I-Shou University Institutional Repository:Item 987654321/21516
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(3) 具漏電感能量回收之交錯型返馳式 LED 驅動器. 研究生：蘇培碩. 指導教授：鄭宏良. 義守大學電機工程研究所. 摘要. 本文提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器，整體電路由兩組返馳式 轉換器組成，轉換器使用金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)作為主動開關 。不需要增加元件即能使電流流經主動開關之本質二極體，使主動開關操作於零 電壓切換導通，提升整體電路轉換效率，並在兩組返馳轉換器開關的汲極各加一 顆旁路二極體，使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波能量並將此能量 傳送至電容儲存，達到能量回收之目的。因交錯型轉換器之特性，輸出電壓漣波 較傳統返馳式轉換器低。 本文詳細分析整體電路之工作模式，推導電路方程式並設計電路參數，最後 實際製作一 200W 之雛形電路並點亮 LED 負載，以驗證所提新型電路之可行性。 由實驗結果顯示，主動開關確實操作於零電壓切換導通，能有效地減少開關損失。 整體轉換效率可達到 95.1%。 關鍵詞：漏電感能量回收;交錯型返馳式轉換器;零電壓切換導通. i.
(4) An Interleaved Flyback-Typed LED Driver with Energy Recovery of Leakage Inductance Student: Pei-Shuo Su. Advisor: Hung-Liang Cheng. Department of Electrical Engineering I-Shou University. ABSTRACT This thesis proposes an interleaved flyback-typed LED driver with energy recovery of leakage inductance. The proposed circuit was composed of two flyback converters with two power MOSFETs as the active switches. Without adding any components to the converters, the current can flow through the active switch’s body diode, leading to zero-voltage switching-on (ZVS), and hence improving the overall efficiency. By add bypass diodes to divert the energy of the leakage inductance to flow to the output capacitor, the voltage spike across the active switches can be effectively reduced. Owing to the characteristic of interleaved operation, the output voltage ripple can be lower than traditional flyback converters. In this paper, detailed analyses on circuit operation are conducted and component parameters are designed. Finally, a 200-W prototype circuits are built to drive high-brightness LEDs for verifying the feasibility of the proposed circuit. The experimental results show that both active switches can achieve ZVS operation. ii.
(5) Besides, the spike voltage of the active switches is effectively reduced. The overall efficiency is 95.1% at rated power operation.. Keywords—Energy Recovery of Leakage Inductance; Interleaved flyback converter; Zero-Voltage Switching-on (ZVS).. iii.
(6) 致謝 時間飛快，轉眼間兩年的在職進修將結束。從來都沒有想過，還有這個機會 能重拾書本返回學校讀書進修，現在進修充電完畢了，也是該再職場上重新出 發。 進修期間，感謝我的指導教授鄭宏良 博士，感謝老師當初願意給我這個機 會，收我為入門學生，也感謝老師在我的電路研究與撰寫論文，不厭其煩的耐心 指導。同時也要感謝口試委員張永農 教授與張恩誌 教授，百忙之中來擔任學生 的口試委員，於口試期間給予指正與建議，使本論文更加完善。 感謝實驗室學長睦耀；同學祐生、凱翔、煒迪、滿堂；學弟居正的幫忙，在 我的研究所期間，給予我很多的幫忙及鼓勵，也謝謝系辦兩位系助莉貞與尹秀， 在一些事務上的幫忙處理，感謝謝謝你們。 最後，感謝我親愛的家人朋友們，謝謝你們這段期間無怨無悔的幫忙與鼓勵， 讓我能專心在課業上，謝謝爸媽的辛苦栽培，弟弟跟妹妹這段期間的辛苦幫忙， 還有遠在澳洲的女朋友，這段期間也謝謝妳的體貼與體諒。謝謝你們，你們這段 期間辛苦了！也祝福各位幫助過我與鼓勵過我的人及我所愛的人，平安快樂、身 體健康。. 蘇培碩. iv. 2017.8.
(7) 章節目錄 中文摘要.........................................................................................................................i 英文摘要........................................................................................................................ii 致謝..............................................................................................................................iv 章節目錄........................................................................................................................v 圖目錄..........................................................................................................................vii 表目錄...........................................................................................................................ix 第一章 簡介..................................................................................................................1 1.1 研究動機及目的......................................................................................1 1.2 LED 發光二極體簡介.............................................................................3 1.3 漏電感簡介..............................................................................................6 1.4 論文大綱..................................................................................................9 第二章 主動開關元件與硬式、柔式切換之介紹....................................................10 2.1 開關元件類型簡介................................................................................10 2.2 主動開關硬式切換介紹........................................................................13 2.3 主動開關柔式切換介紹........................................................................16 第三章 交錯型返馳式轉換器....................................................................................19 3.1 返馳式轉換器........................................................................................19 3.1.1 返馳式轉換器架構.......................................................................19 3.1.2 交錯型返馳式轉換器架構...........................................................20 3.1.3 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構.......................21 3.2 電路架構................................................................................................22 3.3 控制電路架構........................................................................................24 3.4 電路動作原理分析................................................................................26 v.
(8) 第四章 電路參數設計................................................................................................34 4.1 交錯型返馳式轉換器參數設計............................................................34 4.2 DCM 參數設計......................................................................................38 第五章 電路模擬與實驗結果....................................................................................40 5.1 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM)....................40 5.2 未具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形....................................47 5.3 調載量測波形(DCM)............................................................................50 5.3.1 輸出功率降至 90%......................................................................50 5.3.2 輸出功率降至 80%......................................................................53 5.3.3 輸出功率降至 70%......................................................................56 5.3.4 輸出功率降至 60%......................................................................59 5.3.5 輸出功率降至 50%......................................................................62 5.3.6 輸出功率降至 40%......................................................................65 5.3.7 輸出功率降至 30%......................................................................68 5.3.8 輸出功率降至 20%......................................................................71 5.3.9 輸出功率降至 10%......................................................................74 5.4 實驗結果................................................................................................77 第六章 結論與未來研究方向....................................................................................83 6.1 結論........................................................................................................83 6.2 未來研究方向........................................................................................84 參考文獻......................................................................................................................86. vi.
(9) 圖目錄 圖 1.1. LED 於各領域之應用...................................................................................4. 圖 1.2. 理想變壓器的電路符號................................................................................7. 圖 1.3. 考慮有繞線電阻的變壓器模型....................................................................7. 圖 1.4. 考慮繞線電阻與漏電感的變壓器模型........................................................7. 圖 1.5. 返馳式轉換器及其元件等效電路模型........................................................8. 圖 2.1. BJT 電路符號...............................................................................................11. 圖 2.2. MOSFET 電路符號......................................................................................11. 圖 2.3. IGBT 電路符號............................................................................................12. 圖 2.4. 主動開關截止時之暫態..............................................................................13. 圖 2.5. 主動開關導通時之暫態..............................................................................14. 圖 2.6. 開關 ZVS 導通.............................................................................................16. 圖 2.7. 開關 ZCS 截止.............................................................................................17. 圖 3.1. 返馳式轉換器電路......................................................................................19. 圖 3.2. 交錯型返馳式轉換器電路..........................................................................20. 圖 3.3. 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構......................................21. 圖 3.4. 具漏電感能量回收之交錯型返馳式 LED 驅動器.....................................22. 圖 3.5. 高頻驅動訊號..............................................................................................23. 圖 3.6. 高頻開關訊號驅動控制電路圖..................................................................24. 圖 3.7. L6599 之內部控制方塊圖............................................................................25. 圖 3.8. 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式..........29. 圖 3.9. 交錯式返馳轉換器之示意波形..................................................................30. 圖 4.1. 返馳式轉換器電感電流 ip2 與 is2 示意波形.................................................35. 圖 5.1. IsSpice 模擬電路.........................................................................................40 vii.
(10) 圖 5.2. 高頻互補方波驅動訊號........................................................................41. 圖 5.3. 輸出電壓 Vo、輸出電流 Io 波形....................................................................42. 圖 5.4. 主動開關 S1 之電壓、電流波形....................................................................43. 圖 5.5. 主動開關 S2 之電壓、電流波形....................................................................44. 圖 5.6. T1 一次側、二次側電感電流波形................................................................45. 圖 5.7. T2 一次側、二次側電感電流波形................................................................46. 圖 5.8. 輸出電壓 Vo、輸出電流 Io 之實作波形........................................................47. 圖 5.9. 主動開關 S1 之電壓、電流之實作波形........................................................48. 圖 5.10. 主動開關 S2 之電壓、電流之實作波形........................................................49. 圖 5.11. 輸出功率降至 90%實測波形......................................................................50. 圖 5.12. 輸出功率降至 80%實測波形......................................................................53. 圖 5.13. 輸出功率降至 70%實測波形......................................................................56. 圖 5.14. 輸出功率降至 60%實測波形......................................................................59. 圖 5.15. 輸出功率降至 50%實測波形......................................................................62. 圖 5.16. 輸出功率降至 40%實測波形......................................................................65. 圖 5.17. 輸出功率降至 30%實測波形......................................................................68. 圖 5.18. 輸出功率降至 20%實測波形......................................................................71. 圖 5.19. 輸出功率降至 10%實測波形......................................................................73. 圖 5.20. 電路調載之效率量測曲線圖......................................................................79. 圖 5.21 電路調載之操作頻率量測曲線圖.....................................................79 圖 5.22. 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路......................80. 圖 5.23 201-W LED 負載模組輸出電壓、輸出電流波形........................................82 圖 5.24. 實際雛形電路接上 201-W LED 負載模組實際送電情形.........................82. 圖 6.1. 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber..........................................................85. viii.
