國 立 交 通 大 學
電 機 與 控 制 工 程 學 系
碩 士 論 文
1.5 kW伺服器前級電源功率因數修正之系統性能
分析與改善
Analysis and Improvement of PFC system performance for
1.5 kW server power supply
研 究 生：李宗磬
指導教授：鄒應嶼 博士
1.5 kW伺服器前級電源功率因數修正之系統性能
改善與分析
Analysis and Improvement of PFC system performance
for 1.5 kW server power supply
研 究 生： 李宗磬 Student: Tzung-Ching Li 指導教授： 鄒應嶼 博士 Advisor: Dr. Ying-Yu Tzou
國立交通大學
電機與控制工程學系
碩士論文
A Thesis
Submitted to Department of Electrical and Control Engineering College of Electrical Engineering
National Chiao Tung University in Partial Fulfillment of the Requirements
for the Degree of Master in
Electrical and Control Engineering July 2008
Hsinchu, Taiwan, Republic of China
1 . 5 k W伺 服 器 前 級 電 源 功 率 因 數 修 正 之 系 統 性 能
分 析 與 改 善
研究生：李宗磬 指導教授：鄒應嶼 博士 國立交通大學電機與控制工程研究所 摘 要 本文主要探討用於伺服器電源前級 AC-DC 電源，採平均電流控制模式、具功 率因數修正、輸出電壓調節之連續導通模式升壓式功率因數修正轉換器之控制迴 路分析與性能改善。文中將針對採用連續導通模式控制之升壓式功率因數修正轉 換器說明平均電流控制模式的原理及電路控制架構、電路設計與控制信號回授方 式，再針對其電流迴路、電壓迴路及輸出阻抗進行小訊號模型及頻率響應推導與 分析，藉以探討在不同工作點下電壓迴路之相對穩定性。最後就前述分析，針對 控制系統中的電壓迴路補償器進行設計並加入一個陷波濾波器以提升系統電壓迴 路之頻寬以及暫態響應，降低 120 Hz 之輸出電壓漣波之影響，使系統功率因數得 以至少提升 5%。本文採用 PSIM 模擬軟體針對時域上之穩態、暫態之輸出電壓控 制、輸入電流之功率因數校正進行模擬，以及頻域上電流迴路、電壓迴路之迴路 增益以及系統輸出阻抗進行頻率響應之模擬，並與實驗結果互相比對驗證。Analysis and improvement of PFC system performance
for 1.5 kW server power supply
Student: Tzung-Ching Li Advisor: Dr. Ying-Yu Tzou
Department of Electrical and Control Engineering National Chiao Tung University
Abstract
This paper presents the analysis and improvement in power factor correction (PFC) and output voltage regulation of a boost PFC converter by using average current mode control scheme in applications to an 1.5 kW server power supply. Average current control scheme is adopted for the current regulation of the boost PFC converter due to its high efficiency and robust control characteristics for large load variations in high power applications. The selection of PFC controller IC with its auxiliary circuit realization has been described.
The small-signal model of the PFC converter has been derived for the control loop design of both inner current loop and outer voltage loop to achieve a compromise between line current distortion and output voltage regulation. In order to achieve fast dynamic response for output voltage regulation, a notch filter is designed to minimize double line frequency distortion within the voltage control loop. The effect of Q factor and phase distortion of the notch filter can be revealed by the simulated loop gain.
With a proper design of the notch filter and the voltage loop compensator, significant improvement of the dynamic response under step load change has been verified by using computer simulation oriented design with PSIM, a circuit simulator for power electronic circuits. Extensive computer simulations of static behavior and dynamic responses of the PFC converter have been carried out to illustrate both the design procedure and designed results. Experimental verification has been carried out on a constructed 1.5 kW PFC converter for servo power supply applications.
Experimental results are consistent with the simulation results and verify the performance improvement by using the proposed frequency domain design methodology.
誌 謝
首先要感謝我的老師鄒應嶼教授兩年來的悉心指導，除了專業知識上的啟發之 外，也讓我思考與解決問題的能力有很大的成長。 感謝育宗學長，在這兩年中給我很多的幫助，除了知識與經驗外，也提供我很 多寶貴的建議，並且經常的鼓勵我，以及已畢業之學長，少軍、韋吉、晏銓
、智 達、翊仲。 以及學弟們茗皓、煒超、哲瑋、宗瀚、家豪和國光，謝謝你們在這些日子裡陪 我一起經歷了研究生活的苦與樂，在我身體病痛時給予生活上的協助 感謝榮世良學長、林萬池先生等光寶科技股份有限公司同仁在硬體電路及實驗 設備方面的協助；感謝月貴在一些行政事務上的幫忙。 最後要感謝我的父母，還有所有關心我的家人與長輩，謝謝你們給我的支持與 關懷，願與你們一同分享這份喜悅與榮耀。謹以此論文獻給所有關心我的長輩與師長們…
李宗磬 2008 夏 於新竹交大目 錄
