利用線性調光方法進行LED驅動器特性分析與架構比較

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(1)國立臺灣師範大學應用電子科技學系碩士論文指導教授：呂藝光博士利用線性調光方法進行 LED 驅動器特性分析與架構比較 The Study of LED Linear Dimming with LED Driver Hardware Architecture Analysis and Comparison. 研究生：陳拱北撰中華民國 103 年 7 月.

(2) 利用線性調光方法進行 LED 驅動器特性分析與架構比較學生：陳拱北. 指導教授：呂藝光博士. 國立臺灣師範大學應用電子科技學系碩士班. 摘. 要. 本文提供在線性調光下直流電壓輸入輸出的變動對於高亮度 LED 電流精準度、頻率與亮度影響之分析，作為架構設計之依據。在調光的方法中脈波寬度調變調光(PWM Dimming)最廣泛的被使用，但是在調光至低亮度時會看見 LED 的閃爍現象。另外，線性調光方法可以有更大的調光範圍而不會在低亮度時閃爍，但是在調光至低亮度線性調光會產生色溫現象。從實驗及理論的結果進行分析顯示峰值電流控制 (Peak Current Control，PCC)的 LED 驅動器雖然電路較為簡單，但是驅動電路的線性調光範圍較小，且對應輸入電壓與輸出電壓變化的電流控制能力較差，輸入或輸出電壓改變下 LED 亮度和電流也會一起改變。遲滯電流控制(Hysteretic Current Control，HCC)架構的 LED 驅動器和峰值電流控制比較線性調光範圍更大，在 LED 調節至較低亮度時調光較穩定，同時它對於輸入電壓與輸出電壓變化時 LED 的電流控制能力較峰值電流控制好，所以 LED 的亮度幾乎不會隨輸入電壓與輸出電壓變化而變動，但是在輸入輸出的電壓變化下電路的動作頻率也會跟著改變。本文將 LED 驅動電路的實驗結果分析給設計者參考數據比較各類型驅動器。. 關鍵字：LED 驅動、遲滯控制、峰值檢測、線性調光、PWM 調光 i.

(3) The Study of LED Linear Dimming with LED Driver Hardware Architecture Analysis and Comparison. Student：Gong-Bei Chen. Advisors：Dr.Yih-Guang Leu. Department of Applied Electronics Technology National Taiwan Normal University. Abstract. This thesis studies the characteristics of LED linear dimming using Peak Current Control (PCC) and Hysteretic Current Control (HCC) methods. It provides the results of the luminosity control capabilities of LEDs and the effects of LED luminosity by changing the input/output DC voltage. According to the results of the experiments and theories, the circuit for LED driver for Peak Current Control (PCC) is simpler, but the range of its linear dimming is smaller. Additionally, the capability of LED current control with PCC is worse compared to HCC. The range of linear dimming is wider for the LED driver using Hysteretic Current Control (HCC). Moreover, its capability of LED current control for the change of input and output voltage is better than PCC.. Keywords: LED driver, Hysteretic control, Peak detection, Linear Dimming, PWM Dimming. ii.

(4) 誌. 謝. 在研究所求學期間，非常感謝我的指導教授呂藝光博士，謝謝呂老師專業指導及人生經驗分享，呂老師曾經說過的每一句重要人生哲理，學生都銘記在心，不僅獲益良多，更是受益無窮，還要感謝華夏技術學院的黃棟洲老師，在碩士班期間擔任共同指導教授，以老師在業界多年的豐富經驗教授專業的知識，讓學生得以順利地完成每一階段的實驗，使本論文得以順利完成，也感謝口試委員李永勳老師、張原彰老師、王順源老師和陳宏良老師對本論文的教導與指正，使論文更加完善。. 最後感謝家人不斷給予支持及鼓勵，讓我得以專心研究與學習，也要感謝在碩士班求學過程中學長黃克勤、林育正、李承洲、林裕勝、溫彥侯、黃嘉煒；同學李崇嘉、張皓淳、王逸翔、陳碩甫、孫士勳、李典融、盧苹源、莊智凱、黃仕華、李冠東的幫忙及建議，若文章有遺漏感謝曾經幫助我的人，謹以此論文獻給所有關心我的人。. iii.

(5) 目摘. 錄. 要 ............................................................................................................ i. Abstract ..................................................................................................................... ii 表目錄 ....................................................................................................................... v 圖目錄 ...................................................................................................................... vi 第一章緒論 ....................................................................................................... 1 1.1 研究背景與動機 ........................................................................................ 1 1.2 研究方法及目的 ........................................................................................ 2 1.3 論文架構 .................................................................................................... 3 第二章文獻探討與回顧 ................................................................................... 4 2.1 降壓型轉換器 ............................................................................................. 4 2.2 峰值電流控制 ............................................................................................. 8 2.3 遲滯電流控制 ........................................................................................... 10 2.4 脈波寬度調變調光 ................................................................................... 12 2.5 2.6 2.7 2.8 2.9 第三章 3.1. 線性調光 .................................................................................................. 14 發光二極體 .............................................................................................. 15 驅動器元件 HV9910B ............................................................................ 16 驅動器元件 LM3401 ............................................................................... 19 驅動器元件 LM3404 ............................................................................... 21 實驗架構設計 ..................................................................................... 24 峰值電流檢測 .......................................................................................... 24. 3.2 峰值電流檢測結合固定截止時間 .......................................................... 26 3.3 遲滯電流控制 .......................................................................................... 28 3.4 遲滯電流控制結合固定導通時間 .......................................................... 30 第四章電路架構設計與實作 ......................................................................... 33 4.1 峰值電流檢測與固定截止時間架構 ....................................................... 35 4.2 遲滯電流控制器與固定導通時間架構 ................................................... 41 4.3 線性調光實驗 ........................................................................................... 49 第五章研究結論與未來展望 ......................................................................... 53 5.1 研究結論 ................................................................................................... 53 5.2 未來展望 ................................................................................................... 54 參考文獻 ..................................................................................................... 55. iv.