(11) 表目錄 表 1.1. 各種光源之特性比較表.........................................................................4. 表 2.1. BJT、IGBT、MOSFET 之特性比較表.............................................12. 表 4.1. 電氣規格表...........................................................................................37. 表 4.2. 電路元件參數表....................................................................................39. 表 5.1. 電路滿載之實際量測結果...........................................................................77. 表 5.2. 電路調光之實際量測結果...........................................................................78. 表 5.3. 主動開關瞬間電壓突波量測結果..............................................................78. 表 5.4. LED 負載模組規格表與負載之雛形...................................................81. ix.
(12) 第一章 簡介 1.1 研究動機及目的 隨著科技文明的進步，近年來電源技術應用在各電子產品上日漸增多，使得能 源相關的技術日趨重要，尤其著重於轉換效率的提高。而產品要求輕、薄、短、小 成為必然之趨勢。因此如何設計一個低成本、高效率、低損失的電源轉換器將是未 來市場需求的主流。因此如何提升能源轉換效率佳之技術，已成為學術界與產業界 近年來發展之重點，不僅可以提高能源效率、更能維護地球環境，使地球能源能永 續發展使用。 現今照明已成為人類不可或缺的一部分，到了二十世紀，水銀燈(Mercury Lamp)、發光二極(Light-Emitting Diode; LED)、螢光燈(Fluorescent Lamp)、複金屬燈 (Metal Halide Lamp)、高亮度氣體放電燈(High-Intensity Discharge Lamp; HID)…等光 源相繼出現[1]，提供了人類各項照明的需求。直到如今，照明用途已不僅是提供環 境亮度，而是利用照明的技術提供人類一個安全、舒適並且具有高品質的用光環境， 也由於人類對於生活品質的要求越來越高，相對的在照明能源方面的消耗也相當驚 人。因此發展具節能效果及環保意識的照明產品，已是現今二十一世紀最重視的議 題之一。 隨著3C產品及科技的進步，直流驅動更加被廣泛利用，電動機車、智慧型手機、 行動電源、電源供應器…等，LED都是直流驅動的應用範疇，以上所述皆需要直流 電供應，由此可知直流電的時代也漸漸進入我們生活。直流輸電系統不但可以降低 電能轉換損失，而且直流輸電不存在虛功率的問題。而上面所提及之各式負載，皆 需透過直流/直流轉換器以達所需之電氣規格，在考量電路成本以及產品競爭力下， 低功率的直流/直流轉換器使用簡單電路架構與簡單PWM控制，其主動開關工作於 硬性切換，在切換的瞬間會造成切換損失，而且還會引起電磁干擾的問題，嚴重的 話會造成電路的誤動作，甚至影響整個控制迴路，產生電路上穩定性的問題。隨著 切換頻率越高，所造成的切換損失就越大，因此硬式切換的轉換器大多應用在低功 -1-.
(13) 率產品上。高功率直流/直流轉換器對於電能轉換效率有更高的要求，以降低對散熱 設備的依賴並提升轉換器的功率密度。針對改善轉換器效率，許多文獻提出柔性切 換技術，使主動開關切換的時間發生在零電壓或零電流[2-13]，能夠減少切換損失與 降低功率開關的電流和電壓應力，除了提升電路效率外，可增強電路穩定度外也可 有效地降低電磁干擾。 因此本文提出一型直流/直流轉換器，電路含兩組交錯導通的返馳轉換器，電感 電流流經主動開關之本質二極體，使主動開關操作於零電壓切換導通，提升整體電 路轉換效率，並且在這兩組返馳轉換器主動開關的汲極旁各加一顆旁路二極體，使 開關在切換關閉時能分流漏感能量所造成的突波能量。因交錯式轉換器之特性，兩 組轉換器共同分擔總輸出功率，降低在元件上之電壓與電流應力，輸入電流漣波與 輸出電壓漣波較低，使元件壽命提升，增加電路之可靠度。. -2-.
(14) 1.2 發光二極體(Light-Emitting Diode)簡介 發光二極體(Light-Emitting Diode)是由半導體材料所製成之發光元件，元件具有 兩個電極端子，光輸出是由通過的正向電流決定，電流從P極(陽極)流向N極(負極)， 可將能量轉換以光的形式激發釋出，具有環保又節能的優勢。LED發光二極體由環 氧樹脂封裝，可以承受較高強度的震動與衝擊，其使用壽命均可達8萬~10萬小時， 使用壽命遠大過於其他光源。白光LED平均演色性評價指數(Ra)為80~85略遜於白熾 燈與鹵素燈泡。LED的發光效率高於白熾燈與鹵素燈泡。相較於螢光燈、氙氣閃光 燈、高亮度氣體放電燈…等光源，LED體積也小，點亮的速度也比其他光源還要更 快，直接加入直流電壓就可以馬上點亮。隨著目前半導體製程與散熱技術越來越成 熟，LED的發光效率已經逐漸超越HID。LED不像螢光燈及水銀燈含有汞蒸氣。綜 合以上優點，LED 的應用範圍十分廣泛，包括螢幕背光源、顯示看板、交通信號燈、 照明燈具、儀器儀表…等領域。圖1.1為LED各種應用領域。表1.1各種光源之特性比 較表[14]。 LED所輸出的光亮度與電流成正比，所以只要改變一下電流就可以輕易達到調 整發光亮度之目的，也可以達到節能之效果。調整LED光亮度的方式主要有兩種， 分別為應用脈波寬度調變(Pulse-width Modulation; PWM)與電壓控制。大部分常用 LED調光方式為PWM低頻調光，當脈波訊號為高電位時，LED導通，當脈波訊號為 低電位時，LED關閉。透過人類視覺暫留的效果，眼睛不會察覺LED 的閃爍，改變 低頻脈波的導通率就能控制流經LED的電流，因而控制LED的發光亮度。因為LED 在導通時的電流相等，使發光色彩可以保持一致，避免LED演色性降低。還有另一 種調光方式則是電壓控制，主要是改變LED兩端的跨壓，就可改變LED的電流。雖 然也是可以達到調光之目的，但發光顏色卻會隨著電流大小而改變，造成LED演色 性降低。. -3-.
(15) (a))車子大燈應 應用. (b)廣告看板 板應用. (c)室內燈 燈具應用. (d)戶外燈 燈飾裝飾應 應用. 圖1.1 LED於各領 領域之應用 用 表1.1 各種 種光源之特 特性比較表[14] 光 光源種類. 色溫(k k). 使用 用壽命(hrs)). 演色性 性(Ra). 發 發光效率(llm/W). 白熾燈. 2700~30 000. 50000~10000. 10 00. 8~18. 鹵 鹵素燈泡. 2900~32 200. 20000~3000. 10 00. 18~30 0. 省 省電燈泡. 4000~70 000. 50000~8000. 80~ ~85. 38~60 0. 高 高壓鈉燈. 2000~25 500. 120000~16000. 20~ ~40. 68~150 0. 複 複金屬燈. 3000~55 500. 60000~10000. 65~ ~80. 66~108. T55螢光燈管. 2700~65 500. 130000~20000. 80~ ~85. 90~105 5. 高 高壓水銀燈. 3000~47 700. 100000~12000. 50~ ~60. 40~65 5. LED(白光). 3200~75 500. 600000~75000. 50~ ~100. 120~16 60. -4-.
(16) LED 優點：[15] 1.. 其本身體積可以造得非常細小，可塑性強，可施工在任何造型上。. 2.. 能量轉換效率高(電能轉換成光能的效率)，耗電少，省能源，環保無汞。. 3.. 由於是固態元件，沒有燈絲、玻璃罩等，與螢光燈、白熾燈…等相較之下能 承受更大震盪。. 4.. 在安全的操作環境下平均可達到 10 萬小時的壽命，即便是在 50 度以上的高 溫，使用壽命還有平均約 4 萬小時。. 5.. 因發光體積細小，而易於以透鏡等方式達致所需集散程度，藉改變其封裝外 形，其發光角度由大角度散射至細角度聚焦都可以達成。. LED 缺點：[15] 1.. 製造成本高，價格稍貴。其產品損耗後，不利於回收利用，不符環保。. 2.. 發光二極體為光源面積小、分布較集中，作照明用途時會刺眼，須運用光學 設計分散光源。. 3.. 發光二極體因生產技術問題都會在特性(亮度、顏色、偏壓…等)上有一定差 異，即使是同一批次的發光二極體差異也不少。. 4.. 演色性低一直是 LED 的問題。. 5.. 效率受高溫影響而急劇下降，不但浪費電力也產生更多熱能，令溫度進一步 上升，形成惡性循環。浪費電力也縮短使用壽命，因此需要良好散熱。. -5-.