中文摘要 ...i 英文摘要 ... ii 誌謝 ... iii 目錄 ...iv 表列 ... vii 圖列 ... viii 第一章 緒論 ...1 1.1 研究背景與發展現況...1 1.2 研究動機與目的...2 1.3 論文架構 ...3 第二章 伺服器電源發展與規範 ...5 第三章 升壓式PFC轉換器之功率電路分析 ...10 3.1 功率因數定義...10 3.2 各式功率因數修正電路拓撲...12 3.3 升壓式PFC轉換器電路架構 ...14 3.3.1 功率電路規格與架構分析...14 3.3.2 工作模式分析...15 3.4 元件設計與電流有效值分析...17 3.4.1 橋式整流器之選取...17 3.4.2 電感之選取...18 3.4.3 功率開關之選取...18 3.4.4 主二極體之選取...20 3.4.5 輸出電容之選取...21 第四章 升壓式PFC轉換器之控制電路分析 ...25 4.1 常見PFC控制IC ...25 4.2 PFC連續導通模式控制架構 ...264.2.2 平均電流模式控制原理...27 4.2.3 功率開關切換頻率...28 4.3 控制訊號回授電路分析...29 4.3.1 電感電流回授電路...29 4.3.2 輸出電壓回授電路...31 4.3.3 輸入電壓前饋電路...31 4.4 控制補償器電路分析...33 4.4.1 電流誤差放大器...33 4.4.2 電壓誤差放大器...34 4.5 IC啟動電路與保護電路分析...35 4.5.1 過電壓保護/致能電路...35 4.5.2 峰值電流限制電路...36 4.6 功率開關閘極驅動電路...37 第五章 升壓式PFC轉換器之小信號模型分析 ...38 5.1 功率級開回路小信號動態模型 ...38 5.2 平均電流模式控制下的升壓式PFC轉換器小信號模型 ...41 5.3 電流迴路分析...42 5.3.1 電流迴路模型分析與推導...42 5.3.2 電流迴路補償器之設計...46 5.4 電壓迴路分析...46 5.4.1 電壓迴路模型分析與推導...46 5.4.2 電壓迴路補償器之設計...51 5.5 輸出阻抗分析...54 第六章 模擬及實驗結果分析與系統性能改善 ...54 6.1 以PSIM為基礎之模擬系統 ...54 6.2 模擬與實測結果分析與探討...55 6.2.1 系統穩態響應...55 6.2.2 系統暫態響應...60 6.2.3 系統功率因數與 THD 分析 ...65
6.3 系統性能改善...68 第七章 結論 ...76 參考文獻 ...77 附錄 ... 作者簡介 ...79
表 列
3.1 伺服器前級電源之升壓式 PFC 轉換器輸入規範. ... 15 3.2 伺服器前級電源之升壓式 PFC 轉換器系統測試參數 ... 23 4.1 市面常見 PFC 控制 IC. ... 25 5.1 升壓式 PFC 轉換器開回路小訊號模型轉移函數. ... 40 5.2 平均電流模式控制升壓式 PFC 轉換器小訊號模型符號. ... 42 6.1 CCM PFC 升壓式轉換器之規格參數. ... 55 6.2 PFC 平均電流模式控制電壓迴路各工作點之系統頻寬及相位增益. ... 64 6.3 系統各工作點之功率因數及 THD 之 PSIM 模擬結果... 65 6.4 系統各工作點之效率及功率因數、THD 實驗結果 ... 65 6.5 改善後系統各工作點之功率因數及 THD 之 PSIM 模擬結果... 74圖 列
2.1 兩級式伺服器電源供應器架構 ... 5 3.1 輸入電壓、輸入電流及電流基頻成份波形 ... 10 3.2 PFC 升壓式轉換器各式電路拓撲 ... 12 3.3 傳統 PFC 電路拓撲 ... 13 3.4 無橋式 PFC 電路拓撲 ... 13 3.5 升壓式轉換器電路架構 ... 14 3.6 升壓式 PFC 轉換器之電感電流波形 ... 16 3.7 升壓式 PFC 轉換器工作點特性曲線圖 ... 17 3.8 升壓式轉換器在連續導通模式下之電感電流波形 ... 19 3.9 升壓式 PFC 轉換器各功率元件之電流有效值與輸出電壓漣波值 ... 24 3.10 升壓式 PFC 轉換器各功率元件之電流有效值與輸出電壓漣波之 PSIM 模擬圖 ...24 4.1 平均電流控制模式控制架構 ... 27 4.2 電流誤差放大器輸出與 PWM 鋸齒波關係圖... 28 4.3 平均電流控制模式電流迴路圖 ... 29 4.4 電感電流感應電路 ... 30 4.5 輸出電壓回授電路與轉移函數系統方塊圖 ... 31 4.6 前饋電壓電路之(a)電路架構(b)等效轉移函數系統方塊圖 ... 32 4.7 電流誤差放大器 ... 33 4.8 電壓誤差放大器(a)電路原本架構(b)經過轉換的戴威寧等效電路 ... 34 4.9 IC 過電壓保護/致能電路圖 ... 35 4.10 峰值電流限制電路 ... 36 4.11 升壓式 PFC 轉換器功率開關閘極驅動電路 ...37 5.1 升壓式轉換器工作模式(a)開關導通(b)開關截止 ...38 5.2 平均電流控制控制模式升壓式 PFC 轉換器小訊號模型 ...415.4 廣義平均電流模式電流迴路系統方塊圖 ... 43 5.5 平均電流模式控制電流迴路增益頻率響應圖 ... 45 5.6 平均電流模式控制電流迴路閉迴路增益頻率響應圖 ... 45 5.7 升壓式 PFC 轉換器電流命令圖 ... 47 5.8 平均電流模式控制之升壓式 PFC 轉換器電壓迴路小信號等效模型圖 ... 48 5.9 平均電流模式控制電壓迴路系統方塊模型圖 ... 49 5.10 平均電流模式控制電壓迴路增益頻率響應圖 ... 50 5.11 升壓式 PFC 轉換器輸出阻抗開回路頻率響應圖 ... 52 5.12 平均電流模式控制升壓式 PFC 轉換器閉迴路輸出阻抗系統方塊圖 ... 53 5.13 平均電流模式控制升壓式 PFC 轉換器輸出阻抗閉回路頻率響應圖 ... 53 6.1 PSIM 電路繪製環境... 54 6.2 PFC 升壓式轉換器平均電流控制模式系統方塊圖 ... 56 6.3 使用連續導通模式 PFC 控制 IC 之 PFC 升壓式轉換器控制架構 ... 56 6.4 UCC3818 內部電路模擬圖 ... 57 6.5 負載 300 W、輸入電壓 220 VAC 之電感電流波形 ... 58 6.6 負載 300 W、輸入電壓 220 VAC 之輸出電壓波形 ... 58 6.7 負載 500 W、輸入電壓 220 VAC 之電感電流波形 ... 58 6.8 負載 500 W、輸入電壓 220 VAC 之輸出電壓波形 ... 58 6.9 負載 300 W、輸入電壓 220 VAC 之電感電流模擬波形與實測波形比對 圖 ...59 6.10 負載 500 W、輸入電壓 220 VAC 之輸出電壓模擬波形與實測波形比對 圖 ...59 6.11 負載 300 W、輸入電壓 220 VAC 之電感電流模擬波形與實測波形比對 圖 ...59 6.12 負載 500 W、輸入電壓 220 VAC 之電感電流模擬波形與實測波形比對 圖 ...60 6.13 輸入電壓 220 VAC、負載 300 W 切載至 500 W 之輸出電壓模擬波形與 實測波形比對圖 ...61 6.14 PFC 平均電流模式控制電壓迴路增益頻率響應 ...61
6.15 20%負載之電壓迴路增益頻率響應理論實驗比對圖... 62 6.16 34%負載之電壓迴路增益頻率響應理論實驗比對圖... 62 6.17 50%負載之電壓迴路增益頻率響應理論實驗比對圖... 63 6.18 80%負載之電壓迴路增益頻率響應理論實驗比對圖... 63 6.19 100%負載之電壓迴路增益頻率響應理論實驗比對圖... 63 6.20 PFC 平均電流模式控制電壓迴路各工作點之系統頻寬曲線圖 ... 64 6.21 PFC 平均電流模式控制電壓迴路各工作點之系統相位增益曲線圖 ... 64 6.22 20%、34%負載之線電壓、線電流、THD 以及 PF 之 PSIM 模擬波形 ... 66 6.23 50%、80%負載之線電壓、線電流、THD 以及 PF 之 PSIM 模擬波形 ... 66 6.24 滿載之線電壓、線電流、THD 以及 PF 之 PSIM 模擬波形 ... 67 6.25 實際量測之系統效率曲線圖 ... 67 6.26 PSIM 電路模擬與實際量測之系統功率因數曲線圖... 67 6.27 PSIM 電路模擬與實際量測之系統線電流 THD 曲線圖... 68 6.28 加入 notch filter 之系統方塊圖 ... 68 6.29 陷波濾波器之類比電路圖 ... 69 6.30 加入陷波濾波器之 PSIM 電路方塊圖... 70 6.31 加入陷波濾波器及 PI 控制器之電壓迴路頻率響應圖... 71 6.32 改善後之電壓迴路 MATLAB 與 PSIM 電路掃描頻率響應圖 ... 72 6.33 改善後之電流迴路頻率響應圖 ... 72 6.34 改善後之輸入電壓 220 VAC、負載 300 W 切載至 500W 之輸出電壓波 形圖 ...73 6.35 改善後之 20%、34%負載之線電壓、線電流、THD 以及 PF 之 PSIM 模 擬波形 ...73 6.36 改善後之 50%、80%負載之線電壓、線電流、THD 以及 PF 之 PSIM 模 擬波形 ...74 6.37 改善後之 50%、80%負載之線電壓、線電流、THD 以及 PF 之 PSIM 模 擬波形 ...74
6.39 改善後之 PSIM 電路模擬與改善前 PSIM 電路模擬與實際量測之系統線 電流 THD 曲線圖 ...75
第 一 章
緒 論
1.1
研究背景與發展現況