(6) 表目錄表 2-1 常見燈具之特性 .......................................................................16 表 4-1 峰值電流檢測 LED 驅動電路使用元件與型號 .....................36 表 4-2 遲滯電流控制 LED 驅動電路使用元件與型號 ......................42 表 4-3 HCC with COT LED 驅動電路使用元件與型號 ....................47 表 4-4 LED 驅動電路架構比較表 .......................................................52. v.

(7) 圖目錄圖 1-1 峰值電流控制型 LED 驅動器架構圖 ................................................................. 2 圖 1-2 遲滯型 LED 驅動器架構圖.................................................................................. 3 圖 2-1 降壓型轉換器架構圖 ........................................................................................... 5 圖 2-2 降壓型轉換器之 MOSFET 為 ON 的等效電路 .................................................. 6 圖 2-3 降壓型轉換器之 MOSFET 為 OFF 的等效電路 ................................................ 7 圖 2-4 峰值電流控制結合降壓結構(a)低側驅動低側檢測 (b)高側驅動高側檢測 .... 9 圖 2-5 PCC 結合 COT 架構受輸出電壓變化影響 LED 平均電流 ............................. 10 圖 2-6 遲滯控制結合降壓結構(a)高側驅動低側檢測(b)低側驅動高側檢測 ............ 11 圖 2-7 遲滯控制對應輸入電壓變化改變 MOSFET ON Time 以維持平均電流 ........ 12 圖 2-8 PWM 調光結合 LED 驅動電路 ......................................................................... 13 圖 2-9 PWM 調光電流示意圖 LED 電流 0.5A ............................................................ 13 圖 2-10 線性調光結合 LED 驅動電路 .......................................................................... 14 圖 2-11 線性調光電流示意圖 LED 電流 0.5A ............................................................ 15 圖 2-12 本文使用之 MR16 基座 LED .......................................................................... 16 圖 2-13 HV9910B 典型電路 .......................................................................................... 17 圖 2-14 LM3401 典型電路 ............................................................................................ 19 圖 2-15 LM3404 典型電路 ............................................................................................ 22 圖 3-1 線性調光結合峰值檢測型 LED 驅動電路 ....................................................... 25 圖 3-2 LED 電流與電感電流進入非連續區................................................................. 25 圖 3-3 峰值電流檢測結合固定截止時間 LED 驅動電路 ............................................ 27 圖 3-4 PCC 結合 COT 在輸入電壓為 25V ................................................................... 27 圖 3-5 PCC 結合 COT 在輸入電壓為 30V ................................................................... 28 圖 3-6 遲滯電流控制結合線性調光 LED 驅動電路 .................................................... 29 圖 3-7 遲滯電流控制結合線性調光可將電流下調至 100mA 以下 ........................... 30 圖 3-8 遲滯電流控制結合固定導通時間(HCC with COT)LED 驅動電路................. 31 圖 3-9 HCC with COT，Vin=25V、f=180.2 kHz .......................................................... 32 圖 3-10 HCC with COT，Vin=30V、f=180.3 kHz ........................................................ 32 vi.

(8) 圖 4-1 實驗儀器示波器(型號：DPO-3034) ................................................................ 33 圖 4-2 電流探棒(型號：TCPA300) ............................................................................... 34 圖 4-3 電源供應器(型號：LPS304) .............................................................................. 34 圖 4-4 峰值電流檢測 LED 驅動電路架構 .................................................................... 35 圖 4-5 峰值電流檢測之實驗電路 ................................................................................. 35 圖 4-6 PCC 定頻模式，Vin=16V、f=21.9kHz、ILED=484mA ..................................... 37 圖 4-7 PCC 定頻模式，Vin=21V、f=26.8 kHz、ILED=519mA .................................... 37 圖 4-8 PCC with COT 模式，Vin=12V、f=29.7 kHz、ILED=291mA ........................... 38 圖 4-9 PCC with COT 模式，Vin=20V、f=67.03 kHz、ILED=291mA ......................... 39 圖 4-10 PCC with COT 模式，VO=8.5V、f=66.2 kHz、ILED=286mA ........................ 40 圖 4-11 PCC with COT 模式，VO=11V、f=52 kHz、ILED=248mA ............................. 40 圖 4-12 遲滯電流控制 LED 驅動電路架構 .................................................................. 41 圖 4-13 遲滯電流控制之實驗電路 ............................................................................... 42 圖 4-14 HCC 模式，Vin=12V、f=108kHz、ILED=452mA ............................................ 43 圖 4-15 HCC 模式，Vin=20V、f=250kHz、ILED=444mA ........................................... 44 圖 4-16 HCC 模式，VO=8.5V、f=166.7kHz、ILED=468mA ........................................ 45 圖 4-17 HCC 模式，VO=11V、f=147kHz、ILED=468mA............................................ 45 圖 4-18 遲滯電流控制結合固定導通時間 LED 驅動電路架構 .................................. 46 圖 4-19 遲滯電流控制結合固定導通時間之實驗電路 ............................................... 47 圖 4-20 HCC with COT，Vin=25V、f=180kHz、ILED=475mA ................................... 48 圖 4-21 HCC with COT，Vin=30V、f=180kHz、ILED=487mA ................................... 48 圖 4-22 PCC 線性調光數據 ........................................................................................... 49 圖 4-23 PCC with COT 線性調光數據 .......................................................................... 50 圖 4-24 HCC 線性調光數據 .......................................................................................... 51 圖 4-25 HCC with COT 線性調光數據 ......................................................................... 51. vii.