(17) 1.3 漏電感(Leakage Inductance)簡介 在耦合電感中初級線圈與次級線圈的耦合係數小於1時，耦合電感中會有某些部 漏電感，又稱漏感(Leakage Inductance)，視為線圈不會有變壓作用，只會有類似抑 流電感的作用，這部份線圈源於不完全耦合的電感即為漏電感。若初級線圈與次級 線圈完全耦合，即耦合係數為理想的1時，則這時變壓器時漏電感的數值為零。但一 般變壓器的耦合係數多為1以下，因為未完全耦合，所以線圈大部分存在漏電感。 變壓器(Transformer)是利用磁場耦合原理所形成的一種電能轉換元件。變壓器 由幾個重要元素所組成:兩組繞線、一條磁耦合路徑。兩組繞線分別形成兩個電感器， 而磁耦合路徑通常必須使用高導磁材料來引導磁通方向。圖1.2為理想變壓器的電路 符號。變壓器的繞線是由漆包線所繞製而成，而漆包線有對應的阻抗值，因此可以 在理想變壓器之電路符號上，加入阻抗R1與R2。圖1.3所示。考慮實際變壓器鐵心的 相對導磁係數並非無窮大，所以在線圈N1內的磁通，並無法百分之百通過線圈N2， 而是有一部分的磁通散逸到空氣中。這種效果就如同有一個電感，會產生磁通，但 卻沒有耦合到二次側的繞圈一樣。所以，可以用一個電感器來表示磁通洩漏到鐵心 外的現象，而這個電感就被稱為漏電感(Leakage Inductance)。由於每組繞線都會有 磁通洩漏的現象，因此每組繞線都要加上漏電感。漏電感以電抗(Reactance)表示， 並加入變壓器中，如圖1.4所示。. -6-.
(18) 圖1.2 理想變壓器的電路符號. 圖1.3 考慮有繞線電阻的變壓器模型. 圖1.4 考慮繞線電阻與漏電感的變壓器模型. -7-.
(19) 返馳式轉換器會因變壓器之漏電感及功率開關電晶體(MOSFET)中的寄生電容， 於功率開關晶體關閉時，因電感的磁通必需連續，而變壓器之漏電感無法將儲存於 漏電感之磁通轉換至二次側，漏電感電流瞬間被截斷，於功率開關晶體之汲極(Drain) 與源極(Source)間將有一極大之電壓突波(Voltage Spike)，變壓器之漏電感與功率開 關電晶體寄生之電容共振產生高頻震盪時，然而元件寄生之電感及電容所產生之電 壓突尖並伴隨之高頻震盪，將可能對開關晶體造成應力衝擊甚至損壞。高頻震盪也 可能衍生電源系統之電磁干擾或電路操作之可靠度問題。如圖1.5所示。. 圖 1.5 返馳式轉換器及其元件等效電路模型. -8-.
(20) 1.4 論文大綱 本文內容共分為六章陳述，各章節內容安排如下： 第一章：簡介本文研究動機，並概述LED驅動器與何謂漏電感。 第二章：介紹主動開關元件之柔性切換與硬式切換。 第三章：介紹本文提出之新型交錯式轉換器基本架構、控制電路及電路工作模式分 析。 第四章：介紹本文電路特性、電路設計限制及參數設計過程。 第五章：依據上一章之參數設計值進行電路模擬與雛形電路製作，並比較模擬波形 與實測波形，驗證所提電路之可行性。 第六章：結論與未來研究方向。. -9-.
(21) 第二章 主動開關元件與硬式、柔式切換之介紹 本章節將探討主動開關元件類別，以及傳統主動開關硬式切換之缺點與現代柔 式切換之優點。 2.1 主動開關元件類型簡介 開關元件(Switching Device)是由半導體材料所組成。藉由控制訊號的改變，開 關元件可以控制電流的導通與否，進而調節電能的變動，來達到電能轉換之目的。 因此開關元件是電能轉換器中的主角，在整體系統電路中具有極重要的地位。 在各種切換式功率轉換器中，主電路皆須經由開關元件的切換來換控制整體電 路的動作；開關元件可分為主動式開關和被動式開關，然而一般轉換器常用到的主 動開關元件有雙極接面電晶體(Bipolar Junction Transistor, BJT)、金屬氧化物半導體 場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor, MOSFET) 、絕緣柵雙 極電晶體(Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT)…等。. 1. 雙極接面電晶體(BJT)：是一種具有三個終端的電子器件，又俗稱三極體。這種 電晶體的工作，同時涉及電子和電洞兩種載子的流動，因此它被稱為雙極性的， 所以也稱雙極性載子電晶體。BJT最主要的特點是具有電流放的功能，也是 一 種電流控制元件，但其切換速度相對比場效電晶體來得慢。圖2.1所示。. 2. 金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)：是一種廣泛使用在類比電路與數位電 路的場效電晶體。金屬氧化物半導體場效電晶體依照其通道極性的不同，可分 為電子占多數的N通道型與電洞占多數的P通道型，通常被稱為N型金氧半場效 電晶體(NMOSFET)與P型金氧半場效電晶體(PMOSFET)。如圖2.2所示。. - 10 -.
(22) 3. 絕緣柵雙極電晶體(IGBT)：IBGT是一種結合BJT跟MOSFET優點的開關元件。 基本上，它是利用MOSFET快速切換的特性，擔任控制訊號的放大；然後利用 BJT較大電流放大倍率的特性，擔任主要電流的導通路徑。此IGBT可說是集BJT 與MOSFET之優點的組成，所以其特性便居於兩者之間。如圖2.3所示。. (a) PNP BJT. (b)NPN BJT 圖2.1 BJT電路符號. 圖2.2 MOSFET電路符號. - 11 -.
(23) C 集極. G 閘極. E 射極 圖2.3 IGBT電路符號. 表2.1 BJT、IGBT、MOSFET之特性比較表 承受功率. BJT 低. IGBT 高. MOSFET 中. 耐電流. 大. 中. 小. 開關切換速度. 慢. 中. 快. - 12 -.
(24) 2.2 主動開關硬式切換介紹 轉換器中常使用金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)或雙極接面電晶體 (BJT)作為主動開關，本文實驗中的主動式開關將選擇使用金屬氧化物半導體場效電 晶體。因金屬氧化物半導體場效電晶體在切換時並非理想現象，其中可能造成的切 換損失。會因漏感以及寄生電容，產生不必要之突波，對電晶體元件造成不必要之 應力，而導致元件之損毀。. 硬式切換可能造成的切換損失有：[16-20] 1.. 開關截止損失：在主動開關使用硬式切換方式，當開關截止時，由於開關電流 下降緩慢，開關的跨壓因為汲極(D)與源極(S)間寄生電容受到大電流急速充電而 造成電壓快速上升，快速上升電壓與緩慢下降的開關電流所交疊之面積，即為 開關截止損失，如圖2.4所示。而此勢也必造成功率損耗於開關上。. 圖2.4 主動開關截止時之暫態. - 13 -.
(25) 2.. 開關導通損失：汲極(D)-源級(S)間寄生電容的放電發生於開關導通暫態，因金 屬氧化物半導體場效電晶體的汲極(D)和源極(S)間寄生電容作用，當開關導通時 必須先將電容放電，由於寄生電容放電，開關電流會快速上升，而開關電壓因 寄生電感，開關跨壓緩慢下降，開關電流與開關電壓所交疊之面積，即為開關 導通損失 ，如圖2.5所示。而此勢也必造成功率損耗於開關上。. 圖2.5 主動開關導通時之暫態. 由上圖2.4跟圖2.5可知硬式切換在開關截止與導通時皆會造成切換損失。當系統 切換頻率增加，在導通與截止時開關元件上的電壓或電流迅速變化，即電壓變化率 (dv/dt)與電流變化率(di/dt)過大，將產生嚴重之電磁干擾(Electromagnetic Interference, EMI)，這不僅影響系統本身之運作，產生之高頻雜訊也會干擾其他電子設備，而且 還可能會引起電磁干擾問題，嚴重的話會造成電路誤動作，甚至影響控制迴路，產 生穩定性問題。而其切換損失將也會轉換成熱能，隨著電路的運作，系統溫度亦逐 漸上升，然而開關元件在高溫時之耐壓與耐流的能力也會降低，若未重視散熱的問 題，將導致功率開關元件壽命縮短，甚至過熱而燒毀；若無法降低切換的損失，勢 必要在功率開關元件上加大散熱片來解決散熱的問題，因此散熱系統的體積必須增 - 14 -.
(26) 加，最終還是無法達到產品精密和小型化的設計目的。因此，硬式切換大致上僅適 用於較低功率之應用。 由於開關切換損失發生在每個切換動作，與切換頻率是成正比的，若切換頻率 提高，開關所造成損失亦會提高。伴隨著現代科技進步，我們會想要減小元件(如磁 性元件、儲能元件)的面積，勢必提高切換頻率，如此一來每週期的儲存能量變化較 小，即可縮小體積亦可以減省成本，但是若提高操作頻率，切換損失的問題將會接 踵而來。由上述的開關切換暫態現象可以知道，若使用傳統硬式切換的方法一定會 造成切換損失，若使用柔式切換的方式功率開關間的切換將可解決此困擾。 常見的開關柔性切換技術有零電流切換(Zero-Current Switching, ZCS)以及零電 壓切換(Zero-Voltage Switching, ZVS)，即能有效地降低切換損失。因此使用柔式切 換降低損失的技術相對重要。. - 15 -.
