂的責任週期大小。 Vin Ls Lo1 Lo2 Co1 Co2 Ds1 Ds2 S1 S2 D1 D2 D3 D4 VDC1 VDC2 FPGA ADC ADC Cs R T 1: 2: 3 N N N 1 N N2 3 N 圖 3-7 兩組輸出源之順向式電源供應器的系統架構

22 為了簡化分析，在此不考慮一次側之 LC 緩衝器。首先，定義輸入電壓為理想直流 值V_in、兩輸出端電壓V_DC1與V_DC2、i_N2與i_N3分別為流過二極體D₁與D₃之電流、i_Lo1與i_Lo2 分別為流過輸出電感L_o1與L_o2之電流。同時，此兩組輸出電感均操作在連續導通模式下， 且二次繞組之匝數N₂與三次繞組之匝數N₃相同，即N₂N₃。由於兩輸出電感均操作在 連續導通模式下，因此於一週期內，此電源供應器共有三個操作狀態。圖 3-8 為此電源 供應器運作時之相關波形圖。

23 1 S T 2 gs v 1 gs v t 1 a S D T 2 b S D T 2 N i 2 S T 3 N

i

1 Lo i 2 Lo i 1 N i 0 t t1 t2 t0TS1 t t t t t t 圖 3-8 兩組輸出源之順向式電源供應器之相關波形 狀態一：[t₀ t t₁]

24 如圖 3-8 所示，當一次側開關S₁與S₂導通時，輸出電感L_o1與L_o2進行激磁，此時兩 電感跨壓如下所示： 1 2 1 2 3 2 Lo N DC Lo N DC v v V v v V     _{ }  (3-6) 根據理想變壓器匝數比可得知vN2及vN3與vN1之關係式為 1 2 2 2 1 1 1 3 2 3 1 1 1 N in N N in N N in v V N N v v V N N N N v v V N N   _   _{ }        (3-7) 將(3-6)式帶入(3-7)式，經整理後可得 2 1 1 1 2 2 2 1 Lo in DC Lo in DC N v V V N N v V V N  _{ }    _{ }  (3-8) Vin Lo1 Lo2 Co1 Co2 S1 S2 D1 D2 D3 D4 VDC1 VDC2 R T 1: 2: 3 N N N iN2 iN1 iN3 iLo1 iLo2 1 N v v_N2 3 N v 圖 3-9 兩組輸出源之順向式電源供應器狀態一之電路動作圖

25 狀態二：[t₁ t t₂] 如圖 3-10 所示，當一次側開關S₁導通而開關S₂截止時，輸出電感L_o1繼續作激磁動 作而輸出電感L_o2開始去磁，此時兩電感跨壓如下所示: 1 2 1 2 2 Lo N DC Lo DC v v V v V     _  (3-9) Vin Lo1 Lo2 Co1 Co2 S2 D1 D2 D3 D4 VDC1 VDC2 S1 iN2 iN1 iN3 iLo1 iLo2 R T 1: 2: 3 N N N 1 N v v_N2 3 N v 圖 3-10 兩組輸出源之順向式電源供應器狀態二之電路動作圖 狀態三：[t₂   t t₀ T_s] 由圖 3-11 所示，當開關S₁與S₂截止時，輸出電感L_o1與L_o2兩者皆在去磁，此時兩 電感跨壓如下所示： 1 1 2 2 Lo DC Lo DC v V v V    _  (3-10)

26 R T 1: 2: 3 N N N D1 Lo1 VDC2 Vin Lo2 Co1 Co2 S1 S2 D2 D3 D4 VDC1 iN2 iN1 iN3 iLo1 iLo2 1 N v 2 N v 3 N v 圖 3-11 兩組輸出源之順向式電源供應器狀態三之電路動作圖 根據伏秒平衡定理，電感跨壓在一週期內之平均值為零，可推導出下列式子： 2 1 1 1 1 1 1 1 2 2 2 2 2 2 1 1 2 2 ( ) (1 ) ( ) (1 ) (1 ) in DC a S DC a S a S a S in DC b S DC b S DC a S S S N V V D T V D T N D T D T N V V D T V D T V D T N T T  _{   }    _{        }  (3-11) 將(3-11)式整理後可得 DC1 in V V 與 2 DC in V V 之表示式分別為 1 2 1 2 2 1 DC a in DC a b in V N D V N V N D D V N  _     _  (3-12) 由(3-12)可知所提之多組輸源順向式直-直流電源供應器其輸出源V_DC1與V_DC2確實可由D_a 與Db分別獨立控制。