(9) 第一章. 緒論. 1.1 研究背景與動機 LED 目前廣泛運用在室內或室外的照明設備上，成為主流照明設備的一環，原因是 LED 和傳統的白熾燈和螢光燈相比有著更高的效率，且壽命更長、更環保[1][2]。LED 的亮度決定於通過 LED 的平均電流[3]，所以 LED 的驅動電路設計需要能精準控制 LED 的平均電流，而且在 LED 進行亮度調整時 LED 的驅動電路需要能夠提供穩定的 LED 電流，避免 LED 閃爍，此外 LED 使用過程中壽命衰減會造成順向偏壓減小，導致輸出電壓變化，影響 LED 輸出電流，本文討論利用不同驅動電路架構來改善上述問題。一般的 LED 驅動電路調光方式分為兩種，一種是脈波寬度調變調光 (PWM Dimming)，預先設定的電流值不變，利用脈波寬度調變(Pulse Width Modulation)改變責任週期(Duty cycle)，藉此改變電路工作的開關時間，降低或提升 LED 的平均電流，但是在 Duty cycle 較低時，也就是調低亮度時電流控制迴路頻寬要非常大，否則在低亮度時使用者眼睛會看到閃爍，而且利用視覺暫留的方式調節亮度，長時間下來容易造成視覺疲勞，這是目前 PWM 調光所存在的問題。另外一種調光方式是線性調光(Linear Dimming)，利用外加的電壓或控制電路來直接影響 LED 的平均電流，線性調光沒有 PWM 調光的缺點，但是設計需要考慮類比因素，而且功率消耗較 PWM 調光來的大，還有在低亮度時 LED 色溫(Color Temperature)變化較明顯[4]。. 1.

(10) 1.2 研究方法及目的 LED 的驅動電路最基本的設計是使用峰值電流控制 (Peak Current Control，PCC)，如圖 1-1，這種方法將電流檢測電阻( Rcs )介於功率開關(Power switch)和地(Ground)之間或介於功率開關(Power switch)和輸入電源之間，所以電流只在開關導通狀態(switch on)時流過電流檢測電阻，如此可以減少電路的功率消耗，但是在開關關閉狀態(switch off)下電流檢測電阻無法檢測電流，所以造成電流精準度下降，而且平均電流容易受到輸入或是輸出電壓的變化影響。另外一種 LED 的驅動電路是使用遲滯電流控制(Hysteretic Current Control，HCC)，如圖 1-2，這種方法將電流檢測電阻( Rcs )與 LED 串聯，將 LED 的電流漣波控制在一定的範圍內，能確保平均電流的精準度，但是電流檢測電阻整個週期都有電流流過，所以電路的功率消耗較大。. 圖 1-1 峰值電流控制型 LED 驅動器架構圖. 2.

(11) 圖 1-2 遲滯型 LED 驅動器架構圖. 本文採用線性調光配合上述兩種驅動電路來進行亮度調整實驗，比較不同型式的 LED 驅動電路在線性調光下的特性、調光範圍，還有在輸入和輸出電壓變化的情況下 LED 平均電流和頻率的變化。. 1.3 論文架構本論文內容，根據研究內容的流程及目的，共分為七個章節說明：第一章緒論：主要是在說明研究方法及目的。第二章文獻探討與回顧(研究內容與方法)：介紹峰值電流控制器和遲滯控制器結合降壓電路的動作原理與控制器的優缺點。第三章理論：峰值電流控制和遲滯控制器 LED 驅動器系統架構分析。第四章實驗與分析：將各種架構的 LED 驅動進行實驗與分析。第五章結論：主要討論整體內文架構，及未來展望。. 3.

(12) 第二章. 文獻探討與回顧. 遲滯型控制直流轉換器近年來被應用在各種電壓或電流回授控制電路中，而遲滯控制比起其他控制電路如：PID控制、雙迴路控制，及固定導通時間的電路都來的簡單，且遲滯控制的響應速度也比雙迴路控制更好。遲滯控制器是屬於Bang-Bang Control的一種，是利用輸出漣波回授或是外加RC 震盪電路與遲滯比較器的上臨界值和下臨界值比較，然後產生責任週期，達到穩定的電壓或電流控制，遲滯控制符合攜帶式電子產品的設計簡單、響應速度快、高效率[5]-[7]。本章節將就市面上常見的LED驅動控制遲滯型和峰值電流檢測型結合降壓電路的硬體架構和工作原理做一統整與介紹。. 2.1 降壓型轉換器降壓轉換器是目前普遍且常用的將較高的輸入電壓轉換為較低的輸出電壓DC-DC轉換器，其架構為圖2-1。以開關控制電路導通時間將輸入電壓降為設定的輸出電壓。除了降壓型轉換器也有升壓型轉換器(Boost Converter) 將低的輸入電壓轉換為高的輸出電壓。在LED的驅動電路中降壓型轉換器被廣泛應用，其原因是比起升壓型架構，在降壓的電路中可以減少輸入端的電流推動需求，而且與升降壓型架構(Buck- Boost Converter)相比不需要去處理輸出電壓反向的問題[3]。. 4.