(27) 2.3 主動開關柔式切換介紹 硬式切換架起了轉換器的基本拓樸結構，也決定了轉換器的根本操作原理，更 限制了轉換器的輸入/輸出轉換關係。然而由於元件的非理想特性，使得硬式切換的 轉換效率大大的受到處理功率和切換頻率的影響，也因此往往只能用來處理低功率 的應用電源及體積也無法再縮小。 為了改善主動開關元件硬式切換之缺點，近年來國內專注於柔式切換(Soft Switching )之研究。柔式切換技術係在電路架構中，加入輔助電容與輔助電感以構 成輔助諧振電路，並藉由電容與電感之諧振作用使得功率開關元件在導通前，讓開 關上之跨壓先降為零再進行導通之動作；或是在功率開關元件截止前，讓開關上之 電流先降為零再進行截止之動作。柔性切換技術，不僅可減少功率開關元件在硬式 切換時產生的問題，如切換損失、電磁干擾及系統穩定性等，即使系統操作於大功 率或大電流之環境，也能有效的提高整體系統之效率，減少能源浪費。柔式切換技 術便應運而生，因此近幾年柔性切換逐漸取代傳統硬式切換。. 柔性切換技術可分為零電流切換(ZCS)及零電壓切換(ZVS)兩種方式。[13] 1.. 零電壓切換(ZVS)：在開關導通時，電壓vDS先下降到零，接著電流iDS才開始上 升，使得導通電流不與電壓波形產生重疊而造成導通暫態切換損失，這稱之為 零電壓切換(Zero-Voltage Switching, ZVS) 如圖2.6所示。. 圖2.6 開關ZVS導通 - 16 -.
(28) 2.. 零電流切換(ZCS)：在開關截止時，電流iDS先下降至零後，電壓vDS才開始上升， 如此便不會讓開關的截止電流與電壓波形重疊而產生截止暫態的切換損失，這 稱之為零電流切換零電流切換(Zero-Current Switching, ZCS)。如圖2.7所示。. 圖2.7 開關ZCS截止. - 17 -.
(29) 有關柔性切換技術的優點，歸納列述如下： 1.. 減少功率開關元件之切換損失，且能實現電路輕型之目的。. 2.. 若採用PWM方式，即使產生交換雜訊之重要因素的寄生電容，仍可予以積極利 用作為諧振元件，且可降低其所產生之雜訊。. 3.. 可實際提升切換頻率，使功率被動元件(電感器、變壓器、電容器)等元件變小， 不僅可以提高功率密度，亦使回授頻寬變寬；加速電能轉換器之暫態響應。. - 18 -.
(30) 第三章 交錯型返馳式轉換器 本章節將探討交錯型返馳式轉換器基本架構，並提出本文之具漏電感能量回收 之交錯型返馳式轉換器，並針對電路架構、控制電路以及電路動作原理做詳細之敘 述。. 3.1 返馳式轉換器 3.1.1 返馳式轉換器架構 實際的應用電路中，由於功率的提升與安全規範的考量，設計上必須考慮如何 隔開輸入端與輸出端，一般設計會使用變壓器做為電氣隔離與電壓準位的調整。返 馳式轉換器的電路結構其實就是具有隔離特性的降昇壓型轉換器，其電路由一個功 率開關S1、耦合電感T1、二極體D1、濾波電容器Co與負載Ro所組成，如圖3.1所示。 其磁性元件的功能不完全只是變壓器功能，而是利用耦合電感來達到能量轉換及儲 存能量之目的。返馳式轉換器具有成本低、電路成熟與架構簡單的特點，並且容易 達到多組輸出的目的，所以常使用在輔助電源的設計以供應整個系統的電源需求。. 圖3.1 返馳式轉換器電路 - 19 -.
(31) 3.1.2 交錯型返馳式轉換器架構 交錯型返馳式轉換器[13][21-30]，顧名思義是由兩組或兩組以上轉換器並聯組 成，每組返馳式轉換器之主動開關可以經由控制互補交錯導通或同時導通，不但操 作方式與單相返馳式轉換器一樣，也可分擔總輸出功率，主要用以解決大功率電路 的需求。更同時減少輸入以及輸出電壓漣波，減少電感體積與輸出電容值，增加電 路之功率密度。圖3.2所示。. + T1. Vo. S1 D1. DC. + -. D2. Co Ro. T2. S2. -. 圖3.2 交錯型返馳式轉換器電路. 交錯型返馳式轉換器之優點： 1. 具有更好的可靠度。 2. 可獲得較高電路系統效率。 3. 輸入端電流連波與輸出端電壓漣波較低。 4. 可使每一組的電流平衡，對於電路散熱亦佳，熱能影響對電路較小。. - 20 -.
(32) 3.1.3 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 本文應用交錯式返馳轉換器，提出具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架 構。如圖3.3所示。電路含兩組交錯導通的返馳轉換器，即能使電流流經主動開關之 本質二極體，使主動開關操作於零電壓切換導通，提升整體電路轉換效率，並且在 這兩組返馳轉換器主動開關的汲極各加一顆旁路二極體，使開關在切換時能分流由 漏感能量所造成的突波電壓，將漏電感能量送至輸出電容達到能量回收之目的。為 提升轉換效率，開關使用柔性切換技術，本文電路藉由元件上的安排且不需增加任 何元件以及輔助電路，即能使主動開關能操作於零電壓切換，減少切換損失，因交 錯式轉換器之特性，兩組轉換器共同分擔總輸出功率，降低在元件上之電壓與電流 應力，輸入電流漣波與輸出電壓漣波較低，使元件壽命提升，增加電路之可靠度。. 圖3.3 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器架構. - 21 -.
(33) 3.2 電路架構 第一組返馳轉換器由耦合電感(T1)、主動開關(S1)、二極體(D1)、旁路二極體(Dp1)； 第二組返馳轉換器由耦合電感(T2)、主動開關(S2)、二極體(D2)、旁路二極體(Dp2)組 成。輸出電容(Co)，以及輸出負載為LED (Ro)。設計兩組電感之電流工作於DCM。 其電路架構如圖3.4所示。. 本文電路輸入電壓為48V之直流電源。利用脈波頻率調變之控制方式，調整輸 出功率，達到調光之目的。. 圖3.4 具漏電感能量回收之交錯型返馳式LED驅動器. - 22 -.
(34) 本文電路架構之兩組主動開關S1與S2為了滿足交錯式導通之特性，主動開關S1 與S2須由一組具有怠遲時間(Dead Time)的互補方波電壓訊號vGS1與vGS2來交互驅動， 其切換頻率為fs。但本文架構的兩個主動開關為並聯，有無怠遲時間並不影響電路。 因怠遲時間非常短暫，可將其忽略，vGS1與vGS2的導通率為0.5，如圖3.5所示。在主 動開關導通前，因電路元件架構安排，致使電流流經主動開關本質二極體(Intrinsic Diode)Ds1與Ds2，使主動開關達到零電壓切換導通(Zero-Voltage Switching-on；ZVS)， 此舉可減少開關切換之損失，進而有效提升電路之整體效率。. 圖3.5 高頻驅動訊號. - 23 -.
(35) 3.3 控制電路架構 本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器，為了滿足交錯式工作之 特性，需要一組具有怠遲時間的高頻互補方波訊號驅動兩個主動開關S1與S2，所以 選用由STMicroelectronic意法半導體公司所生產的高壓諧振控制器IC L6599，如圖 3.6與圖3.7所示分別為L6599的訊號驅動控制電路圖與內部控制方塊圖。L6599為高 頻諧振控制器，參考產品規格，其怠遲時間為0.3μs(怠遲時間不可調)且導通率固定 為0.5且不可調，高頻訊號之頻率可由震盪時間電容CF、最高頻率電阻Rfmax與最低頻 率電阻Rfmin來做調整，進一步將高頻訊號之頻率微調至本文電路的額定操作頻率。 L6599的15腳位(HVG)係上橋閘極驅動訊號，驅動上橋開關，而11腳位(LVG)為下橋 閘極驅動訊號，以驅動下橋開關。為確保驅動主動開關之閘極控制訊號不受電路干 擾，需將L6599這一組互補閘極驅動訊號(HVG、LVG)透過光耦合器TLP250做電位 隔離，隔離之後可得到一組與L6599同相位的互補訊號，即為主動開關S1與S2的驅動 訊號vGS1與vGS2。. 圖3.6 高頻開關訊號驅動控制電路圖. - 24 -.
(36) 圖3.7. L L6599之內部 部控制方塊 塊圖. - 25 -.
(37) 3.4 電路動作原理分析 為簡化電路分析，電路滿足以下假設條件： 1.. 所有電路元件皆視為理想元件，不考慮銅損、線損、鐵損以及寄生元件影響。. 2.. 主動開關皆為理想元件(無寄生元件)，導通時視為短路，關閉時視為開路。. 3.. 輸出電容 Co 足夠大，可將輸出電壓Vo 視為直流電壓源。. 4.. 交錯式返馳轉換器之兩組電感電流工作於DCM模式。. 5.. 耦合電感一次側與二次側之圈數比為n= NP / NS，第一組耦合電感一次側電壓、 電流為vLp1、ip1；二次側電壓、電流為vLs1、is1。第二組耦合電感一次側電壓、電 流為vLp2、ip2，二次側電壓、電流為vLs2、is2。電感值Lp1= Lp2，Ls1= Ls2。. 在穩態下，電路於每個高頻週期，其工作模式可分為六種模式。工作模式如圖 3.8 所示。圖3.9 為交錯式返馳轉換器之示意波形。. - 26 -.
(38) (a) 模式 I. +. CS1. DS1. T1 is1. Io Vo. S1 Dp1. D1. Co. in. D2. Dp2 CS2. T2. DS2. ip2. S2 (b) 模式 II. 圖 3.8 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式 - 27 -. Ro.