27

第四章 結果與討論

4.1 前言

首先由系統規格之設定後，以設計決定電力元件參數。接著，再利用 PSIM 之模擬 環境來驗證本論文所提之雙組輸出源順向式電源供應器之可行性。最後，將透過實作電 路並搭配 FPGA 來實現全數位化控制以驗證其有效性。

4.2 元件設計

本論文的系統規格如下為：(1)輸入電壓為 24V；(2)輸出電壓V_DC1與V_DC2為 56V 與 44V；(3) 開關切換頻率 f_S1與 f_S2為 50kHz 與 200kHz 且責任週期D_a與D_b為 0.75 與 0.8； (4) 額定輸出功率Po1與Po2為 50W 與 40W；(5 額定輸出電流Io rated1, 與Io rated2, 為 0.9A。

4.2.1 電感設計 為了確保輸出電感工作於連續模式，如圖 4-1 所示，則下式必須成立 1 1, 2 Lo Lo min i I  (4-1) 2 2, 2 Lo Lo min i I   (4-2) 於(4-1)式及(4-2)式中，I_{Lo min1,} 及I_{Lo min2,} 分別為流經第一組及第二組之輸出電感的最小平 均值，且i_Lo1及i_Lo2分別為其對應之電流漣波值。 因此，本論文取最小輸出功率下所對應之電流漣波值來設計電感值，故可得 1, 1 1 2 2 5 =0.179A 56 o min Lo DC P i V     (4-3)

28 2, 2 2 2 2 4 0.182A 44 o min Lo DC P i V      (4-4) 由於電感於最小輸出功率時仍須操作於連續導通模式，故可求得 Lo1及 Lo2之表示式為 1 1 1 1 (1 ) 56 (1 0.75) 20μ 0.182 1.55mH DC a S o Lo V D T L i         (4-5) 3 2 1 1 2 2 3 24 44(0.75 0.8) 20μ 0.18 1.86mH in DC a b S o Lo N V V D D T N L i                 (4-6) 為了確保輸出電感L_o1、L_o2在最低輸出電流時皆能操作於連續導通模式下，因此於實作 時電感之值必須略高於所估算的理論值，故於實際電路中輸出電感L_o1之感值約取1.7mΗ、 輸出電感L_o2之感值約取2mΗ。

29 1 Lo v 2 1 1 in DC N V V N  1 DC V  2 1 1 1 in DC o N V V N L  0 0 1 1 DC o V L  1 a S D T 1 Lo i  1 Lo I 1 Lo i 1 S T 2 Lo i

t

2 Lo v 2 2 1 in DC N V V N  2 DC V  0 2 2 1 2 in DC o N V V N L  2 Lo i  2 2 DC o V L  1 a S D T 2 b S D T

t

2 Lo I 2 S T

t

t

圖 4-1 輸出電感跨壓及電流之波形 本論文所採用的鐵芯為CSC 公司所生產之MPP Core 鐵芯材質，型號為 CM270125，其 相關之基本特性參數如表4-1 所示。

30

表 4-1 MPP Core 之基本特性參數表

Part No. AL Permeability (μi) Magnetic Path Length (cm)