(13) 圖 2-1 降壓型轉換器架構圖. 降壓型轉換器是將輸出電壓下降輸出電流上升的DC-DC轉換器，隨著PWM. 控制開關(MOSFET)的導通(ON)與截止(OFF)反覆對電感( L )進行充放電。在 MOSFET為ON的情況下二極體( D )為逆向偏壓，形同開路狀態，此時電流流過電感( L )，使輸出電容( C )被充電，如圖2-2為MOSFET為ON的等效電路。. 5.

(14) 圖 2-2 降壓型轉換器之 MOSFET 為 ON 的等效電路在MOSFET為OFF的情況下二極體( D )為順向偏壓，形同短路狀態，此時電感( L )將儲存的能量對輸出電容( C )放電，如圖2-3為MOSFET為OFF的等效電路。. 6.

(15) 圖 2-3 降壓型轉換器之 MOSFET 為 OFF 的等效電路根據克西荷夫電壓定律可將降壓型電感電壓表示為式(2-1) VL  L . dI L dt. (2-1). 將電感電流變化( I L )重新整理成式(2-2) I L . VL  t L. (2-2). 當開關導通時，工作週期(D)與週期(T)相乘為導通時間，電感電壓為輸入電壓減去輸出電壓，此時電感電流變化改寫為式(2-3) I L . (Vin  Vo ) ton , ton  DT L. (2-3). 當開關截止時，截止時間為((1-D)T)，電感電壓為反向的輸出電壓，此時電感電流變化改寫為式(2-4) I L  . Vo toff , toff  (1  D)T L. (2-4) 7.

(16) 依能量守恆得知一個週期的電流變化量加總為零，將式(2-3)與式(2-4) 代入，整合為式(2-5) (Vin  Vo ) V DT  o (1  D)T  0 L L. (2-5). 將式(2-5)整理後得出輸出電壓(Vo)、輸入電壓(Vin)和工作週期(D)的關係如式(2-6) Vo  DVin  0 D. Vo Vin. (2-6). 由式(2-6)得知電壓增益小於1，所以降壓型轉換器主要功能是將高的輸入電壓轉換為低的輸出電壓[8]。. 2.2 峰值電流控制在單一的電流檢測控制迴路中峰值電流控制(Peak Current Control，PCC) 方法被廣泛結合運用在降壓型轉換器(Buck converter)，PCC在降壓的架構下當MOSFET元件ON時，LED和電感(L)電流上升，利用檢測電阻( Rcs )檢測電感電流，當大於預設的電流最大值則回授控制MOSFET元件開關時間，讓 MOSFET轉為OFF，MOSFET元件OFF時，則電感電流經由LED和二極體(D) 放電，達到LED電流控制的目的，這樣的設計有著簡單性與低功耗的優點 [9][10]。常用峰值電流控制可分為定頻及固定截止時間(Constant off-time) 兩種，在峰值電流控制只有在MOSFET元件ON時檢測電流，所以有著高效率，以及簡單的特性，其電路架構如圖2-4。架構也分為圖2-4(a)低側驅動低側檢測和圖2-4(b)高側驅動高側檢測，而本文採用低側驅動低側檢測架構，因此不需要去處理MOSFET高壓問題[3]。. 8.

(17) 圖 2-4 峰值電流控制結合降壓結構(a)低側驅動低側檢測 (b)高側驅動高側檢測但是在MOSFET元件OFF時無法檢測電流，而且無法即時對應輸入或出電壓的變化造成的影響，因此LED的電流無法精準控制。而且無法即時對應輸入或出電壓的變化造成的影響，因此LED的電流無法精準控制。在定頻的狀態下可以將平均電流( I avg )定義為式(2-7)，其中峰值電流 I pk 為 Vref / Rsns ，而輸出電壓( Vo )是LED的順向電壓。在式中顯示PCC型LED驅動. 器的LED電流受到輸出電壓( Vin )、輸出電壓( Vo )的變化影響[16]。 I avg  I pk . V V I  I pk  o (1  o )Ts 2 2L Vin. (2-7). 如果利用 PCC 結合 COT(Constant off-time) 可以將式 (2-7) 改寫為式 (2-8)，可以減少輸入電壓變化對LED電流的影響，但是仍會受制於輸出電壓 ( Vo )的變化[16]，如圖2-5所示。但是在實際的應用上輸出端的LED的數量可能有所變化，而且在環境因素變化下與LED順向偏壓的製程變化都會對輸出電壓( Vo )造成不可預期的變化[16]。因此，一般而言使用峰值電流控制(PCC) 無法實現高精準度的電流控制。 I avg  I pk . V I  I pk  o tOFF 2 2L. (2-8). 9.