在能源需求節節高漲的21世紀，與日俱增的供電需求與發電成本使得人類必需在 建構大量電廠的同時，發展更具效率的電力電子儀器與技術。故提升與改善供電品 質，已成為今日歐美亞先進國家的主要發展之課題。近二十年來在半導體產業的帶動 下，新一代有著更高耐壓耐流的半導體功率元件及電力電子切換技術的與日俱進，亦 使得能源轉換器的類別及應用日新月異。由於各式電源產品均需以市電作為輸入來 源，將交流電源轉換至直流電源，以提供設備內部控制半導體驅動與輸出功率需求。 然而不同負載的應用，將導致電源的輸入端含有大量的諧波電流，進而使得供電線路 成本大增以及電力轉換效率低落。為解決上述之問題，故有功率因數修正(Power Factor Correction)電路的出現。近年來應用MOSFET與IGBT等功率元件，採用不同架構於交 直流轉換控制之系統已相當廣泛。功率因數修正在電路架構上一般可分為兩大範疇：兩級式(two stage approach)和單 級式(single stage approach)。由於兩級式架構在轉換效率上耗損較多且其額外的元件亦 使成本提高，故單級式架構已漸成為目前PFC主要發展目標。其主要概念為PFC端以及 DC-DC端共用同一開關，使得PFC開關以及其控制IC得以省略。而近十年來升壓式PFC 轉換器的控制架構中，亦已發展出許多不同的控制方式來達到PFC中線電流追隨線電壓 的目的。這些控制方式的之間的差異主要建立在不同輸出功率上的應用，電感電流的 操作點和感應方式，以及控制開關的切換方式。 以開關的切換方式而言，可分成固定責任週期與固定導通時間兩種控制方式，這 使得一般常見於PFC應用之升壓式轉換器在電流操作模式上亦可分為邊界導通模式 (Boundary Conduction Mode, BCM) 及連續導通模式 (Continuous Conduction Mode)。其
均電流下，其通過升壓式轉換器開關之峰值電流為連續導通模式下的兩倍，使得開關 損大增，故一般其應用於300 W以下之電源供應器。故根據電流操作點，通常不連續導 通模式 (DCM) PFC被使用於輸出300 W以下的應用 [1]-[3]，連續導通模式(CCM)PFC 則被應用於輸出超過300 W以上。近年亦有並聯控制架構 (interleaving control) 利用開 關訊號相位的不同，使得輸入及輸出的電壓和電流漣波得以抵消，並可增加轉換器之 功率密度。 由於平均電流模式控制使得電流被操作在連續導通模式中，因此適合用於大功率 輸出 [4]，被廣為應用於單相的PFC轉換器。相較於峰值電流控制模式，平均電流模式 控制好處在於：1) 在電流迴路中不需要作額外的斜率補償來避免次諧波震盪的產生。 2) 電流迴路在低頻時的系統增益可以經由電流誤差放大器的設計而得到較大的增益。 3) 雜訊的抵抗力較佳。4) 可被應用在任何其他的 PFC電路拓樸，如降壓式、返馳式 轉換器 [5] 。 就AC-DC轉換器的效率而言，則可經由同步整流器(synchronous rectifier, SR)的使 用以達到效率提高之目的。在前級的AC-DC轉換器中，整流二極體的導通損失為效率 的主宰，故可將其置換為同步整流之低導通電阻的MOSFET。 本文以一輸出1470瓦，長7.75英寸、寬14.5 英寸、高1.47英寸，功率密度8.8瓦/立 方英寸，用於伺服器的電源為研究主體。輸入電壓為170~264伏交流電壓；輸出電壓為 12伏，輸出額定電流為121安培，最小2安培；待機輸出電壓為3.3伏，輸出電流5安培。 此電源分為兩級，前級為一升壓式PFC轉換器，將輸入範圍170~264伏交流電壓升壓至 400伏直流電壓以作為後級全橋式DC-DC相移轉換器輸入電壓。在前級中此一主動式 PFC架構，使功率因數提高至趨近於一，以降低諧波污染進而提高電源品質，以符合諧 波標準法規之規範 [6] [7]。此電源屬於大功率輸出，故此升壓式PFC轉換器即為採用 平均電流控制模式，使用UC3818為控制IC，來達成功率因數修正閉迴路控制。
1.2
研究動機與目的
由於今日科技與工業對用電需求與日俱增，對於供電之品質要求亦越來愈高；未 應用PFC的電能轉換器將在能量轉換中導致大量的能源污染、過大的諧波電流，以及效 率的低落。因此許多先進國家均已著手擬定相關法規，對於用電設備之功率因數及諧波污染加以規範，如IEC-1000、IEC-555.2及IEC-519等相關法規。由此可見，電力能源 使用效率及品質之重要性。 功率因數的改善可以降低電流峰值並降低電磁干擾，因而降低輸電設備容量費 用，同時降低諧波污染進而提高電源品質，以符合諧波標準法規之規範；一般功率因 數修正器控制架構包含兩個迴路，即電流內迴路及電壓外迴路。由於輸出電壓包含有 兩倍線電壓頻率漣波成份，此成分將使其經過電壓迴路補償器後之訊號與回授之線電 壓相乘所產生的電流命令失真。故為了不使電流命令受此兩倍線線電壓影響，一般電 壓迴路皆被限制於相當低的頻寬，此電壓迴路的交越頻率通常設計於兩倍線電壓頻率 之1/6，大約為20 Hz，亦或更低，此為無法提升負載的暫態響應的原因。 為了消除以上輸出電壓漣波所造成的問題，可由輸出電壓的回授訊號上提供一漣 波補償技術使得電壓迴路得以大幅提高 [8] [9]，然而此方法需要一個複雜的控制器來 偵測漣波電壓的電壓準位以及控制其相位。滑動模式控制 (sliding mode control) [10]
以及邊界控制 (boundary control) [11] 亦可使負載變動獲得較快的暫態響應，然而系統 必需操作在變化之開關頻率下。尚有方法提出以一個額外的電壓迴路以降低系統的輸 出阻抗 [12]，此法可使系統電壓迴路在不需要大頻寬下即可提高負載之暫態響應，然 而效能卻不及前面所提述過之方法。 故本文的重點在於針對一1.5 kW 伺服器前級電源之升壓式PFC轉換器電路進行小 訊號模型及頻率響應分析，在各別了解電流迴路、電壓迴路之迴路增益之下，在輸出 電壓回授路徑上增加一個陷波濾波器 (notch filter) 以抑制120 Hz之輸出電壓漣波，進 而提升整個系統之頻寬，改善暫態響應，及功率因數上的提升 [13]。
1.3
論文架構
本節說明本論文的組織架構。 第二章介紹伺服器電源之發展以及分類依據，並針對目前市面上之伺服器規格及 在PFC之需求進行整理。 第三章介紹PFC理論基礎、各式PFC電路架構以及升壓式轉換器電路架構原理，並 說明升壓式PFC轉換器的元件規格設計與選取法則。一步探討本計畫中升壓式PFC轉換器所使用的控制模式以及控制IC工作原理，並針對其 控制電路的功能予以說明與分析。 第五章介紹升壓式PFC轉換器之小信號模型，針對功率級轉移函數進行分析。 第六章延續前一章，針對PFC連續導通模式類比式控制迴路進行電流迴路及電壓迴 路的模型分析以及補償器的設計。並對此升壓式PFC轉換器作全系統的輸出阻抗及輸入 阻抗分析。 第七章針對系統在時域上進行功率因數及THD之穩態量測實驗以及負載改變時的 暫態響應，以與第六章的頻域分析相互作驗證及比對。 最後在第八章進行性能之改善，並總結本文的研究成果，以及對未來可能改善或 進一步研究的部分提出建議。
第二章
伺服器電源發展與規範
在資訊系統中，伺服器主要應用於數據庫和Web服務，而PC（個人電腦）則主要 應用於桌面計算和網路終端。設計根本出發點的差異決定了伺服器應該具備比PC更可 靠的持續運行能力、更強大的存儲能力和網路通信能力、更快捷的故障恢復功能和更 廣闊的擴展空間。同時，伺服器尚需針對數據相當敏感的應用提供數據備份功能。故 應用於伺服器上之電源需具有額定功率大，輸出穩定、波動小，輸出接頭種類和數量 多，並具有冗餘性，以保證在主要電源損壞時備用電源能馬上接替服務，避免出現停 機或發生數據遺失。 現今應用於伺服器上之電源供應器一般皆採用兩級式架構，如圖2.1。前級轉換器 對市電之交流線電壓進行整流，以提供後級DC-DC轉換器所需之直流鏈電壓，並進行 功率因數修正以降低輸入電流諧波成份，使其符合IEC-1000等相關法規；後級DC-DC 轉換器則包含一個變壓器與一個二次側整流器以及PWM控制機制，以完成電流隔離以 及使用者所需之輸出電壓之調變。 圖2.1 兩級式伺服器電源供應器架構 伺服器電源按照標準可以分為ATX電源和SSI電源兩種。ATX標準的使用較為普 遍，主要應用於工作站和低端伺服器；而SSI標準是隨著伺服器技術的發展而進一步產ATX標準 ATX標準為Intel在1997年推出的一個規範，輸出功率一般在125 W～350 W之間。 ATX電源通常採用20 Pin的雙排長方形插座給主機板供電。隨著Intel推出Pentium4處理 器，電源規範也由ATX修改為ATX12V。和ATX電源相比，ATX12V電源主要增加了一 個4Pin的12V電源輸出端，以便更好地滿足Pentium4的供電要求（2GHz主頻的P4功耗 達到52.4 W）。 SSI標準
SSI （ Server System Infrastructure ） 規 範 是 Intel 聯 合 一 些 主 要 的 IA 架 構 （ Intel Architecture，英特爾架構，又稱CISC架構）伺服器生產商推出的新型伺服器電源規 範。SSI規範的推出是為了規範伺服器電源技術，降低開發成本，延長伺服器的使用壽 命而制定的，主要包括伺服器電源規格、背板系統規格、伺服器機箱系統規格和散熱 系統規格。根據使用的環境和規模的不同，SSI規範又可以分為EPS、TPS、MPS、DPS 四種子規範。其和ATX12V電源最直接的區別在於提供了24 Pin的主板電源介面和8 Pin 的CPU電源介面，與ATX的20Pin＋4Pin模式互不為相容。
EPS規範（Entry Power Supply Specification）