CM270125 157 125 125 6.35 4.2.2 變壓器設計 由於順向式電源供應器之變壓器的主要目的為升壓以及傳遞能量，故本論文採用 A-CORE 公司所生產之高導磁率的鐵芯來製作變壓器，其型號為 EER/39/45JPP95，其規格如表 4-2 所示。 表 4-2 變壓器之鐵芯規格表 鐵芯型號 EER/39/45JPP95 飽和磁通密度( Bs ) 4100G 鐵芯有效截面積( Ae ) 123mm2 經由法拉第定律可得一次側N1 所需之最小圈數的表示式為 8 max 1  10 s e a in f B A D V N (4-7) 由於鐵芯在溫度升高時，會造成其Bs 下降並使得鐵芯易進入飽和區間，故本論文選擇 Bmax 為Bs 的70%，即Bmax 為2870G，將此值代入(17)式，可求得 一次側之圈數N1 為 2 . 10 10 10 50 2870 23 . 1 75 . 0 24 ₈ 3 1 _{  }     N (4-8) 再利用(4-8)式可求得二次側所需繞製之圈數

31 6 . 33 24 75 . 0 56 2 . 10 1 1 2 _     in a DC V D V N N (4-9) 此外，由於VDC1 與VDC2 兩電壓相近，故令三次側之圈數 N3為 N3=N2 =33.6 匝 (4-10) 藉由(4-8)-(4-9)式之計算結果，故於實際繞製變壓器時，匝數取整數後，可得 N1 =11 匝; N2 = 34 匝； N3 = 34 匝。 4.2.3 輸出電容設計 輸出電容之主要目的乃用以濾除輸出電流之電流漣波Δio，以提供直流電流給負載

端。當輸出電壓漣波Δvo 由輸出電容之串聯等效電阻 ESR (Equivalent Series Resistance)

決定時，其中，輸出電壓漣波Δvo 與ESR 兩者之關係為 Co Co i v ESR    (4-11) 除此之外，電解電容之經驗公式為 Co×ESR=65μ (4-12) 緊接著，設定輸出電容電壓漣波為輸出電壓之0.1%，故可由（4-11）與（4-12）式求得 輸出電容之Co1、Co2之值為104μF與134μF。本論文於實際應用時係採用220μF之Rubycon 電解電容來充當輸出電容Co1 與Co2。

4.3 PSIM 模擬軟體介紹

PSIM 全稱為Power Simulation是由SIMCAD 和SIMVIEM兩個軟體來組成，專門為 電力電子和電動機控制設計的一款模擬軟體。具有模擬高速、使用者介面友好、波形解 析等功能外，它將半導體功率器件等效為理想開關，能夠進行快速的模擬，對於初學者

32 來說更容易掌握。因此可為電力電子電路的解析、控制系統設計、電機驅動研究等有效 提供強有力的模擬環境。[36] PSIM模擬解析系統，不只是回路模擬單體，還可以和其他公司的模擬器連接，為 使 用 者 提 供 高 開 發 效 率 的 模 擬 環 境 。 例 如 ， 在 電 機 驅 動 開 發 領 域 ， 控 制 部 分 用 MATLAB/Simulink實現，主回路部分以及其周邊回路用PSIM實現，電機部分用電磁場 分析軟體MagNet、JMAG實現，由此進行連成解析，實現更高精度的全面模擬系統，在 歐美和日本廣為使用。

4.4 模擬及實驗結果與討論

圖4-2為所提之順向式電源供應器電路圖，其中，所有元件均視為理想，並於兩額 定輸出功率分別為P _o1 50W和P_o240W之條件下，來進行開迴路模擬。模擬結果如圖 4-3~圖4-7所示。 圖 4-2 雙組輸出源順向式電源供應器之模擬電路圖

33 1 gs v 2 gs v 1 ds v 2 ds v 20V 100V 100V 20V 5μs 圖 4-3 額定負載下之相關模擬波形圖 (1) vgs1；(2) vgs2；(3) vds1；(4) vds2 20V 20V 5μs 500mA 500mA 1 gs v 2 gs v 1 Lo i 2 Lo i 圖 4-4 額定負載下之相關模擬波形圖 (1) vgs1；(2) vgs2；(3) iLo1；(4) iLo2

34 20V 20V 1A 1A 1 gs v 2 gs v 2 N i 3 N i 5μs 圖 4-5 額定負載下之相關模擬波形圖 (1) vgs1；(2) vgs2；(3) iN2；(4) iN3 20V 20V 10A 5μs 1 gs v 2 gs v 1 N i 圖 4-6 額定負載下之相關模擬波形圖 (1) vgs1；(2) vgs2；(3) iN1