(18) 圖 2-5 PCC 結合 COT 架構受輸出電壓變化影響 LED 平均電流. 2.3 遲滯電流控制採用遲滯電流控制(Hysteretic Current Control，HCC)，可以實現高精準度的電流控制。HCC 結合降壓的結構用雙參考電壓來決定 MOSFET 的 ON 和 OFF 的時間[11]，如圖 2-6 所示。在 HCC 結合 Buck 的架構下也分為圖 2-6(a) 高側驅動低側檢測和圖 2-6(b)低側驅動高側檢測，而本文採用高側驅動低側檢測架構，檢測電阻( Rcs )電壓參考點為電路接地端[3]。. 10.

(19) 圖 2-6 遲滯控制結合降壓結構(a)高側驅動低側檢測(b)低側驅動高側檢測遲滯電流控制的動作原理為當 MOSFET 元件 ON 時，LED 和電感(L) 電流上升，利用檢測電阻( Rcs )檢測電感電流，當大於預設的電流上限則回授遲滯控制，讓 MOSFET 轉為 OFF，MOSFET 元件 OFF 時，則電感電流經由 LED 和二極體 D 放電，在 MOSFET 為 OFF 時檢測電阻( Rcs )仍然在檢測電感電流( I L )，若是電感電流( I L )低於預設的電流下限，則回授遲滯控制，讓 MOSFET 轉為 ON，遲滯電流控制將電感電流的漣波控制在一定的上下臨界範圍內的 Bang-Bang 控制，如此可以將輸出的平均電流值控制預設的遲滯的區域內，讓輸出的平均電流有高的精準度。當輸入電壓( VIN )變化時，電感電流( I L )斜率上升，所以較快觸及遲滯區的高參考電壓使 MOSFET 導通時間減少，此時輸出電壓( Vo )沒有改變的情況下 MOSFET 截止時間不變，如圖 2-7[3] 所示。HCC 在輸入電壓( VIN )變化時仍然可以將電感電流控制於遲滯區，所以可以有效解決輸入或輸出電壓變化對 LED 電流精準度影響的問題。但是遲滯型的 LED 驅動控制器的工作頻率會因為輸入或輸出電壓的改變而受到影響，而且在進行線性調光(Linear Dimming)時工作頻率也會受到影響而變動。. 11.

(20) 圖 2-7 遲滯控制對應輸入電壓變化改變 MOSFET ON Time 以維持平均電流. 2.4 脈波寬度調變調光 PWM 調光是一利用簡單的數位脈波，反覆開關 LED 驅動器的調光技術。應用者的系統需要提供寬、窄不同的數位脈波，即可簡單地實現改變平均輸出電流，從而調節 LED 的亮度。因此，以 PWM 調光方式不改變輸入 LED 的瞬間電壓及瞬間電流，只改變的是輸出電流的佔空比，從而改變其亮度。PWM 調光的優點在於能夠提供高質量的白光，以及應用簡單、效率高， PWM 調光結合 LED 驅動電路如圖 2-8。在應用的系統中，利用一個專用 PWM 接口即可簡單的產生任意的占空比(D)的脈波信號，多數廠商的 LED 驅動器都有支援 PWM 調光[14]。不管是使用 Buck、Boost 還是 Buck-Boost 來驅動 LED，它們的架構上共同點都是用驅動電路來控製輸出的電流。許多應用上的需求是要從 0 到 100%調光的亮度，而且經常要有很高的精準度。設計者主要有兩個選擇：線性調節 LED 電流（類比調光），或者使用開關電路以相對於人眼識別力來 12.

(21) 說足夠高的工作頻率來改變電流輸出的平均值（數位調光）。使用脈波寬度調變（PWM）來設置周期和占空比(D)是最簡單的實現數位調光的方法如圖 2-9。PWM 調光不會產生任何 LED 色譜偏移和容易結合單晶片做數位 PWM 信號控制，但是 PWM 調光如果在工作頻率很低，人眼就會感到閃爍，而且如果工作頻率在 20kHz 人耳聽覺的範圍，這時候就會聽見調光的聲音[17]。. 圖 2-8 PWM 調光結合 LED 驅動電路. 圖 2-9 PWM 調光電流示意圖 LED 電流 0.5A. 13.

(22) 2.5 線性調光線性調光通常可以很簡單的來實現。我們可以通過一個控制電壓來成比例改變 LED 驅動的輸出。線性調光不會引入潛在的電磁相容/電磁干擾（EMC/EMI）頻率[15]。然而，在大多數設計中使用 PWM 調光，這是由於 LED 的一個基本性質：發光的特性會隨著平均驅動電流而偏移。對於單色 LED 來說，其主波長會改變。對白光 LED 來說，其相關顏色溫度（CCT）會改變。對於人眼來說，很難察覺到紅、綠或藍 LED 中納米級的波長的變化，特別是在光強也在變化的時候，但白光的顏色溫度變化是很容易檢測的。線性調光是通過線性的改變 LED 驅動器的輸出電流來調整 LED 的發光亮度，其架構如圖 2-10 它的優點是能夠避免由 PWM 數位調光所產生的噪聲等問題，缺點是線性調光會改變 LED 的驅動電流，從而引起 LED 的色溫偏差[4][12]。圖 2-11 為線性調光電流示意圖。. 圖 2-10 線性調光結合 LED 驅動電路. 14.