(39) +. CS1. DS1. T1. Io V o. S1 Dp1. D1. Co. in. D2. Ro. Dp2 CS2. T2. DS2. ip2. S2 -. (c) 模式 III. CS1. DS1. ip1. T1. +. Io Vo. S1 Dp1. D1. Co. in. is2. T2. D2. Dp2 CS2. DS2. S2 -. (d) 模式 IV 圖 3.8 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式 - 28 -. Ro.
(40) CS1. Io. + DS1. ip1. T1. Vo. S1 Dp1. D1. Co. in. is2. D2. T2. Ro. Dp2 CS2 DS2. S2 (e) 模式 V. CS1. +. Io. DS1. ip1. T1. S1 Dp1. D1. Co. in. T2. Vo. D2. Dp2 CS2. DS2. S2 -. (f) 模式 VI 圖 3.8 主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之工作模式 - 29 -. Ro.
(41) 圖 3.9 交錯式返馳轉換器之示意波形 - 30 -.
(42) (a) 工作模式 I(t0<t<t1)： 在工作模式I之前，主動開關S1為導通狀態，此時T1一次側電流ip1到達峰值，當 S1關閉，電路進入工作模式I。當S1關閉時，T1一次測漏感電流先對S1寄生電容充電， 此電容兩端電壓將上升，當電壓上升至等於輸出電壓Vo時，旁路二極體Dp1導通，且 將此剩餘的漏電感能量送至輸出電容Co，通常MOSFET的寄生電容很少，將此寄生 電容充電至Vo所需的能量很小，所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co，達 到能量回收之目的，也由於漏電感通常很少，故漏電感電流也很快下降到零。另一 方面，由於ip1瞬間下降，為了保持磁通平衡，耦合電感T1感應二次側電流is1。is1先流 過D1與主動開關S2的寄生電容並對輸出電容Co充電，此時寄生電容為放電狀態，當 放電至-0.7V時，主動開關S2的本質二極體Ds2導通，另一方面，因為S2 本質二極體導 通，T2一次側電壓等於輸入電壓Vin，T2一次側電流ip2由零呈線性上升，電感Lp2儲能， 其電流路徑經由二極體D1流經T1二次測對輸出電容Co充電，T1二次側電感Ls1跨壓為 -Vo，T1二次側電流is1由峰值開始線性下降，電感Ls1釋能。當ip2大於is1時，電路將進 入工作模式II。. (b) 工作模式 II(t1<t<t2)： 當ip2大於is1時，電路進入工作模式II，S2為導通狀態，此時有兩個電流迴路，一 部分的ip2路徑與is1相同並流經D1持續對Co充電；一部分的ip2流經S2與輸入電壓源。 在此模式下，is1持續線性下降；反之ip2持續線性上升。當is1下降至零時，電路操作 進入工作模式III。. (c) 工作模式 III(t2<t<t3)： 此模式為is1等於零，S2持續導通，電流ip2持續線性上升。此模式結束於vGS2變成 低電位時，當主動開關S2關閉截止時，此模式結束，並進入工作模式IV。. - 31 -.
(43) (d) 工作模式 IV(t3<t<t4)： 於此模式開始之前，開關S2導通，電流ip2到達峰值。當S2截止，電路進入工作 模式IV。當S2關閉時，T2一次測漏感電流先對S2寄生電容充電，此電容兩端電壓將上 升，當電壓上升至等於輸出電壓Vo時，旁路二極體Dp2導通，且將此剩餘的漏電感能 量送至輸出電容Co，通常MOSFET的寄生電容很少，將此電容充電至Vo所需的能量 很小，所以大部分的漏電感能量都傳送到輸出電容Co，達到能量回收之目的，也由 於漏電感通常很少，故漏電感電流也很快下降到零。另一方面，由於ip2瞬間下降， 為了保持磁通平衡，耦合電感T2感應二次側電流is2。is2先流過D2與主動開關S1的寄生 電容並對輸出電容Co充電，此時寄生電容為放電狀態，當放電至-0.7V時，主動開關 S1的本質二極體Ds1導通，另一方面，因為S1本質二極體導通，T1一次側電壓等於輸 入電壓Vin，T1一次側電流ip1由零呈線性上升，電感Lp1儲能，其電流路徑經由二極體 D2流經T2二次測對輸出電容Co充電， T2二次側電感Ls2跨壓為-Vo，T2二次側電流is2 由峰值開始線性下降，電感Ls2釋能。當ip1大於is2時，電路將進入工作模式V。. (e) 工作模式 V(t4<t<t5)： 當ip1大於is2時，電路進入工作模式V，S1為導通狀態，此時有兩個電流迴路，部 分的ip1路徑與is2相同 並流經D2持續對Co充電，另一部分的ip1流經S1與輸入電壓源。 在此模式下，is2持續線性下降；反之ip1持續線性上升。當is2下降至零時，電路操作 進入工作模式VI。. (f) 工作模式 VI(t5<t<t6)： 此模式為is2等於零，S1維持導通，電流ip1持續線性上升。此模式結束於vGS1變成 低電位時，主動開關S1為截止狀態，電路操作進入下一個高頻週期的模式I。. - 32 -.
(44) 由以上操作模式(模式I、模式IV)的分析可知，當主動開關在導通之前，電流先 流經其本質二極體，此時電晶體跨壓會被箝位在-0.7V，電晶體滿足零電壓切換導通 (Zero-Voltage Switching-on,ZVS)。. - 33 -.
(45) 第四章 電路參數設計 本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器，結合了兩組反馳 式轉換器，使用兩個主動開關，兩組反馳式轉換器電路動作互不影響，皆保留其原 本電路之特性。在前一章節的電路分析中，可以得知主動開關滿足零電壓切換。在 設計電路參數時，兩組反馳式轉換器因導通率各佔導通時間的一半，反馳式轉換器 交互工作提供能量給負載，另一組之參數同此分析，所以可以用一組來做參數設計 與分析。. 4.1 交錯型反馳式轉換器參數設計 由上述知交錯型反馳式轉換器可用其中一組來做參數設計分析，本節針對反馳 式轉換器方程式推導與分析，並確保電感電流工作於 DCM。 在此以模式 I 至模式 VI，T2 耦合電感之一次側與二次側電流變化量，來做公式 推導。從第三章之電路動作原理可知，模式 I 至模式 III，不論 S2 或是 DS2 導通，皆 由輸入電壓 Vin 提供電路能量，電感電流 ip2 持續線性上升，此時電感 Lp2 為儲能狀態。 由於反馳式轉換器之電感電流工作在 DCM，ip2 於模式 I 從零開始上升，於模式 III 結束瞬間時達到峰值。ip2 的上升時間包含 S2 與 DS2 導通時間(t0~t3)，並且等於一個高 頻切換週期的一半，如下式表示： DTs t 3 t 0 0.5Ts. (4.1). 其中，D 為反馳式轉換器的導通率，Ts 為高頻開關之切換週期。圖 4.1 表示 ip2 的示意波形。Δip2 達到峰值，如下式所示： i p 2 , peak . VinTs 2Lp2. (4.2). - 34 -.
(46) 當開關 S2 截止，電路進入工作模式 IV，此時 ip2 瞬間下降至零，為了保持磁通 平衡，耦合電感 T2 感應二次側電流 is2，電流 is2 的峯值由(4.3)表示： i s 2 , peak n i p 2 , peak n . V in T s 2Lp2. (4.3). 耦合電感值與圈數的平方成正比： L p 2 n 2 Ls 2. (4.4). 電流 is2 由峯值下降至零所須的時間如(4.5)所示： Toff . VinTs 2nVo. (4.5). 由圖 4.1 可知，為了使 T2 電感電流操作在 DCM， Toff 需小於 (0.5)Ts ： VinTs Ts 2 nV o 2. (4.6). 將上式整理之後，可得： n. Vin Vo. (4.7). 圖 4.1 返馳式轉換器電感電流 ip2 與 is2 示意波形. - 35 -.
(47) 圖 4.1 可計算出 is2 的平均電流 Is2，而電路穩態工作時二次側平均電感電流亦等 於輸出電流 Io2，(Io2 係指單第二組反馳式轉換器輸出電流)，如下式表示： 2. I s2 I o2 . Vin Ts 8Vo L p 2. (4.8). 因歐姆定律，下式表示： 2. Vin Ts V o 8Vo L p 2 2 Ro. (4.9). 將(4.9)整理之後，可得耦合電感一次側電感值公式為： 2. Lp2 . Vin Ro. (4.10). 2. 4Vo f s. 如第三章所述，Dp1 與 Dp2 的功能是提供漏電感能量的釋放路徑，為了避免互感 磁通的能量直接經由 Dp1 與 Dp2 而儲存至輸出電容下式必須滿足： Vin n Vo Vo. (4.11). 由(4.11)式推得：. n 1. Vin Vo. (4.12). - 36 -.
(48) 本文提出主動開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器，輸入電壓為 直流電壓源 48V，輸出電壓為直流電壓 246V，輸出電流為 0.813A，輸出功率為 200W， 以此作為雛型電路的設計條件。其電氣規格如表 4.1 所示。. 表 4.1 電氣規格表 輸入電壓, Vin. DC 48V. 輸出電壓, Vo. DC 246V. 輸出電流, Io. 0.813A. 輸出功率, Po. 200W. 輸出電阻, Ro. 302Ω. 高頻操作之功率開關切換頻率, fS. 50KHz. 功率開關切換導通率, D. 0.5. - 37 -.