主要為單電源供電的中低端伺服器設計，設計中秉承了ATX電源的基本規格，但 在性能指標上存在一些差異。它適用於額定功率在300～400 W的電源，獨立使用，不 用於冗餘方式。後來此規範發展到EPS12V（Version2.0），適用的額定功率達到450～ 650W。
TPS規範（Thin Power Supply Specification）
適用於180～275 W的系統，具有PFC(功率因數校正)、自動負載電流分配功能。電 源系統最多可以實現4組電源並聯冗餘工作，由系統提供風扇散熱。TPS電源對熱插拔 和電流均衡分配要求較高，它可用於N+1冗餘工作，有冗餘保護功能。
MPS規範（Midrange Power Supply Specification）
這種電源被定義為針對4路以上CPU的高端伺服器系統。MPS電源適用於額定功率 在375～450W的電源，可單獨使用，也可冗餘使用。它具有PFC、自動負載電流分配等 功能。採用這種電源元件電壓、電流規格設計和半導體、電容、電感等器件工作溫度
的安全係數超過15%。在環境溫度25度以上、最大負載、冗餘工作方式下，MTBF ( Mean Time Between Failure，平均故障間隔)可到150000小時。
DPS規範（Distributed Power Supply Specification）
電源是單48V直流電壓輸出的供電系統，提供的最小功率為800W，輸出為+48V和 +12VSB。DPS電源採用二次供電方式，輸入交流電經過AC-DC轉換電路後輸出48V直 流電，48VDC再經過DC-DC轉換電路輸出負載需要的+5V、+12V、+3.3V直流電。制 定這一規範主要是為簡化電信用戶的供電方式，便於機房供電，使IA伺服器電源與電 信所採用的電源系統接軌。 雖然目前伺服器電源存在ATX和SSI兩種標準，但是隨著SSI標準的更加制式化， SSI規範更能適合伺服器的發展，日後的伺服器電源也必將採用SSI規範。SSI規範有利 於推動IA伺服器的發展，將來可支援的CPU主頻會越來越高，功耗將越來越大，硬碟 容量和轉速等也越來越大，可外掛的高速設備亦越來越多。為了減少發熱和節能，未 來SSI伺服器電源將朝著低壓化、大功率化、高功率密度、高效率等方向發展。伺服器 採用的配件相當多，支援的CPU可以達到4路甚至更多，掛載的硬碟能夠達到4～10顆 不等，記憶體容量也可以擴展到10GB之多，這些配件都是消耗能量的大戶，所以伺服 器系統所需要的功率遠遠高於PC。一般PC只要200W電源就足夠了，而伺服器則需要 300 W以上直至上千瓦的大功率電源。 在實際選擇中，不同的應用對伺服器電源的要求不同，像電信、證券和金融這樣 的行業，強調數據的安全性和系統的穩定性，因而伺服器電源要具有很高的可靠性。 目前高端伺服器多採用冗餘電源技術，它具有均流、故障切換等功能，可以有效避免 電源故障對系統的影響。冗餘電源較為常見的是N+1冗餘，可以保證一個電源發生故障 的情況下系統不會癱瘓（同時出現兩個以上電源故障的概率非常小）。冗餘電源通常 和熱插拔技術配合，即熱插拔冗餘電源，它可以在系統運行時拔下出現故障的電源並 換上一個完好的電源，從而大大提高了伺服器系統的穩定性和可靠性。一般伺服器電 源之所重視的性能指標如以下幾點： 一、電源效率 電源效率和電源設計線路及所採用之控制架構有密切的關係，效率高的最大好處
二、噪音和濾波 伺服器電源是把交流電變壓轉換成直流電供應到電腦各個部分，而在交流直流轉 換時得到的直流電電壓會有小幅的電壓值波動，需要通過繞線和濾波電容來使直流電 壓 平 穩 ， 濾 波 指 標 就 是 指 這 個 直 流 電 壓 的 平 穩 程 度 ， 針 對 輸 入 電 壓 的 擾 動 (line regulation)，輸出負載的變動(load regulation)、不同電壓準位的輸出之間的相互影響 (cross regulation)皆有規範。 三、電壓保持時間 對於這個參數主要是考慮UPS的問題，在PC系統中後備式的UPS佔有相當大的比 例。當突然停電時，後備式的UPS會切換供電，依UPS的具體性能而定一般需要2~10 ms切換時間，所以在此期間需要電源自身能夠靠儲能元件中存儲的電量維持短暫的供 電。一般的電源都能滿足需要，但是如果UPS品質不可靠的話，最好選一個電壓保持 時間長的電源。一般優質的電源的保持時間可以達12~18 ms，確保UPS切換期間的正常 供電。 四、瞬間反應能力 當輸入電壓在瞬間發生較大的變化（在允許範圍之內），輸出的穩定電壓值恢復 正常所用的時間，也是電源對異常情況的反應能力。 五、電磁干擾 由於開關電源的工作原理所使內部具有較強的電磁震盪，具有類似無線電波的對 外輻射特性，如果不加以遮罩可會對其他設備造成影響，所以國內對這種有害的輻射 量也有嚴格的限定，抗電磁干擾要 花費較大的成本，所以劣質電源都忽略此項指標。 在國際上有FCC A和FCC B的標準，在國內也有國標A（工業級）和國標B級（家用電 器級）標準，優質的電源都可以通過B級標準。
六、冗餘電源選擇 主要針對系統穩定性要求比較高的伺服器，冗餘一般有二重冗餘和三重冗餘。現 在不少伺服器常用的冗餘方式是N+1，即以N組電源正常工作、1組以應急。高中端伺 服器大多採用的冗餘電源系統都是冗餘熱插拔電源，可以直接進行線上更換。 七、 電源壽命 一 般 電 源 壽 命 按 照 3-5 年 計 算 元 件 的 可 能 失 效 週 期 ， 平 均 工 作 時 間 在 80000~100000小時之間。
第三章
升壓式PFC轉換器之功率電路分析
3.1
功率因數定義
在 交 流 電 路 中 ， 功 率 因 數(power factor)定義為實功率(real power)與視在功率 (apparent power)之比值 rms rms T I V dt t i t v T S P PF ⋅ ⋅ = =
∫
0 ) ( ) ( 1 (3-1) 由(3-1)可知，在輸入電壓Vrms固定時，若希望獲得相同的輸出功率，則功率因數與電流 的有效值成反比。較低的功率因數將導致需要更大的輸入電流，因而降低了電力品質 及效率轉換。如圖3.1所示，i1(t) 為電流i(t)之基頻成分，其有效值以I1,rms表示，若i(t)與 v(t)有相角差θ，則實功率可表示為P=Vrms⋅I1 rms, cosθ (3-2)
除基頻成份之外，其餘高階成份之實功率皆為零，故功率因數可被表示為 θ θ cos cos 1, , 1 rms rms rms rms rms rms I I I V I V PF = = (3-3) 其中cosθ 定義為位移功率因數DPF (displacement power factor)，則(3-3)可被改寫為
DPF I I PF rms rms , 1 = (3-4) 電流有效值可經由傅立葉級數展開得到其各級諧波有效值之向量和 2 1 2 2 , 2 , 1 ⎟ ⎠ ⎞ ⎜ ⎝ ⎛ + =
∑
∞ = n nrms rms rms I I I (3-5) 其中定義基頻以外的各級諧波有效值之向量和為電流失真成份有效值 2 1 2 2 , 2 1 2 , 1 2 ) ( ) (∑
∞ = = − = n rms n rms rms dis I I I I (3-6) 則總諧波失真THD (total harmonic distortion)為rms dis I I THD , 1 100 % = × (3-7) 失真因數 (distortion factor)則定義為 1 ( )2 1 THD Factor Distortion + = (3-8) 故綜合(3-4)、(3-6)、(3-8)，功率因數可再被改寫為 ( ) ( ) ) ( 1 cos ) ( ) ( 1 1 cos 2 , 1 , 3 , 1 , 2 Factor Distortion Factor Power nt Displaceme THD I I I I PF rms rms rms rms × = + = ⋅⋅ ⋅ + + + × = θ θ (3-9) 由以上分析可知，降低輸入電流諧波，使輸入電流波形更趨於正弦波形之基本波，並 使輸入電壓、電流同相位，則可達到最佳功率因數。
3.2
各式功率因數修正電路拓撲
由於功率因數修正旨在使輸入電流得以追隨輸入線電壓之波形，又升壓式轉換器 的輸入電流即為電感電流 ，故在主動式PFC中所採用的轉換器便多以升壓式形式為 主。升壓式轉換器又可分為單一開關形式、半橋式電路，以及全橋式電路，如圖所示 3.2所示。 (a) 單一開關電路拓撲 (b) 半橋式電路拓撲 (b) 全橋式電路拓撲 圖3.2 PFC升壓式轉換器各式電路拓撲單一開關形式之升壓式轉換器在架構上最為簡單，且只需要較小的EMI濾波器； 半橋式電路則普遍應用於不斷電電源供應器上(uninterruptible power supply, UPS)；全橋 式升壓式轉換器適用於大功率應用上，但由於其開關的數量導致效率較低，需要在開 關切換上另外應用零電壓、零電流之切換技術以提高其效率的轉換。以上電路皆需使 用一個橋式整流器將輸入端的交流電源進行整流，如圖3.3。橋式整流器的存在導致輸 入電壓的壓降以及大量的導通損失。故為了減少上述之損失，發展出無橋式升壓式轉 換器，如圖3.4。相轉於傳統的PFC拓撲，無橋式升壓式轉換器在導通路徑上僅存在一 個二極體及MOSFET，故有較低的導通損失。 本文的系統係建立於單一開關之升壓式轉換器，故以下將根據此種轉換器進行電 路的架構及元件探討及其工作點之分析。 圖3.3 傳統PFC電路拓撲 圖3.4 無橋式PFC電路拓撲