35 5μs 20V 20V 1 DC V 2 DC V 圖 4-7 額定負載下之相關模擬波形圖 (1) V_DC1；(2) V_DC2 本論文所提之雙組輸出源前向式電源供應器不同負載下之之相關量實驗測波形如 圖4-8~圖4-21所示。綜上之圖4-8~圖4-21之穩態波形可知，本論文所提之雙組輸出源前 向式電源供應器之動作行為與前所做之分析及電路模擬之結果相符合，故驗證本論文所 提之系統架構的可行性。

36 1 gs v 2 gs v 2 N i 3 N i 20V 20V 5μs 1A 1A 圖 4-8 10%額定負載下之相關量測波形圖 (1) v_gs1；(2) v_gs2；(3) i_N2；(4) iN3 2 0 V 2 0 V 5 μ s 1 0 A 1 N i 1 g s v 2 g s v 圖 4-9 10%額定負載下之相關量測波形圖 (1) v_gs1；(2) v_gs2；(3) i_N1

37 1 gs v 2 gs v 1 ds v 2 ds v 5μs 20V 20V 100V 100V 圖 4-10 10%額定負載下之相關量測波形圖 (1) v_gs1；(2) v_gs2；(3) v_ds1；(4) vds2 20V 20V 5μs 1 DC V 2 DC V 圖 4-11 10%額定負載下之相關量測波形圖 (1) V_DC1；(2) V_DC2

38 1 gs v 2 gs v 1 Lo i 2 Lo i 20V 20V 5μs 1A 1A 圖 4-12 50%額定負載下之相關量測波形圖 (1) v_gs1；(2) v_gs2；(3) i_Lo1；(4) iLo2 20V 20V 5μs 1A 1A 1 gs v 2 gs v 2 N i 3 N i 圖 4-13 操作於 50%額定負載下之相關量測波形圖 (1) v_gs1；(2) v_gs2；(3) i_N2；(4) i_N3

39 2 0 V 2 0 V 5 μ s 1 0 A 1 N i 1 g s v 2 g s v 圖 4-14 50%額定負載下之相關量測波形圖 (1) v_gs1；(2) v_gs2；(3) i_N1 20V 20V 5μs 100V 100V 1 gs v 2 gs v 1 ds v 2 ds v 圖 4-15 50%額定負載下之相關量測波形圖 (1) v_gs1；(2) v_gs2；(3) v_ds1；(4) v_ds2

40 20V 20V 1 DC V 2 DC V 5μs 圖 4-16 50%額定負載下之相關量測波形圖 (1) V_DC1；(2) V_DC2 20V 20V 5μs 1A 1A 1 gs v 2 gs v 1 Lo i 2 Lo i 圖 4-17 100%額定負載下之相關量測波形圖 (1) v_gs1；(2) v_gs2；(3) i_Lo1；(4) i_Lo2

41 1 gs v 2 gs v 2 N i 3 N i 20V 20V 5μs 1A 1A 圖 4-18 100%額定負載下之相關量測波形圖 (1) v_gs1；(2) v_gs2；(3) i_N2；(4) iN3 2 0 V 2 0 V 5 μ s 1 0 A 1 N i 1 g s v 2 g s v 圖 4-19 100%額定負載下之相關量測波形圖 (1) v_gs1；(2) v_gs2；(3) i_N1

42 5μs 1 gs v 2 gs v 1 ds v 2 ds v 20V 20V 100V 100V 圖 4-20 100%額定負載下之相關量測波形圖 (1) v_gs1；(2) v_gs2；(3) v_ds1；(4) vds2 20V 20V 5μs 1 DC V 2 DC V 圖 4-21 電 100%額定負載下之相關量測波形圖 (1) V_DC1；(2) V_DC2 圖 4-22 及圖 4-23 分別顯示出副輸出負載 100%時主輸出負載由 10%額定負載加載 至 100%額定負載及 100%額定負載卸載至 10%額定負載時所對應之輸出電壓的變動波形。 若以負載變動後回復至額定輸出電壓值為回復時間，則由此兩圖可知，負載變動時之主 輸出電壓回復時間約為 70ms，副輸出電壓回復時間約為 50ms，且當負載變化瞬間，於