(23) 圖 2-11 線性調光電流示意圖 LED 電流 0.5A. 2.6 發光二極體發光二極體有需多照明上的優勢，使它們在產業應用上有強大的吸引力。如圖 2-12 為本文使用之 LED。LED 的主要特點是它的尺寸相較於白熾燈和螢光燈等傳統燈具來的要小[13]。另外，它們具有發光效率高、壽命長、維護成本低，和具有耐振動與衝擊，而這些特性有利於提高 LED 產品的可靠性[18]。LED 的效率在近十年已有顯著成長。在 2002 年，LED 的性能大約為 25 LM / W ，而在 2007 年，它達到 50 LM / W ，已能取代白熾燈。目前 LED 的效率大約是在 100 LM / W ，預期在 2020 年 LED 可以取代高壓鈉燈 (High Pressure Sodium，HPS)，用於街道照明。如表 2-1，顯示 LED 相對於其他燈具的各項性能比較[18]。其中 IRC 是色彩還原指標，LED 使用白光 LED 比較。. 15.

(24) 圖 2-12 本文使用之 MR16 基座 LED 表 2-1 常見燈具之特性 Lamp 白熾燈. lm/W. 壽命(小時). IRC(%). 8~20. 100. 1000. 100. 62~97. 10000. 50. 62~97. 10000. HPS. 140. 25. 40000. LED. 90. 85~100. 100000. 螢光燈螢光節能燈. 2.7 驅動器元件 HV9910B 元件 HV9910B 是開迴路電流模式的 LED 驅動控制 IC[19]。HV9910B 可以依使用者需要設定在定頻模式或是固定截止時間模式，另外輸入電壓範圍很大可設定為 8V 到 450V，且不需要額外的電源。HV9910B 包含一個 PWM 調光輸入，可以接受外部控制信號改變佔空比(Duty)，並且電路的工作頻率可以高達幾千赫茲。另外 HV9910B 還包括一個最大輸入 250 mV 的線性調光輸入接腳，可用於改變 LED 電流的線性調光。HV9910B 結合降壓架構作為 LED 驅動器，因為工作在開迴路電流模式，LED 控制器實現了良好的輸出電流調控，而且不需要任何的迴路補償。PWM 調光響應只有受到電感電流的上升和下降的速率限制，可以實現非常快速的電流調整的上升和下降時間。另外 HV9910B 除了在功率級外，只有需要三個外部元件，在低成本電 16.

(25) 流控制的 LED 驅動器考量下成為一個理想的選用架構。圖 2-13。. 圖 2-13 HV9910B 典型電路 HV9910B 的電流設計上如圖 2-13 所示，流過 LED 的電流最大值可以經由檢測電阻 R1 來進行調整，如式(2-9) R1 . 250mV I LED  (0.5* I RIPPLE ). (2-9). 在切換頻率(switching frequency)的設定上有 25 kHz 到 300 kHz 的範圍，切換頻率是透過連接在 ROSC 接腳和地之間的外部電阻。其對應的振盪週期為式(2-10)，其中 ROSC 的單位為 kΩ。 tosc . 22  ROSC s 25. (2-10). 切換頻率為振盪器週期的倒數。典型值的 ROSC 值約為 75kΩ至 1MΩ。可透過增加 ROSC 值來降低切換頻率，藉此提高效率。另外當在降壓模式下動作，設計者必須注意，輸入電壓必須保持大於 2 倍的輸出電壓(LED 的順向偏壓)，這種限制是將佔空比大於 0.5，避免輸出電流受到頻率的次諧波（SBO）振盪而造成不穩定。在 9910 系列 IC 的解決方案是採用所謂的固定截止時間模式。將 ROSC 17.

(26) 電阻從原本的連接在地端改為連接到外部 MOSFET 的柵極(GATE)，設定工作頻率。如此將會強制 9910 系列 IC 進入固定截止時間模式，由增加總週期，來改變佔空比。這裡將以一般模式下的輸入電壓和輸出電壓來定義截止時間 (tOFF)，如式(2-11) tOFF  (1 . VO 1 )* VIN fOSC. (2-11). ROSC 的計算也改寫為式(2-12) ROSC  (tOFF ( s)*25)  22(k ). (2-12). 非隔離的降壓電路中有兩種操作模式：連續和非連續導通模式。降壓功率級可設計成在連續模式中操作，通常輸入電壓、輸出電壓和負載電流的範圍由功率級規範定義。電感值的參數設計要保持連續導通模式，如式(2-13)，需保持在連續導通模式下的電感最小值和 LED 電流的峰對峰值能確保在. LED 電流值的 30％。 L. (VIN  VO )* Duty (0.3* I LED )* fOSC. (2-13). LED 的亮度可以有調光機制，有線性調光（使用 LD 接腳）或者透過脈波寬度調變（使用 PWM-D 接腳），也可組合兩者來應用。將 PWM_D 接腳接地將關閉 9910，此時 9910 的靜態電流值為 0.5mA。降低 LD 的電壓會降低 LED 的電流，但是不會完全關閉外部的 MOSFET。只有 PWM_D 會完全關閉 MOSFET。線性調光通過施加 45mV 至 250mV 的類比電壓到 LD 接腳來實現，這將覆蓋的原本的參考電壓(250mV)，而 CS 接腳因此降低輸出的 LED 電流。如果給 LD 輸入大於 250mV 的電壓則輸出電流也不會因此改變。 PWM 調光通過施加外部的 PWM 信號到 PWM_D 接腳來實現。LED 電流會正比於 PWM 佔空比，佔空比可以從 0 到 100％來調整，PWM 信號開啟和截止 9910 來調節 LED 電流。PWM 調光方法的最終精度由最小脈波寬度決定，它在低頻的佔空比受到限制。PWM 調光由低頻率為 50Hz 至 1000Hz 的 TTL 邏輯信號來實現。. 18.