3.3
升壓式
PFC轉換器電路架構
3.3.1 功率電路規格與架構分析 升壓式轉換器電路架構如圖3.5所示，其特色如下： 1 電感電流即輸入電流，易於電流模式控制。 2 功率開關非浮接，驅動電路容易設計。 3. 輸出電壓高於輸入電壓，可強迫負載端與輸入電壓同相位抽取電流以去除諧波之發 射。 4. 電感與電源直接串聯，輸入電流連續，電磁干擾較小。 5. 起動時，輸入電壓大於輸出電壓，需另外設計限流電路以避免過大電流流經電感 造成電感飽和。 6. 輸出電壓為高壓，因此二極體及功率開關需要較大的耐壓。 此升壓式PFC轉換器乃用於伺服器電源的前級，其輸出電壓經電路分析與量測，穩 態時輸出為400 V直流電壓，以供作為後級全橋式相移轉換器之輸入。表3.1中則列出其 升壓式PFC轉換器輸入條件的規範，輸入電壓至少必需超過有效值160 V，系統方可啟 動，最慢於有效值達170 V必需啟動。系統輸出關閉的最低門檻為輸入電壓小於有效值 160 V，最慢於輸入電壓低於有效值150 V時系統輸出時必需關閉。 其一般正常輸入電壓需操作於有效值200 V至240 V之間，而升壓式PFC轉換器尚可 正常工作的最小輸入電壓為有效值170 V，最大不得超過有效值264 V。 圖3.5 升壓式轉換器電路架構表3.1
伺服器前級電源之升壓式PFC轉換器輸入規範
參數 最小值 一般值 最大值 單位
Vin (voltage) 170 200/240 264 VACrms Vin (frequency) 47 50/60 63 Hz
Iin (180VAC) 10.4 Arms
Iin (170VAC) 11.43 Arms
Vin (output turn-on) 160 170 VACrms Vin (output turn-off) 150 160 VACrms
3.3.2 工作模式分析
功率因數修正(PFC)主要有兩種工作模式，不連續導通模式(DCM)及連續導通模式 (CCM)。不連續導通模式下，升壓式轉換器的功率開關在電感電流降為零時開始導 通，而在電感電流達到所需之輸入參考電壓時，功率開關即關閉。不連續導通模式主 要應用於輸出200 W以下的切換式電源供應器(switched mode power supply)，相較於連 續導通模式設備，不連續電流導通設備因有較大的電流變化量而有較大的導通損耗及 肌膚效應損耗，因此需要較大的輸入濾波器。反之，因其功率開關在電感電流降至零 時方導通，故可使用較小的電感，且不必考慮升壓二極體逆向回復電流。 連續導通模式則被應用於輸出功率大於200 W以上的切換式電源供應器。不同於不 連續導通模式，其電感電流在一般負載條件下不會降為零，因此其電感電壓變化較 小，而在功率電路上的各元件能有較低導通損耗，較低的電磁干擾及較小的輸入濾波 器。又由於其功率開關不在零電感電流時導通，故需要使用快速逆向二極體以減低損 耗。 升壓式PFC轉換器操作點邊界分析 由於升壓式轉換器的輸入電壓會在零到其有效值的√2倍之間作變動，故輸入電壓 的變動與電感電流連續導通之間的關係，會隨著負載條件的改變而有所變動，因此需 要就系統的連續導通模式及不連續導通模式的臨界點進行分析。由圖3.6可得知，輸入 線電流上存在與開關頻率相同之漣波ΔI，且此漣波大小在變動的輸入電壓及不同的負 載鯈件之下大致均為一固定值。故當波形為半弦波之線電流小於1/2ΔI時，則此時系統 進入不連續導通模式；又由於在理想情況下，PFC電路之輸入電壓及輸入電流波形應同
圖3.6 升壓式PFC轉換器之電感電流波形 式之輸入電壓範圍，故可得出升壓式PFC轉換器在變動的輸入電壓及不同負載下，其工 作點之特性曲線圖，見圖3.7。 其中圖3.7中之虛線為系統DCM及CCM之臨界值，系統在虛線右邊操作於連續導通 模式，虛線左邊則表系統進入不連續導通模式。今以輸出功率300 W、輸入電壓220 VRMS、輸出電壓400 VDC，ΔI設定為電感電流最大值之25%，3.4 A，效率η為0.9為 例；在功率因數近似為1的前提下，輸入功率可表為輸入電壓及輸入電流有效值之乘 積， rms in rms in rms in in o I I V P W P , , , 0.9 220 300 ⋅ ⋅ = ⋅ ⋅ = ⋅ = = η η (3-10) 故由(3-10)可推算出此時的線電流有效值與其峰值， Iin,rms =1.515 A⇒Iin,pk = 2×1.515=2.14 A (3-11) 故當線電流大於1/2ΔI時，系統方操作於連續導通模式，可由(3-12)表示之，同時亦可建 立系統操作於CCM下之輸入電壓關係式，由(3-13)表之。 0 2 sin , ≥ Δ − I Iinpk φ (3-12) Vi ≥ 2×220sinφ (3-13)
圖3.7 升壓式PFC轉換器工作點特性曲線圖 故將(3-11)中之Iin,pk與ΔI代入(3-12)，可得出φ為52.1°。再由(3-13)可知當輸入電壓大於 245.69 V時，系統方操作於連續導通模式，此時負載為300 W。由圖亦可得推算出系統 於負載為238 W時將完全操作於DCM中。
3.4
元件設計與電流有效值分析
在本節中將針對升壓式PFC轉換器功率級部分組成元件的設計方法進行分析，並推 導系統流經各元件之電流有效值，為效率分析提供理論基礎。 3.4.1 橋式整流器之選取 此橋式整流器只需考慮耐壓及耐流，當系統處於滿載下且輸入電壓為最小值時將 有最大輸入電流，故在假設效率為0.9之下， rms i o i A V P I 9.61 9 . 0 170 1470 max , = ⋅η = ⋅ = (3-14) 此時輸入線電流之峰值為：3.4.2 電感之選取 電感值的設計必需考量到入電流的漣波大小，最大的漣波電流發生於輸出功率及 輸入電流最大時，此時輸入電壓為最小。本文實驗平台之伺服器電源的最小輸入電壓 為170 VAC，額定輸出功率為1470 W，假設此時效率為0.9，則最大峰值輸入電流 IL,pk(max)為： A V P I in o pk L 13.59 9 . 0 170 1470 2 2 (min) (max) (max) , ⋅ = ⋅ = ⋅ = η (3-16) 電感上的峰對峰漣波電流ΔI的大小被設定為最大峰值電流的29%： ΔI =0.29×Ipk(max) =0.29×13.59=3.94 A (3-17) 接著必需求得最大峰值輸入電流時的責任週期，此時的輸入電壓Vin,pk為最小輸入 線電壓之峰值， 40 . 0 400 2 170 400 , = − = − = o pk in o V V V D (3-18) 最後所需的電感最小值可由下式求得，其中fs為功率開關切換頻率，其值為62.3 kHz， 其決定方式將於3.3.3說明之。 H I f D V L s in μ 8 . 391 94 . 3 10 3 . 62 4 . 0 2 170 3 (min) = × × × = Δ ⋅ × = (3-19) 今本文實驗平台之伺服器電源中選擇使用396.9 μH之升壓電感，故(3-19)之計算結果與 設計之電感值相近。 由於升壓式轉換器中的輸入電流等於電感電流，故電感電流之有效值為： η ⋅ = = i o i L V P I I (3-20) 3.4.3 功率開關之選取 由於升壓式PFC轉換器的輸入電壓為經過整流的半弦波，不為定值，故每個開關週 期中流經功率開關的電流有效值與當時所相對應的責任週期以及電流峰值相依。因此 在計算流過功率開關的電流有效值時，必需先建立單一開關週期中的電流有效值，再 經過積分以求得整個線電壓週期的電流有效值。
如圖3.8所示，此為升壓式PFC轉換器在連續導通模式下之電感電流波形。在一個 線電壓周期中，其責任週期可表示成 o rms i V V D(θ)=1− 2 , sinθ (3-21) 其中θ = ωt = 2πfLt，fL = 120 Hz。 接著檢視在單一開關週期中的電流有效值，由於一個開關週期的時間極短，且遠 小於線電壓週期，因此在單一開關週期中所流經功率開關之電流可被近似為線電壓週 期中的最大峰值電感電流與當時相位之乘積： iQ,sw(θ)=IL,pksinθ (3-22) 其中 IL,pk = 2IL (3-23) 故此時流經功率開關的電流有效值可經由下式積分得之， 圖3.8 升壓式PFC轉換器在連續導通模式下之電感電流波形 2 1 2 2 , 2 ) ( 0 , 2 ) ( 0 , , )] ( sin [ ) sin ( 1 )) ( ( 1 ) ( θ θ τ θ τ θ θ θ θ D I d I T d I T i pk L T D pk L T D sw Q sw rms Q ⋅ = ⋅ = =
∫
∫
⋅ ⋅ (3-24)得之， o rms i L o rms i pk L o rms pk L o rms i pk L sw Q rms Q V V I V V I V V I d V V I d I I π π π π θ θ θ π θ θ π π π 3 2 8 1 3 2 8 1 2 )] 6 1 2 3 ( 2 2 [ ] sin 2 [sin 1 )) ( ( 1 , , , 2 , 3 , 0 2 2 , 2 0 , , − = − = − − = − ⋅ = =