(49) 4.2. DCM 參數設計. 電路元件參數設計步驟如下：. 步驟一：選擇適當之圈數比 n。 當輸入電壓為 DC 48V，輸出電壓為 DC 246V，由不等式(4.7)、(4.12)可得知， 圈數比設計範圍。而圈數比越高，主動開關在不導通時跨壓會隨之提高，本文選擇 圈數比設計為 0.5。詳見下式：. 0.2 n 0.8 步驟二：選擇反馳式轉換器之電感值。 由(4.10)求得一次側電感值： 2. L p1 L p 2 . Vin Ro 2. 4Vo f s. . 48 2 302 57.5μH 4 246 2 50 10 3. 代入 n=0.5，求得二次側電感值：. Ls1 Ls 2 . L p1 n. 2. . 57.5H 230μH 0.5 2. - 38 -.
(50) 根據上述步驟可以決定交錯型反馳式轉換器之元件參數，其電路元件參數表整 理成表 4.2。. 表 4.2 電路元件參數表 二極體, D1、D2. C3D10060A(600V/10A). 旁路二極體, Dp1、Dp2. C3D10060A(600V/10A). 功率開關, S1、S2. 47N60C3 (650V/47A/0.07Ω). 反馳式轉換器一次側電感, Lp1、Lp2. 57.5μH. 反馳式轉換器二次側電感, Ls1、Ls2. 230μH. 整體電路輸出電容, Co. 100µF/250V. - 39 -.
(51) 第五章 電路模擬與實驗結果 為了驗證本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器之可行性 ，根據前章節推導的設計公式，設計一個 200W 的雛型電路，經由 IsSpice 電路模擬 軟體逕行模擬，並製作出雛形電路，進行電路量測，實現零電壓切換、高效率、交 錯型轉換器之目的。並藉由應用脈波頻率調變方式，改變開關切換頻率，輸入功率 與主動開關切換頻率成反比。. 5.1 電路模擬波形與實作量測波形(電感電流操作於 DCM). 本文電路根據圖 3.4 之電路架構及表 4.2 的電路元件參數表逕行電路模擬，並將 電路模擬波形與實驗波形比較，來驗證電路理論分析之正確性，圖 5.1 為本文主動 開關滿足具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器 DCM 之 IsSpice 模擬電路。. 7. T1 LPRIM = 57.5u LSEC = 230u 8. 8. 16. L1 0.583u. Vp1. 8. 18. 16. 19. 7. S1 47N60C3. 5. 7. 16. 7. V1. 9. Vs1. 7. 5. 7. Vgs1. D1 16. 17. 17. DP1. S1. G1 7. 7 7 7. 8 7. DP2. Vic 17. D2. 7. Rled 302. Co 100U. 7. 5. 7. 5. 13 14. 14. T2 LPRIM = 57.5u LSEC = 230u. Vin. L2 0.583u. Vp2. S2 47N60C3. 5 8. 14. 8. 20. 14. 4. 25. 7. 17. 17. 17. V2. 17. 5 5. 7. Vgs2. Vs2 G2 5. S2 5. 圖 5.1 IsSpice 模擬電路. - 40 -. 5. 5.
(52) 圖 5.2 為電路操作於滿載時，由 IC L6599 所輸出兩組具有怠遲時間為 0.3μs 的 高頻互補方波訊號以驅動兩組主動開關 S1、S2。. (vGS1、vGS2：5V/div,. time：5μs/div). (a) 模擬波形. (vGS1、vGS2：5V/div,. time：5μs/div). (b) 實作波形 圖 5.2 高頻互補方波驅動訊號 - 41 -.
(53) 圖 5.3 為模擬波形與實作量測波形，操作於滿載之輸出電壓 Vo、輸出電流 Io， 由圖得知滿載輸出電壓為 246.2V 與輸出電流為 0.816A，輸出電壓、電流波形為一 漂亮直流輸出。整體電路轉換效率經實際量測為 95.1%。. (Vo：100V/div, Io：0.5A/div, time：5ms/div) (a) 模擬波形. (Vo：100V/div, Io：0.5A/div, time：5ms/div) (b) 實作波形 圖 5.3 輸出電壓 Vo、輸出電流 Io 波形 - 42 -.
(54) 圖 5.4 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1、電流 iDS1 波形，由圖得知主 動開關 S1 具有零電壓切換導通之特性，在模擬與實作波形上可以看到，在開關導通 之前，開關電流先流經開關本質二極體，此時電晶體跨壓箝位在-0.7V，電晶體滿足 零電壓切換導通(ZVS) ，確實有效減少開關之切換損失，提升電路整體效率。. (vDS1：100V/div, iDS1：5A/div, (a) 模擬波形. time：5μs/div). (vDS1：100V/div, iDS1：5A/div,. time：5μs/div). (b) 實作波形 圖 5.4 主動開關 S1 之電壓、電流波形 - 43 -.
(55) 圖 5.5 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2、電流 iDS2 波形，由圖得知主 動開關 S2 具有零電壓切換導通之特性，在模擬與實作波形上可以看到，在開關導通 之前，開關電流先流經開關本質二極體，此時電晶體跨壓箝位在-0.7V，電晶體滿足 零電壓切換導通(ZVS) ，確實有效減少開關之切換損失，提升電路整體效率。. (vDS2：100V/div, iDS2：5A/div,. time：5μs/div). (a) 模擬波形. (vDS2：100V/div, iDS2：5A/div,. time：5μs/div). (b) 實作波形 圖 5.5 主動開關 S2 之電壓、電流波形 - 44 -.
(56) 圖 5.6 為電路操作於滿載之耦合電感 T1 一次側電流 ip1、二次側電流 is1 波形，由 圖可知電感電流操作於 DCM。當主動開關 S1 導通時，電流 ip1 線性上升；當主動開 關 S1 關閉時，電流 is1 線性下降。. ip1. is1. 0. (ip1、is1：5A/div,. time：5µs/div). (a) 模擬波形. (ip1、is1：5A/div,. time：5µs/div). (b) 實作波形 圖 5.6 T1 一次側、二次側電感電流波形 - 45 -.
(57) 圖 5.7 為電路操作於滿載之耦合電感 T2 一次側電流 ip2、二次側電流 is2 波形，由 圖可知電感電流操作於 DCM。當主動開關 S2 導通時，電流 ip2 線性上升；當主動開 關 S2 關閉時，電流 is2 線性下降。. (ip2、is2：5A/div,. time：5µs/div). (a) 模擬波形. (ip2、is2：5A/div,. time：5µs/div). (b) 實作波形 圖 5.7 T2 一次側、二次側電感電流波形 - 46 -.
(58) 5.2 未加具有漏感回收之功能旁路二極體量測波形 本小節電路將兩組返馳轉換器旁的旁路二極體拿掉，進行實際波形量測，驗證 是否具有漏感能量回收之功能。. 圖 5.8 為未加旁路二極體時實作量測波形，操作於滿載之輸出電壓 Vo、輸出電 流 Io，由圖得知滿載輸出電壓為 247.4V 與輸出電流為 0.814A。輸出電壓、電流波形 雖為一漂亮直流輸出，但整體電路轉換效率經實際量測為 90%。. (Vo：100V/div, Io：0.5A/div, time：5ms/div) 圖 5.8 輸出電壓 Vo、輸出電流 Io 之實作波形. - 47 -.
(59) 圖 5.9 為電路操作於滿載之主動開關 S1 電壓 vDS1、電流 iDS1 波形，由圖得知主 動開關 S1 還具有零電壓切換導通之特性，能有效減少開關之切換損失，進而提升電 路整體效率，但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比，如圖 5.4 所示。瞬間突波電壓高出很多，兩者相較之下相差近一倍，長時間處於此工作環境 之下將會大大降低開關元件之壽命。. (vDS1：100V/div, iDS1：5A/div,. time：5μs/div). 圖 5.9 主動開關 S1 之電壓、電流之實作波形. - 48 -.
(60) 圖 5.10 為電路操作於滿載之主動開關 S2 電壓 vDS2、電流 iDS2 波形，由圖得知主 動開關 S２還具有零電壓切換導通之特性，能有效減少開關之切換損失，進而提升電 路整體效率，但突波電壓瞬間最大值與有加旁路二極體的主動開關相比，如圖 5.5 所示。瞬間突波電壓高出很多，兩者相較之下相差近一倍，長時間處於這工作環境 之下將會大大降低開關元件之壽命。. (vDS2：100V/div, iDS2：5A/div,. time：5μs/div). 圖 5.10 主動開關 S2 之電壓、電流之實作波形. - 49 -.
(61) 5.3 調載量測波形(DCM) 5.3.1 輸出功率降至 90% 圖 5.11 為輸出功率 180W 之實測波形。圖 5.11(a)得知開關操作頻率與導通率， 由圖 5.11(b)得知輸出電壓、電流皆下降，由圖 5.11(c)及圖 5.11(d)得知兩個主動開關 具有 ZVS 之特性。圖 5.11(e)及圖 5.11(f)得知兩組耦合電感接操作於 DCM。經由實 際量測，電路轉換效率為 94.8%。. (vGS1：5V/div,. time：5µs /div). (a) 主動開關閘極訊號. (Vo：100V/div, Io：0.5A/div, time：5ms/div) (b) 輸出電壓、輸出電流波形 圖 5.11 輸出功率降至 90%實測波形 - 50 -.