(27) 2.8 驅動器元件 LM3401 元件 LM3401 是一個開關控制器[20]，提供恆定的電流給高功率 LED。該 LM3401 可以驅動一個外部 P 通道的 MOSFET 作為開關降壓（Buck）穩壓器，LM3401 提供了±6％精準度範圍內的恆定電流值可以提供給多數量串聯的 LED，另外輸出電流可以被外部的電流檢測電阻來調節，而且在驅動高功率 LED 的情況下能提供超過 1A 的電流。為了提高精度和效率，LM3401 具有雙邊遲滯和非常低的參考電壓，以及很短的傳遞延遲。在每個週期提供電流限制保護，防止過流和短路故障。還有其他的功能包括可以調節的遲滯區和 CMOS 相容的 PWM 調光輸入接腳。如圖 2-14。. 圖 2-14 LM3401 典型電路該 LM3401 是一個降壓型 DC-DC 控制器，專為驅動高功率 LED 串來提供恆定電流源，採用比較器為基礎的電壓模式遲滯回授控制，實現簡單和穩定的設計。遲滯回授控制不使用內部振盪器，而是依賴於輸出條件直接控制開關。控制可調整遲滯區內的電流透過檢測峰值和谷值電壓在 SNS 接腳，雙邊遲滯區能用於最佳化精準度。調節 LED 電流可通過一個在接地和 SNS 接腳之間的檢測電阻，在 SNS 接腳的參考電壓初始值是 200 mV，當 SNS 19.

(28) 電壓低於參考電壓減去遲滯後，遲滯比較器的輸出端變為低準位，這將使驅動器輸出 HG，也就是外部 PFET 的柵極變為低準位，PFET 成為導通狀態。 LED 的平均電流是利用 SNS 和 GND 之間的電阻，在典型的應用電路圖所示為 R1，SNS 電阻（RSNS）的計算如式(2-14)，VSNS 的典型值為 200 mV，而 ILED 是直流 LED 平均電流。 RSNS . VSNS I LED. (2-14). 可調節的遲滯（通過 HYS 腳位）提供直接控制 LED 的漣波電流，該 HYS 腳位也給了開關頻率一定的控制。儘管遲滯值可以在選擇電感器之後設置，但初始值必須以起始頻率計算來設置。遲滯區必須設置得夠小，以確保 LED 的峰值電流低於其最大額定值(ILED_max)。最大的遲滯值計算為式 (2-15) SNSHYS _ MAX  ( I LED _ max  I LED )* RSNS. (2-15). SNSHYS 值是從 HYS 腳位到 GND 設定，在典型應用電圖中的 R2 電阻。該 HYS 接腳電壓(VHYS)乘以內部 SNSHYS_MU(0.2V)，遲滯設定電阻可以從公式(2-16)來決定 R2 . SNS HYS  5 20 A. (2-16). 20μA 是典型的 HYS 電流源和 SNSHYS 是 SNS 接腳的遲滯電壓。遲滯電壓的範圍可從 10mV 到 100mV（50mV 到 500mV 的 HYS 腳位）內進行設定。SNSHYS 值定義了上和下臨界的 SNS 腳位閾值。例如具有 100 mV 電壓 VHYS 設置，SNSHYS 將在 20 mV，因此總的遲滯區將是 40mV，在 200mV 基準參考電壓上加上正負 20 mV，直接計算電感器和 LED 的漣波電流，由公式(2-17)來決定 I LED _ RIP . SNS HYS  2 RSNS. (2-17). R2 電阻可以由公式(2-16)和公式(2-17)重新整理成式(2-18) R2 . I LED _ RIP  RSNS  5. (2-18). 40 A 20.

(29) 遲滯控制是一個簡單的控制方法，該開關頻率取決於應用條件和元件。如果電感、輸入電壓或 LED 的順向電壓發生變化時則會改變開關頻率，因此必須小心選擇，以提供所需的頻率範圍。通常情況下，最好的辦法是確定一個額定開關頻率，然後選擇相應的電感器，選擇後 VHYS 可以調整設置更精確的頻率範圍。開關頻率可以用式(2-19)計算： f SW . D 2  SNS HYS  L  (2  delay ) RSNS  (VIN  VANODE ). (2-19). 其中 D 為佔空比，其定義為（VOUT + VDIODE）/ VIN，VANODE 是 200mV 加 LED 順向電壓的總和，延遲(delay)是 LM3401 傳遞延遲時間和 PFET 延遲時間的總和。該 LM3401 傳遞延遲為 46nS。電感值可以從一個已知的頻率式(2-19)來重新排列計算式(2-20)： D  (2  delay )]  RSNS  (VIN  VANODE ) f SW L 2  SNS HYS [. (2-20). 2.9 驅動器元件 LM3404 元件 LM3404 主要是提供恆定的電流給高功率 LED 作為開關穩壓器 [21]。非常適合用於汽車、工業及照明設備的應用，LM3404 具有高側 N 通道的 MOSFET 開關和 1.5A 降壓穩壓器的電流限制。遲滯控制的導通時間由一個外部的電阻器決定，當串聯或串並聯的 LED 數量和類型不同時，使輸出電壓的情況不同，可以根據需要進行調整，以提供恆定的電流。LED 可以透過 PWM 調光機制進行亮度調整。LM3404 具有 LED 開路保護、低功耗斷關和過熱斷關等功能。典型電路如圖 2-15。. 21.