∫
∫
(3-25) 3.4.4 主二極體之選取 此二極體的選擇與功率開關相同，必須能耐高電壓、高電流。又因本文之伺服器 電源前級操作於連續導通模式，其功率開關不在電感電流降為零時導通，同時為了避 免漏電流變大使本體熱產生而損壞以及減少功率開關上所承受的電壓應力，因此必需 選用逆向電流回復速度較短的快速回復二極體(fast recovery diode)。今採用STTH8R06D 作為此快速回復二極體，其回復時間為45 ns，可耐受600 V的重覆反向峰值電壓 (repetitive peak reverse voltage)。流經二極體之電流有效值之推導過程與3.3.3中有類似的過程，在單一開關週期中 同樣將二極體之電流近似為線電壓週期中的最大峰值電感電流與當時相位之乘積： iD,sw(θ)=IL,pksinθ (3-26) 由於流經二極體之電流等同於1-D(θ)時所流通之電感電流，故在單一開關週期中流經的 電流有效值可經由下式得之， 2 1 2 2 , 2 ) ( 1 0 , 2 ) ( 1 0 , , )]} ( 1 [ sin { ) sin ( 1 )) ( ( 1 ) ( θ θ τ θ τ θ θ θ θ D I d I T d I T i pk L T D pk L T D sw D sw rms D − ⋅ = ⋅ = =
∫
∫
⋅ − ⋅ − (3-27) 故整個線電壓週期所流經二極體的電流有效值為o rms i L sw D rms D V V I d I I π θ θ π π 3 2 8 )) ( ( 1 , 2 0 , , = =
∫
(3-28) 經由升壓式轉換器的電路架構可得到另一更為直觀且簡便之計算方式。由於在升 壓式轉換器中電容電流為二極體電流與輸出電流的差值，故流經二極體的電流有效值 可由下式經由(3-25)的代入而得之，並得到與(3-28)的相同結果。 o rms i L rms Q L rms D V V I I I I π 3 2 8 , , , = − = (3-29) 3.4.5 輸出電容之選取 輸出電容的設計主要考量來自：(1)系統對輸出電壓漣波的規範，以及(2)系統輸出 電壓保持時間(Hold Up Time)的需求。故在此節中將依據這兩個要素分別探討之。 輸出電壓漣波的成份可分為來自於輸入線電壓經過橋式整流器整流過後所產生的 120 Hz漣波，以及來自於功率開關切換的切換所導致的漣波。其中經由開關切換所產 生的漣波成份非常小，故120 Hz漣波乃為輸出電壓漣波的主要探討目標。若輸入電壓被表示成vin = √2Vin|sinωt|，則輸入電流可被表示為iin = √2Iin|sinωt|， 其中ω = 2πf，f為輸入電壓頻率，通常為50或60 Hz。因此輸出功率可被表示為 Po =η⋅Pin =η⋅vin ⋅iin =η⋅Vin ⋅Iin(1−cos2ωt) (3-30) 假設輸出電壓的變動小到足以忽略，將之視為常數，則輸出電流可表示為 (1 cos2 t) V I V V P i out in in out o o ω η − = = (3-31) 其中(3-31)的二次諧波成分為輸出漣波電流： t V I V i out in in ripple ω η 2 cos − = (3-32) 輸出漣波電流經由輸出電容充放電，經由(3-32)積分，產生輸出電壓漣波：
) 2 sin( 2 ω ω π η + = t C V I V v out out in in ripple (3-33) 故此輸出漣波電壓峰對峰值ΔVo,ripple為 out out o out out in in ripple o C V P C V I V v ω ω η = = Δ , (3-34) 由(3-34)可得知，當輸出漣波電壓峰對峰值ΔVo,ripple之規範被確立後，輸出電容Cout亦可 決定之。 另一個決定輸出電容的要素為輸出電壓保持時間，作為伺服器電源的前級，當輸 入電源切斷停止對輸出端供給能量後，升壓式PFC轉換器需提供一段毫秒級時間使輸出 電壓的衰減保持在一個預先設定的最小輸出電壓Vo(min)之上(本文假設為385 V)，以使後 級的電源不致瞬間被切斷。由能量守恆定理，可得知 2Cout(Vo −Vo )=Po⋅thold 1 2 min , 2 (3-35) 故輸出電容可由(3-35)推導得知 2 min , 2 2 o o hold o out V V t P C − ⋅ = (3-36) 本實驗平台之伺服器電源中的輸出電容為四個 390 μF/450 V 的電解質電容並聯， 共1560 μF，額定輸出功率為1470 W，故經(3-36)可計算出其輸出電壓保持時間為 6.25 ms。若以輸出功率滿載1470 W代入(3-34)，可得輸出漣波電壓為6.25 V，佔輸出 電壓的1.56%。 在升壓式轉換器中，電容電流為二極体電流與輸出電流的差值， ic =iD−io (3-37) 故整個線電壓週期所流經電容之電流有效值可表示為 θ θ θ π π d i i I I Icrms Drms orms 2 1 D( ) o( ) 0 2 , 2 , , = + − ×
∫
⋅ (3-38) 假設負載為純電阻性， R V I i o rms o o(θ)= , = (3-39) 故(3-38)中的積分項可被改寫為o D o D o D i d I I R V d i i ⋅ = ×
∫
= ×∫
θ θ π θ θ θ π π π 0 0 ( ) 1 ) ( ) ( 1 (3-40) 此處的ID為二極體平均電流。 故綜合(3-29)、(3-38)、(3-40)即可得到電容電流有效值： 2 2 2 2 2 2 , ) ( 3 2 8 ) ( ) 3 2 8 ( 2 ) ( ) 3 2 8 ( R V V V P R V V V I I I R V V V I I o i o i o o i L D o o o i L rms c − = − = × × − + = π π π (3-41) 本節最後以表3.2之規格，進行以上各有效值電流之計算，其結果如圖3.9所示，並於圖 3.10中以PSIM進行波形模擬與數值驗證。由模擬所得之數值與計算值比較，可知兩者 結果大致相符，此一系列電流方均根值之分析則可供系統進行整體效率在導通損失上 之評估。 表3.2 伺服器前級電源之升壓式PFC轉換器系統測試參數 系統參數 規 格 輸入電壓 Vi 220 VAC 60 Hz 輸出電壓 Vo 400 VDC 輸出負載 Po 500 W 效率 η 0.9 開關頻率 fs 62.3 kHz 輸出電容 Co 1560 μF圖3.9 升壓式PFC轉換器各功率元件之電流有效值與輸出電壓漣波值
第四章
升壓式PFC轉換器之控制電路分析
4.1
常見
PFC控制
IC PFC控制IC在不同的應用下，有數種不同的電感電流控制方式，而市面上常見之 PFC控制IC如表4.1所示。 操作於CCM模式下之PFC IC，其對電感電流的控制方式可再區分為峰值電流控 制、平均電流控制以及遲滯控制；在峰值電流控制的應用中，IC使用比較器檢測電感 電流峰值以決定開關的責任週期，在不需要電流迴路補償器之下使得電路只有單一電 壓迴路，讓電路在實現及設計上簡化許多。然而此控制方法必需加入次諧波補償以避 免在開關責任週期大於0.5時所產生之次諧波震盪問題，再則CCM下的峰值電流控制屬 表4.1 市面常見PFC控制IC CCM DCM 峰值電流控制 ML4812 (Micro Linear) TK84812 (Toko) 邊界導通模式 TDA4863 (Infineon) SG6561 (Silicon General) UC1852 (Unitrode) 平均電流控制 UC3854、UCC3818 (Unitrode) TDA4815、TDA4819 (Siemens) LT1248、LT1249 (Linear Technology) ML4821 (Micro Linear) 不連續 導通模式 ML4813 (Micro Linear)於間接控制平均電感電流，故當系統操作於較高的輸入線電壓及輕載時，其較大的電 感電流漣波將降低系統表現，其相關應用IC有ML4812 (Micro Linear)以及TK84812 (Toko)；平均電流控制則需回授電感電流，在電流迴路中與電流命令一同經過電流誤差 放大器以產生開關的責任週期，故可直接控制電感電流之平均值，為CCM PFC控制之 主 流 模 式 ， 相 關 應 用IC 如 UC3854 、 UCC3818 (Unitrode) ， TDA4815 、 TDA4819 (Siemens)，LT1248、LT1249 (Linear Technology)，ML4821 (Micro Linear)；以上均為固 定開關切換頻率之操作模式。最後是較為少見之遲滯控制，此種控制方法需產生兩個 電流命令以控制電感電流漣波之波峰及波谷，故其開關切換模式為變頻模式，將導致 較高的開關切換頻率，且IC易受到周邊電路雜訊影響。此種控制方法同樣屬於間接控 制平均電感電流之方法，相關應用IC如CS3810 (Cherry Semiconductor)。