(62) (vDS1：100V/div, iDS1：5A/div,. time：5μs/div). (c) 主動開關 S1 之電壓、電流波形. (vDS2：100V/div, iDS2：5A/div,. time：5μs/div). (d) 主動開關 S2 之電壓、電流波形. 圖 5.11 輸出功率降至 90%實測波形. - 51 -.
(63) (ip1、is1：5A/div,. time：5µs/div). (e) T1 一次側、二次側電感電流波形. (ip2、is2：5A/div,. time：5µs/div). (f) T2 一次側、二次側電感電流波形. 圖 5.11 輸出功率降至 90%實測波形. - 52 -.
(64) 5.3.2 輸出功率降至 80%. 圖 5.12 為輸出功率 160W 之實測波形。圖 5.12(a)得知開關操作頻率與導通率， 由圖 5.12(b)得知輸出電壓、電流皆下降，圖 5.12(c)及圖 5.12(d)得知兩個主動開關具 有 ZVS 之特性。圖 5.12(e)及圖 5.12(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM。經由實際 量測，電路轉換效率為 95.3%。. (vGS1：5V/div,. time：5µs /div). (a) 主動開關閘極訊號. (Vo：100V/div, Io：0.5A/div, time：5ms/div) (b) 輸出電壓、輸出電流波形 圖 5.12 輸出功率降至 80%實測波形 - 53 -.
(65) (vDS1：100V/div, iDS1：5A/div,. time：5μs/div). (c) 主動開關 S1 之電壓、電流波形. (vDS2：100V/div, iDS2：5A/div,. time：5μs/div). (d) 主動開關 S2 之電壓、電流波形. 圖 5.12 輸出功率降至 80%實測波形 - 54 -.
(66) ip1. is1. 0. (ip1、is1：5A/div,. time：5µs/div). (e) T1 一次側、二次側電感電流波形. (ip2、is2：5A/div,. time：5µs/div). (f) T2 一次側、二次側電感電流波形. 圖 5.12 輸出功率降至 80%實測波形 - 55 -.
(67) 5.3.3 輸出功率降至 70%. 圖 5.13 為輸出功率 140W 之實測波形。圖 5.13 (a)得知開關操作頻率與導通率， 由圖 5.13(b)得知輸出電壓、電流皆下降，圖 5.13(c)及圖 5.13(d)得知兩個主動開關具 有 ZVS 之特性。圖 5.13(e)及圖 5.13(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM。經由實際 量測，電路轉換效率為 94.7%。. (vGS1：5V/div,. time：5µs /div). (a) 主動開關閘極訊號. (Vo：100V/div, Io：0.5A/div, time：5ms/div) (b) 輸出電壓、輸出電流波形 圖 5.13 輸出功率降至 70%實測波形 - 56 -.
(68) (vDS1：100V/div, iDS1：5A/div,. time：5μs/div). (c) 主動開關 S1 之電壓、電流波形. (vDS2：100V/div, iDS2：5A/div,. time：5μs/div). (d) 主動開關 S2 之電壓、電流波形. 圖 5.13 輸出功率降至 70%實測波形 - 57 -.
(69) (ip1、is1：5A/div,. time：5µs/div). (e) T1 一次側、二次側電感電流波形. (ip2、is2：5A/div,. time：5µs/div). (f) T2 一次側、二次側電感電流波形. 圖 5.13 輸出功率降至 70%實測波形 - 58 -.
(70) 5.3.4 輸出功率降至 60%. 圖 5.14 為輸出功率 120W 之實測波形。圖 5.14(a)得知開關操作頻率與導通率， 由圖 5.14(b)得知輸出電壓、電流皆下降，圖 5.14(c)及圖 5.14(d)得知兩個主動開關具 有 ZVS 之特性。圖 5.14(e)及圖 5.14(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM。經由實際 量測，電路轉換效率為 94.8%。. (vGS1：5V/div,. time：5µs /div). (a) 主動開關閘極訊號. (Vo：100V/div, Io：0.5A/div, time：5ms/div) (b) 輸出電壓、輸出電流波形 圖 5.14 輸出功率降至 60%實測波形 - 59 -.
(71) (vDS1：100V/div, iDS1：5A/div,. time：5μs/div). (c) 主動開關 S1 之電壓、電流波形. vDS2 iDS2 0. ZVS. (vDS2：100V/div, iDS2：5A/div,. time：5μs/div). (c) 主動開關 S2 之電壓、電流波形. 圖 5.14 輸出功率降至 60%實測波形 - 60 -.
(72) (ip1、is1：5A/div,. time：5µs/div). (e) T1 一次側、二次側電感電流波形. (ip2、is2：5A/div,. time：5µs/div). (f) T2 一次側、二次側電感電流波形. 圖 5.14 輸出功率降至 60%實測波形 - 61 -.
(73) 5.3.5 輸出功率降至 50%. 圖 5.15 輸出功率 100W 之實測波形。圖 5.15(a)得知開關操作頻率與導通率，由 圖 5.15(b)得知輸出電壓、電流皆下降，圖 5.15(c)及圖 5.15(d)得知兩個主動開關具有 ZVS 之特性。圖 5.15(e)及圖 5.15(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM。經由實際量 測，電路轉換效率為 95.1%。. (vGS1：5V/div,. time：2µs /div). (a) 主動開關閘極訊號. (Vo：100V/div, Io：0.5A/div, time：5ms/div) (b) 輸出電壓、輸出電流波形 圖 5.15 輸出功率降至 50%實測波形 - 62 -.
(74) (vDS1：100V/div, iDS1：5A/div,. time：5μs/div). (c) 主動開關 S1 之電壓、電流波形. (vDS2：100V/div, iDS2：5A/div, time：5μs/div) (c) 主動開關 S2 之電壓、電流波形. 圖 5.15 輸出功率降至 50%實測波形 - 63 -.
(75) (ip1、is1：5A/div,. time：5µs/div). (e) T1 一次側、二次側電感電流波形. (ip2、is2：5A/div,. time：5µs/div). (f) T2 一次側、二次側電感電流波形. 圖 5.15 輸出功率降至 50%實測波形 - 64 -.
(76) 5.3.6 輸出功率降至 40%. 圖 5.16 輸出功率 80W 之實測波形。圖 5.16(a)得知開關操作頻率與導通率，由 圖 5.16(b)得知輸出電壓、電流皆下降，圖 5.16(c)及圖 5.16(d)得知兩個主動開關具有 ZVS 之特性。圖 5.16(e)及圖 5.16(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM。經由實際量 測，電路轉換效率為 94.5%。. (vGS1：5V/div,. time：2µs /div). (a) 主動開關閘極訊號. (Vo：100V/div, Io：0.5A/div, time：5ms/div) (b) 輸出電壓、輸出電流波形 圖 5.16 輸出功率降至 40%實測波形 - 65 -.
(77) (vDS1：100V/div, iDS1：5A/div,. time：2μs/div). (c) 主動開關 S1 之電壓、電流波形. (vDS2：100V/div, iDS2：5A/div,. time：2μs/div). (c) 主動開關 S2 之電壓、電流波形. 圖 5.16 輸出功率降至 40%實測波形 - 66 -.
(78) (ip1、is1：2A/div,. time：2µs/div). (e) T1 一次側、二次側電感電流波形. (ip2、is2：2A/div,. time：2µs/div). (f) T2 一次側、二次側電感電流波形. 圖 5.16 輸出功率降至 40%實測波形 - 67 -.
(79) 5.3.7 輸出功率降至 30%. 圖 5.17 輸出功率 60W 之實測波形。圖 5.17(a)得知開關操作頻率與導通率，由 圖 5.17(b)得知輸出電壓、電流皆下降，圖 5.17(c)及圖 5.17(d)得知兩個開關仍具有 ZVS 之特性，但 ZVS 已經越來越不明顯。圖 5.17(e)及圖 5.17(f)得知兩組耦合電感 皆操作於 DCM。經由實際量測，電路轉換效率為 94.7%。. (vGS1：5V/div,. time：2µs /div). (a) 主動開關閘極訊號. (Vo：100V/div, Io：0.5A/div, time：5ms/div) (b) 輸出電壓、輸出電流波形 圖 5.17 輸出功率降至 30%實測波形 - 68 -.
(80) (vDS1：100V/div, iDS1：2A/div,. time：2μs/div). (c) 主動開關 S1 之電壓、電流波形. (vDS2：100V/div, iDS2：2A/div,. time：2μs/div). (d) 主動開關 S2 之電壓、電流波形. 圖 5.17 輸出功率降至 30%實測波形 - 69 -.
(81) (ip1、is1：2A/div,. time：2µs/div). (e) T1 一次側、二次側電感電流波形. (ip2、is2：2A/div,. time：2µs/div). (f) T2 一次側、二次側電感電流波形. 圖 5.17 輸出功率降至 30%實測波形 - 70 -.
(82) 5.3.8 輸出功率降至 20%. 圖 5.18 輸出功率 40W 之實測波形。圖 5.18(a)得知開關操作頻率與導通率，由 圖 5.18(b)得知輸出電壓、電流皆下降，圖 5.18(c)及圖 5.18(d)得知兩個主動開關已漸 漸失去 ZVS 之特性。而圖 5.18(e)及圖 5.18(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM。因 開關漸漸失去 ZVS，經由實際量測，電路轉換效率稍微下降至 93.5%。. (vGS1：5V/div,. time：1µs /div). (a) 主動開關閘極訊號. (Vo：100V/div, Io：05A/div, time：5ms/div) (c) 輸出電壓、輸出電流波形 圖 5.18 輸出功率降至 20%實測波形 - 71 -.