43 主輸出電壓上所造成之變動量約為 7.1%的輸出電壓值，於副輸出電壓上所造成之變動量 約為 2.3%的輸出電壓值。 圖 4-24 及圖 4-25 分別顯示出主輸出負載 100%時副輸出負載由 10%額定負載加載 至 100%額定負載及 100%額定負載卸載至 10%額定負載時所對應之輸出電壓的變動波形。 若以負載變動後回復至額定輸出電壓值為回復時間，則由此兩圖可知，負載變動時之主 輸出電壓回復時間約為 50ms，副輸出電壓回復時間約為 100ms，且當負載變化瞬間， 於主輸出電壓上所造成之變動量約為 2.7%的輸出電壓值，於加載時副輸出電壓上所造成 之變動量約為 19.3%的輸出電壓值，於卸載時副輸出電壓上所造成之變動量約為 19.3% 的輸出電壓值。 50ms 1 o i 1 DC v 2 DC v 1A 5V 5V 圖 4-22 副輸出於負載 100%時之主輸出負載由 10%加載至 100%之電壓波形圖 50ms 1 o i 1 DC v 2 DC v 1A 5V 5V 圖 4-23 副輸出於負載 100%時之主輸出負載由 100%卸載至 10%之電壓波形圖

44 1A 5V 5V 50ms 2 o i 1 DC v 2 DC v 圖 4-24 主輸出於負載 100%時之副輸出負載由 10%加載至 100%之電壓波形圖 1A 5V 5V 50ms 2 o i 1 DC v 2 DC v 圖 4-25 主輸出於負載 100%時之副輸出負載由 100%卸載至 10%之電壓波形圖 圖 4-26 所示為具雙輸出之順向式電源供應器之效率對負載電流的曲線圖。由圖 4-26 可知所提之順向式電源供應器於任何負載電流下，其效率皆在 86%以上，而最高效率可 達 90.4%，其中，滿載效率為 86.1%。

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第五章 結論與未來規劃

5.1 結論

本論文係研製一具獨立調控之雙組輸出之順向式電源供應器。其中，順向式電源 供應器可藉由個別之回授控制來調控其輸出電壓，藉由一次側開關之脈波寬度中加入一 高頻脈波寬度來調控另一組輸出電壓，藉此以實現獨立調控之目的，不會因各負載於彼 此輕重載交錯變動時，造成電壓變動過大的問題。

5.2 未來規劃

(1) 多組輸出源之設計：本論文僅探討分析雙組輸出源直-直流電源轉換器，未對多組輸 出源直-直流電源轉換器進行理論分析，故未來可對多組輸出源直-直流電源轉換器 進行理論分析及應用，來提升其進一步之實用性。圖 5-1 為應用本論文所提之分時 控制之燃料電池-鋰電池-超級電容混合電源供電系統架構圖。 (2) 電路拓樸(topology)：本論文電路拓樸係以單激磁源直-直流電源轉換器為理論基礎， 並未對雙激磁源之半橋式(half bridge)直-直流電源轉換器與及全橋式(full bridge)進 推衍分析，仍有待進專家學者持續投入研究與探討。

47 LP LS1 IS1 一次測開 關電路 IP LS2 IS2 LS3 IS 3 OCC 3 第一輸出電源 第二輸出電源 第三輸出電源 控制器(FPGA) VI N VI N VDC VB VUC VDC VB VUC Driver 0 Driver 3 Driver 2 VBR V UC VDCR

Driver 0 Driver 1 Driver3 OCC 2 OCC 1 Driver 1 DC Applications or AC with DC/AC Inverters Battery Ultracapacitor Driver2 B I IBR IB Fuel Cell H2 O2 圖 5-1 單級燃料電池-鋰電池-超級電容混合電源供電系統

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