而在DCM模式下的PFC IC亦可細分為邊界導通模式控制以及不連續導通模式控 制；邊界導通模式需要針對電感電流進行零電流偵測機制，以決定開關何時導通，其 開關切換模式亦為變頻模式，IC同樣易受到周邊電路雜訊影響，其較大的電流漣波使 得其僅適於小功率之系統應用；然而其控制電路為單迴路控制，電路實現簡單，且開 關於電感電流為零時即進行切換，大幅降低飛輪二極體之逆向回復電流，使得系統效 率可大為提升，相關應用IC如TDA4863 (Infineon)、SG6561(Silicon General)、UC1852 (Unitrode)；不連續導通模式控制為固定開關頻率之操作，補償電路簡單易於控制為其 最大特色，然而其漣波電流又比邊界操作模式再大出許多，故同樣只適用於小功率應 用，相關應用IC如如ML4813 (Micro Linear)。
本文的系統架構建立於連續導通模式之大功率應用上，故以下將針對UCC3818所 建構之控制架構進行其工作原理及系統迴路之特性與性能分析。
4.2
PFC連續導通模式控制架構
4.2.1 控制IC工作原理 本文的系統採用UCC3818作為其PFC控制IC，圖4.1為其用於升壓式PFC轉換器的 平均電流模式控制架構。系統將輸出電壓Vo回授，並與參考電壓Vref相減，所得到的誤 差訊號進入電壓控制迴路經過誤差補償放大器的調變後，再與經過橋式整流器整流的 輸入線電壓，相乘成為電流命令訊號。電感電流經過感應電阻所形成的電壓再與圖4.1 平均電流控制模式控制架構 電流命令訊號進行相減，經過電流補償放大器產生最後控制開關的PWM訊號。由於升 壓式轉換器的電感電流等同於輸入線電流，故可使得線電流達到追隨線電壓的目的。 在圖4.1中還包括了一個平方器和除法器。輸入電壓以前饋的方式，在UCC3818中 被轉換成電流後送入一個二階低通濾波器以產生一電壓訊號Vff。此訊號Vff與輸入電壓 平均值成正比，Vff平方後將和線電壓半弦波訊號與電壓迴路誤差訊號的乘積作相除， 以使得輸出功率不受到輸入電壓變動而有所影響 [14] 。 4.2.2 平均電流模式控制原理 平均電流模式控制為切換式電源供應器所會遇到的次諧波震盪問題提供了一個不 需要作斜率補償的較佳解決方法。其中心概念在於，在升壓式PFC轉換器開關截止時期 中，原本為下降斜率的電感電流流經感應電阻Rs後產生的電壓訊號經由電流迴路補償 器輸出後會被反向放大，因此變成上升斜率。此斜率不能超過PWM比較器鋸齒波參考 訊號的上升斜率，如圖4.2所示。此一規範為電流迴路補償器在開關頻率的頻率響應之 增益提供一個上限值，間接給定了此電流迴路補償器的增益交越頻率的最大值 [15] 。 在開關截止期間，電感電流的下降斜率為(Vo-Vin)/L，PWM 鋸齒波上升斜率 =
頻率。故電感電流的最大下降斜率發生在Vin = 0時，此時為Vo/L，電感電流的下降斜率 乘上代表回授增益之感應電阻Rs，再乘上電流迴路補償器增益GCA，其最大值必需等於 PWM鋸齒波上升斜率 s o s s RS CA CA s s CA s o R V L f V v v G f V G R L v ≤ ⇒ = = ˆ ˆ ) / ( ,max (4-1) 在本系統的升壓式PFC轉換器中，系統電流迴路如圖4.3。Vs = 4 V、fs = 62.3 kHz、 L = 396.9 μH、Vo = 400 V；為了提升效率，本文所使用之伺服器電源未直接使用一個 感應電阻Rs以回授電感電流，而以一組較為複雜之電路使得回授增益為k = 0.15以取代 (4-1)中之Rs，此部分於4.3.1將有更為詳細的說明。 4.2.3 功率開關切換頻率 本系統採用UC3818作為其PFC控制IC，其中升壓式PFC轉換器的功率開關切換頻 率乃經由一個電容跨接於UC3818的CT與GND兩接腳，藉此以設定其IC內部的PWM震 盪器操作頻率。功率開關切換頻率可由下式得到 T T C R f × ≈ 0.6 (4-2) 圖4.2 電流誤差放大器輸出與PWM鋸齒波關係圖
圖4.3 平均電流控制模式電流迴路圖 本系統中，電容CT = 470 pF，電阻RT = 22.1 kΩ。 經由計算，此升壓式PFC轉換器 之 開 關 切 換 頻 率 應 操 作 於57.76 kHz 。 而 經 由 系 統 實 際 量 測 ， 開 關 切 換 頻 率 為 62.3 kHz。
4.3
控制訊號回授電路分析
4.3.1 電感電流回授電路 本系統之升壓式PFC轉換器在回授電感電流上為了降低功率的損耗，使用不同一般 應用感應電阻的方式，分別在功率開關及主二極體旁分別設置一電流轉換器，用於感 應整個開關週期中的電感電流波形，如圖4.4所示。兩個電流轉換器的一次側對二次側 之閘數比皆為1：100： N1:N2 =1:100 (4-3)圖4.4 電感電流感應電路 故其一次側對二次側的電流比為 i1:i2 =100:1 (4-4) 圖4.4中的is1及iD1屬一次側電流，分別表示開關週期中電感電流流經開關及二極體 的電流；is2及iD2則屬二次側電流，分別表示開關週期中功率開關及二極體電流經由電 流轉換器轉換後的感應電流。故二次側經過感應後的電流皆會由B點流經電阻Rs，在A 點產生電壓訊號以回授至UCC3818進行控制。由於B點接地，故二次側電流流經電阻Rs 所產生的電壓為負值。二次側電流流經電阻於A點的電壓為 vA =0−i2×Rs =−i2Rs (4-5) 故電感電流與A點電壓之間的關係，經由(4-4)、(4-5)可表示為 vA =−i2Rs =−0.01Rs⋅i1 =k⋅i1 (4-6) k表示系統之電感電流回授增益。 利用此法，可使通過感應電阻Rs的電流比傳統的感應方法縮小100倍，故可使功率 損耗變為原先的0.0001倍，大幅下降系統在回授電感電流時所需消耗的功率。PS-2142-1D ROHS中，Rs=30.1Ω，故回授增益k之絕對值為0.301，經實際量測k約為0.15，此乃 受到變壓器之工作點與頻率響應之關係影響，此因素未列入以上分析中。在之後的章 節中將採用k = 0.15繼續進行系統之理論分析。
4.3.2 輸出電壓回授電路 在升壓式轉換器的閉迴路控制中，其輸出電壓必得經過一組分壓電阻將其工作點 經過分壓降至控制IC的回授參考電壓，方能進行訊號的比較與控制。本電路使用一階 低通濾波器來實現輸出電壓回授電路，以進行輸出電壓之分壓回授以及在不影響電壓 迴路頻寬下，設計一低通濾波器濾除輸出電壓中的高頻雜訊。 如圖4.5所示，輸出電壓回授電路之轉移函數H可表示為 vf in D D in D o x s H R R sC R R R v v τ + = + + = 1 ) || ( 1 1 (4-7) 其中Rin = 1053 kΩ，RD = 20 kΩ，C = 220 pF。故經由(4-7)可得，H = 0.01864，τff = 4.3 μs。而此低通濾波器之頻寬為1/τff = 231.6 krad/s = 36.87 kHz，遠大於電壓迴路之頻寬， 故在以下之分析中皆不考慮此低通濾波器之極點所造成之影響。 4.3.3 輸入電壓前饋電路 輸入電壓經過橋式整流器整流後的半弦波電壓Vin經由電阻Rvac及UCC3818中的第六 支接腳(IAC)的內部電路轉換成電流訊號IAC vac in vac in AC R V R V I ≈ + − = μ 10 5 . 0 (4-8)
IAC在UCC3818中以2：1的比例被轉換，並由第九支接腳(VFF)輸出至一個外接的二 階低通濾波器Zff，以得到一個與輸入電壓平均值成正比的電壓值Vff。其中Zff的轉移函 數為 ff ff ff ff ff ff s k R C C s R C C s R Z τ + = + + = + = 1 ) ( 1 ) ( 1 || 2 1 2 1 (4-9) 其中kff = Rff = 30.1 kΩ，τff = (C1+C2)Rff = (1μ+0.22μ)×30.1 k = 36.72 m。故此一階低通 濾波器之頻寬為1/τff = 27.23 rad/s = 4.33 Hz。故如圖4.6(b)前饋電壓電路之小訊號轉移函 數可整理為 in ff vac in ff v s k R v LP v ˆ 1 5 . 0 ˆ ˆ τ + × = × = (4-10) 由於此濾波器頻寬極低，故前饋電壓電路之輸出電壓Vff的工作點可視為調變後之電流 訊號與Zff之直流增益的乘積 ff in vac ff k V R V = 0.5 × (4-11) (a)
(b) 圖4.6 前饋電壓電路之(a)電路架構(b)等效轉移函數系統方塊圖
4.4
控制補償器電路分析