(83) (vDS1：100V/div, iDS1：2A/div,. time：1μs/div). (c) 主動開關 S1 之電壓、電流波形. (vDS2：100V/div, iDS2：2A/div,. time：1μs/div). (d) 主動開關 S2 之電壓、電流波形. 圖 5.18 輸出功率降至 20%實測波形 - 72 -.
(84) (ip1、is1：2A/div,. time：1µs/div). (e) T1 一次側、二次側電感電流波形. ip2. is2. 0. (ip2、is2：2A/div,. time：1µs/div). (f) T2 一次側、二次側電感電流波形. 圖 5.18 輸出功率降至 20%實測波形 - 73 -.
(85) 5.3.9 輸出功率降至 10%. 圖 5.19 為輸出功率 20W 之實測波形。圖 5.19(a)得知開關操作頻率與導通率， 由圖 5.19(b)得知輸出輸出電壓、電流皆下降，圖 5.19(c)及圖 5.19(d)得知兩個主動開 關幾乎沒有 ZVS 之特性。圖 5.19(e)及圖 5.19(f)得知兩組耦合電感皆操作於 DCM。 由於沒有 ZVS 特性，經由實際量測，電路轉換效率下滑到 89%。. (vGS1：5V/div,. time：1µs /div). (a) 主動開關閘極訊號. (Vo：100V/div, Io：0.5A/div, time：5ms/div) (d) 輸出電壓、輸出電流波形 圖 5.19 輸出功率降至 10%實測波形 - 74 -.
(86) (vDS1：100V/div, iDS1：2A/div,. time：1μs/div). (c) 主動開關 S1 之電壓、電流波形. (vDS2：100V/div, iDS2：2A/div,. time：1μs/div). (d) 主動開關 S2 之電壓、電流波形. 圖 5.19 輸出功率降至 10%實測波形 - 75 -.
(87) (ip1、is1：1A/div,. time：1µs/div). (e) T1 一次側、二次側電感電流波形. (ip2、is2：1A/div,. time：1µs/div). (f)T2 一次側、二次側電感電流波形. 圖 5.19 輸出功率降至 10%實測波形 - 76 -.
(88) 5.4 調載實驗結果. 本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器，利用應用脈波頻 率調變方式調整輸出功率。. 由上圖可知電路理論模擬波形與實際量測波形結果相當吻合，驗證了本文電路 之可行性。最終實驗結果如下圖表所示，表 5.1 為電路滿載之實際量測結果。表 5.2 為電路調光之實際量測結果，說明了藉由應用脈波頻率調變方式，主動開關操作頻 率之變動。表 5.3 為調載時，主動開關截止瞬間電壓突波量測結果，隨著輸入電流 的減少，因漏感與電流所造成的突波也隨之減少。圖 5.20 電路調載之效率量測曲線 圖。圖 5.21 電路調載之操作頻率量測曲線圖。圖 5.22 為本文提出主動開關滿足具漏 電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路。表 5.4 LED 負載模組規格表與 負載之雛形。圖 5.23 200W- LED 負載模組輸出電壓及電流。圖 5.24 實際雛形電路 接上 200-W LED 負載模組實際送電情形。. 表 5.1 電路滿載之實際量測結果 輸出電壓, Vo. 246.25V. 輸出電流, Io. 0.816A. 輸入功率, Pin. 211W. 輸出功率, Po. 201.1W. 轉換效率, η. 95.1%. - 77 -.
(89) 表 5.2 電路調光之實際量測結果 載率. LED 電壓. LED 電流. 輸入功率. 輸出功率. 轉換效率. 操作頻率. (%). (V). (mA). (W). (W). η(%). (KHz). 100. 246.25. 816.9. 211. 201.16. 95.1. 49.5. 90. 242.49. 744.7. 190.42. 180.58. 94.8. 52.5. 80. 236.14. 680.5. 168.51. 160.69. 95.3. 65.9. 70. 234.55. 597.5. 147.96. 140.14. 94.7. 75.4. 60. 227.81. 529.8. 127.24. 120.69. 94.8. 81.9. 50. 225.45. 443.6. 105.93. 100.74. 95.1. 89.7. 40. 220.51. 363.5. 84.8. 80.16. 94.5. 100.6. 30. 214.24. 282.1. 63.79. 60.44. 94.7. 184.7. 20. 206.73. 195.5. 43.22. 40.42. 93.5. 222.4. 10. 196.56. 103.6. 22.86. 20.36. 89. 291.9. 表 5.3 主動開關瞬間電壓突波量測結果 載率. 主動開關 S1 突波電壓,vDS1.p. 主動開關 S2 突波電壓,vDS2.p. (%). (V). (V). 100. 214. 196. 90. 203. 189. 80. 192. 177. 70. 179. 174. 60. 173. 169. 50. 168. 163. 40. 163. 160. 30. 159. 158. 20. 157. 154. 10. 150. 145. - 78 -.
(90) 100. 89. 90. 93.5. 94.7. 94.5. 95.1. 94.8. 94.7. 95.3. 94.8. 20%. 30%. 40%. 50%. 60%. 70%. 80%. 90% 100%. 95.1. η 80 (%) 70 60 50 40 30 20 10 0 10%. 載率 圖 5.20 電路調載之效率量測曲線圖. 300. 291.9. 270. 頻率 (KHz) 240 210 180. 222.4 184.7. 150 120 90 60. 100.6 89.7. 75.4 81.9 65.9. 30. 52.5. 49.5. 0 10% 20% 30% 40% 50% 60% 70% 80% 90% 100%. 載率(%) 圖 5.21 電路調載之操作頻率量測曲線圖 - 79 -.
(91) 圖 5.22 具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器實際雛形電路. - 80 -.
(92) 表 5.4 5 LED 負 負載模組規格 格表與負載 載之雛形 2001-W LED 模組 模 LED 電壓, VLED. 3.67V. L LED 電流, ILED. 0.815A. 輸出 出電容電壓 壓, VCo. 3.67×67=2455.89V. 主電 電路輸出電 電流, Io. 0.815A. 等 等效電阻, RLED. 302Ω. - 81 -.
(93) Vo. Io 0. (Vo：10 00V/div, I o：500mA A/div,. timee：5ms/div)). 圖 5.21 20 01-W LED 負 負載模組輸 輸出電壓、輸 輸出電流波 波形. 圖 5.22 實際 際雛形電路 路接上 201-W LED 負載 載模組實際 際送電情形. - 82 -.
(94) 第六章 結論與未來研究方向 6.1 結論. 本文提出主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器，因交錯式轉換器 之特性，兩組轉換器之主動開關交互導通，減少元件應力，分擔總功率輸出，降低 輸出漣波電流，以驅動高亮度LED模組。實際製作一個200W的雛形電路，並進行實 驗量測以驗證電路之可行性。因電路安排，兩個主動開關在導通之前，使得電流流 經主動開關的本質二極體，在主動開關導通時，主動開關導通電壓接近零電位，達 到零電壓切換導通(ZVS)之特性，減少主動開關的切換損失，以提升電路整體效率。 實驗結果顯示本文提出之具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器操作於滿載時， 兩個主動開關皆操作於零電壓切換導通(ZVS)，因本文電路在兩組返馳轉換器旁各加 一顆旁路二極體，使開關在切換時能分流由漏感能量所造成的突波電流，突波電流 傳送至電容儲存能量達到能量回收之目的。使本文具漏電感能量回收之交錯型返馳 式 LED 驅動器在滿載時之最完美轉換效率可達到 95.1%。也由實驗得知，未在兩組 返馳轉換器加旁路二極體的電路轉換效率僅可達到 90%。兩者相較之下，轉換效率 不僅提升了 5.1%，驗證了本電路在兩組返馳轉換器旁各加一顆旁路二極體，可有效 的把漏感能量回收再利用。. - 83 -.
(95) 6.2 未來研究方向. 本文主動開關具漏電感能量回收之交錯型返馳式轉換器，經由電路模擬程式以 及實驗實際量測後，證明實驗結果與理論分析上相符，但電路仍有尚不完美的地方， 存在改進空間，下面為本文未來所需研究以及改進的列舉：. 1. 控制電路數位化： 本文使用類比 IC 電路，因 IC 不可程，限制了一些條件(如:不能改變責務比，使 得不能使用 PWM 方式調載穩壓)。使用數位控制電路取代類比 IC 電路，利用程式 語言控制驅動訊號，編寫程式並燒錄於數位控制電路內，即可達到與類比 IC 電路一 樣之功能，電路控制更彈性化，修改程式也更為方便。. 2. RC 緩衝器(RC Snubber)： 緩衝器也稱緩振器，在主動開關的汲極(D)與源極(S)並聯一串電容 CS 與電阻 RS 如圖 6.1 所示。主動開關電壓在截止時會有一突波電壓，造成元件應力增大，可靠 度下降，藉由緩衝器之加入。將可吸收主動開關在截止時來至漏感的突波能量，讓 電能處理的控制能更順暢，也可以提升整體電路系統的可靠度，而 RC Snubber 缺點 是會消耗些能量。所以總而言之，RC Snubber 主要用在吸收漏感或佈線的雜散電感 所儲存的能量，以便免造成雜訊流竄進而影響控制或訊號處理。. - 84 -.
(96) 圖 6.1 轉換器之主動開關並聯 RC Snubber. - 85 -.
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