4.4.1 電流誤差放大器 本伺服器電源前級採用一個二階相位落後補償器作為其電流誤差放大器，用以決 定電流迴路的增益交越頻率 fc。如圖4.7所示，補償器的轉移函數可寫成Hc(s) ) ( ) ( ˆ ˆ ) ( p z c RS CA c s s s K v v s H ω ω + + = = (4-12) 其中增益Kc = 1/RiCfp，極點ωp = (Cfz+Cfp)/RfCfzCfp，以及零點ωz = 1/RfCfz。 通常fc被設定在開關頻率的1/6，依此決定電流迴路補償器的極、零點位置，今將 零點1/RfCfz設置在增益交越頻率的1/2，fs/12，以提供電流迴路低頻時的增益；極點 (Cfp+Cfz)/RfCfpCfz則被設置在零點的6倍遠處。本系統中，Ri設定為17.4kΩ、Rf為8.25 kΩ、Cfz為4700 pF、Cfp為1000 pF。故經由 (4-12)計算，可得直流增益Kc = 5.75×104，ωz = 4.11 kHz，ωp = 23 kHz。 以上數值的決定與電流迴路小訊號模型有關，將於第五章第一節討論電流迴路的 分析與設計時予以分析說明。 4.4.2 電壓誤差放大器 在平均電流控制模式下的升壓式PFC轉換器有兩個控制迴路，其中電流迴路為內迴 路，電壓迴路為外迴路。由於功率因數亦會受到輸出電壓上120 Hz漣波的影響，故電 壓迴路的補償除了必需考量輸出電壓的穩定，亦需減小輸出電壓漣波所導致的諧波失 真。這使得電壓迴路的頻寬受到輸出電壓漣波頻率120 Hz的限制，一般將電壓迴路的 頻寬設計在20 Hz左右，甚至更低。本系統採用一個二階相位落後補償器作為其電壓誤 差放大器，用以決定電壓迴路的增益交越頻率 fv。如圖4.8所示，補償器的轉移函數可 寫成Hv(s) ) ( ) ( ˆ ˆ ) ( vp vz v x c v s s s K v v s H ω ω + + = = (4-13) 其中增益Kv = (Rin+RD)/RDRinCf，極點ωvp = (Cz+Cf)/RvfCzCf，以及零點ωvz = 1/RvfCz。系統 中，Rin設定為1053 kΩ、RD(R140)為20 kΩ，Rf為68.1 kΩ、Cz為0.15 μF、Cf為0.033 μF。 故經由(4-13)計算，可得增益Kv =1544，ωvz = 15.59 Hz，ωvp = 86.44 Hz。以上數值的決 定與電壓迴路小訊號模型有關，將於第五章第二節討論電壓迴路的分析與設計時予以 分析說明。 (a)
(b) 圖4.8 電壓誤差放大器(a)電路原本架構(b)經過轉換的戴威寧等效電路 圖4.9 IC過電壓保護/致能電路圖
4.5
IC啟動電路與保護電路分析
4.5.1 過電壓保護/致能電路 UCC3818的第十支接腳提供過電壓保護功能，當輸出電壓於此接腳的分壓高於8伏 時，透過此接腳的作用，UCC3818將會強制截止功率開關。此接腳亦提供致能功用， 當輸出電壓於此接腳的分壓高於1.9伏時，UCC3818方始控制功率開關。其電路圖如圖A B B o EN ovp R R R V V + = / (4-14) 系 統 中RA設 定 為522.21 kΩ ， RB設 定 為9.53 kΩ 。 故 當 輸 出 電 壓 高 於 446.4 伏 時 ， OVP=0，功率開關被強制截止；電路起動時，當輸出電壓高於106伏時，EN=1，功率 開關方開始啟動。 4.5.2 峰值電流限制電路 UCC3818的第二支接腳為輸入電流提供峰值電流限制的功能，當輸入電流瞬間超 過預設的最大電流值時，此接腳將會強制截止功率開關。根據UCC3818的內部設計， 其接腳需被接到地電位以下，方能使峰值電流限制功能啟動，故一般利用IC的參考電 壓與電感電流感應電阻分壓來設定，如圖4.10所示，電阻的設定可由以下方程式表示： Vref ×Rpk2 =VRS×Rpk1 (4-15) 其中UCC3818中的參考電壓Vref為7.5伏，VRS為電感電流回授電路在電阻Rs上所產生的 跨壓。 圖4.10 峰值電流限制電路
4.6 功率開關閘極驅動電路
由於升壓式PFC轉換器的功率開關被操作在相當高的切換頻率，因此必需設計高效 能的閘極驅動電路使功率開關在高速切換下仍能被快速的導通與截止，不致影響整個 升壓式PFC轉換器的工作表現。圖4.11為本系統在升壓式PFC轉換器中所使用的功率開 關閘極驅動電路，主要由一對BJT所組成的B類輸出級(bipolar totem pole circuit)及一組 截止速度強化電路(turn-off speed enhancement circuit)構成 [16] 。
B類輸出級的使用可使UCC3818的PWM驅動訊號獲得(1+β)倍的電流驅動能力， 並可經由電晶體的基極-射極二極體，使閘極電壓在不考慮RGATE的存在時得以被鉗制於 VCC1+VBE以及GND-VBE。因此在閘極上不需要另外的稽納二極體(Zener diode)對 UCC3818進行反向電流保護。 一個優良的電流截止電路可以使MOSFET的輸入電容放電更快速，藉以縮短開關 切換時間並降低切換損失。MOSFET在截止速度強化電路的設計則僅限於考慮其開關 截止時期。此乃因為MOSFET的導通速度通常被其截止速度，或受到功率級主二極體 的反向電流回復速度所限制。圖4.11中DOFF在以下條件導通 1 , GATE FWD D G R V I > (4-16) 其中IG為開關截止時的閘極電流，VD,FWD為D OFF的導通電壓。因此在截止初期，閘極-源極電壓尚很大時，DOFF的作用可使截止延遲時間大幅下降。
第五章
PFC連續導通模式控制迴路之設計與模擬
由於本伺服器電源在其前級採用連續導通模式作為其升壓式PFC轉換器的控制方 式，故其控制迴路分成電流內迴路及電壓外迴路。由於兩迴路的頻寬相差甚大，因此 在迴路的分析與設計上需分別討論之。在本章中首先將根據此架構針對升壓式PFC轉換 器功率級部分進行開回路小信號模型推導，加入各迴路的補償器以針對升壓式PFC轉換 器的電流迴路及電壓迴路進行完整迴路的小信號模型分析與推導，以建立全系統閉迴 路的小信號模型，並得到系統迴路的設計方法。並針對系統的輸出阻抗與動態響應的 關係進行分析，以作為進一步改善系統動態響應時的依據。最後將以PSIM各別模擬其 頻率響應，以和理論推導相互驗證。5.1 功率級開回路小信號動態模型
本節以系統操作在連續導通模式之前提下，使用平均狀態矩陣法來建立功級開回 路小信號動態模型。在此分析下，可得到升壓式轉換器之輸入電壓、輸入電流、輸出 電壓、輸出電流、開關責任週期等相互關係之開回路小信號轉移函數，進而為閉回路 控制架構提供建構基礎與動態響應分析比較之依據。 首先系統可分成開關導通和開關截止兩個情形來表示，如圖5.1(a)、(b)。其中io_d 表切載時輸出電流之擾動。 (a)(b) 圖5.1 升壓式轉換器工作模式(a)開關導通(b)開關截止 當開關導通： ⎪ ⎪ ⎩ ⎪⎪ ⎨ ⎧ + − = = C i RC v dt dv L v dt di d o c c in L _ (5-1) 開關截止時： ⎪ ⎪ ⎩ ⎪⎪ ⎨ ⎧ + + − = − = C i C i RC v dt dv L v v dt di L d o c c c in L _ (5-2) 故(5-1)、(5-2)可分別以矩陣表示為 ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎣ ⎡ ⋅ ⎥ ⎥ ⎥ ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎢ ⎢ ⎢ ⎣ ⎡ + ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎣ ⎡ ⋅ ⎥ ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎢ ⎣ ⎡ − = ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎣ ⎡ d o in c L c L i v C L v i RC v i dt d 1 0 0 1 1 0 0 0 (5-3) ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎣ ⎡ ⋅ ⎥ ⎥ ⎥ ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎢ ⎢ ⎢ ⎣ ⎡ + ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎣ ⎡ ⋅ ⎥ ⎥ ⎥ ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎢ ⎢ ⎢ ⎣ ⎡ − − = ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎣ ⎡ d o in c L c L i v C L v i RC C L v i dt d 1 0 0 1 1 1 1 0 (5-4) 其中 ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎣ ⎡ ⋅ ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎣ ⎡ = ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎣ ⎡ c L o i v i v i 1 0 0 1 ， ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎣ ⎡ = = ⎥ ⎥ ⎦ ⎤ ⎢ ⎢ ⎣ ⎡ = = ⎥ ⎥ ⎤ ⎢ ⎢ ⎡ − − = ⎢ ⎢ ⎣ ⎡ ⎥ ⎥ ⎦ ⎤ − = 1 0 0 1 , 0 1 , 1 1 1 0 , 1 0 0 0 2 1 2 1 2 1 B B L C C L A RC A 。