(30) 圖 2-15 LM3404 典型電路 LM3404 是降壓型穩壓器具有廣泛的輸入電壓範圍、參考電壓低，以及快速輸出啟用和禁用的功能。這些特點結合起來，使 LM3404 非常適合用作為恆定電流源提供給 LED 順向電流達 1.2A。受控導通時間(COT)架構是一個結合遲滯回控制模式和單擊計時器與輸入電壓成反比。遲滯動作可以省去小信號控制迴路補償。當運作在連續導通模式(CCM)的情況下輸入電壓發生變化，受控的導通時間會保持恆定的開關頻率。快速的暫態響應、PWM 調光、低功耗斷關模式和輸出過壓保護，讓 LM3404 具有全面的功能。用於控制流過 LED 陣列回授系統的電壓信號(VSNS)作為設定 LED 的電流與檢測電阻(RSNS)連接然後接地。VSNS 被回授到 CS 接腳，與參考電壓(VREF) 的 200 mV 進行比較。當 VSNS 低於 VREF 時則比較器導通 MOSFET。MOSFET 受控導通時間 tON，由一個外部電阻(RON)，以及由輸入電壓(VIN)來設定。導通時間如式(2-21)： tON  1.34 1010 . RON VIN. (2-21). LM3404 的調節需要操作在連續導通模式(CCM），其中電感的電流在整個開關週期保持正值。在穩態 CCM 操作中，轉換器保持恆定開關頻率，可以使用式(2-22)來選擇： 22.

(31) f SW . VO 1.34 1010  RON. (2-22). COT 架構規範的波谷ΔVSNS，也就是 VSNS 的交流部分，要確定 LED 的平均電流(也是平均電感電流)的波谷電流是使用式(2-23)計算： I L  MIN . 0.2 VO  tSNS  RSNS L. (2-23). 式(2-23)的 tSNS 表示 CS 比較器的傳播延遲，大約 220nS。該平均電感 (LED)電流等於 IL-MIN 加上一半的電感電流連波(ΔiL)，重新整理為式(2-24)： I F  I L  I LMIN  iL / 2. (2-24). LM3404 因為有 300nS 的最小截止時間所以限制了轉換器的最大佔空比 (DMAX)，和最大輸出電壓 VO(MAX)，由公式(2-25)和公式(2-26)確定： DMAX . tON. tON  tOFF  MIN. (2-25). VO ( MAX )  DMAX VIN. (2-26). LM3404 推薦的最小導通時間為 300nS。tON 的此下限確定最小佔空比和輸出電壓，可根據輸入電壓和開關頻率來調節。關係式由式(2-26)確定，在相同的曲線作最大輸出電壓性能特性： VO ( MIN )  VIN . 300ns TSW. (2-27). LM3404 具有內部功率電晶體(MOSFET)，以及從 SW 接腳到 BOOT 接腳連接的浮動驅動。無論是上升時間和下降時間都為 20 ns 和柵極電荷近似為 6 nC。高側的驅動電路使用由內部的高電壓二極體自舉(Bootstrap)電路和外部 10 nF 電容(CB)。當在 MOSFET 截止時 VCC 通過內部二極體對 CB 充電。當在 MOSFET 導通時，內部二極體逆向截止，當其源極電壓等於 VIN 這將使浮動電源等於 VCC 電壓減去二極體壓降來驅動 MOSFET。. 23.

(32) 第三章. 實驗架構設計. 已經於第二章介紹常用的 LED 驅動控制器動作原理與特性，和常見的 LED 驅動器調光方式，藉由前一章節所提供之驅動架構組合降壓電路和線性調光來給 LED 驅動電路設計者參考方案。在 LED 驅動器的設計上有一些必須留意的特性，包括電流的精準度、調光的範圍、調光的線性度、外部電路和設計上的限制、LED 的色溫變化、電路工作頻率的變化、成本和效率等的設計考量，藉由不同的架構組合與改良作法，將實驗結果分析以利於在不同的情況下設計出適合的架構或是設計出平衡的方案。. 3.1 峰值電流檢測在峰值電流檢測的 LED 驅動器架構結合降壓(Buck)和線性調光的電路中利用檢測電阻( Rcs )來進行回授控制 LED 的平均電流，和使用改變檢測電阻( Rcs )或是 LD 接腳的輸入電壓來進行線性調光，如圖 3-1，這種架構的優勢在於電路的成本低、工作頻率固定又因為在開關截止時並不進行電流的檢測，所以消耗較低，效率高，而使用線性調光的方法所以 LED 電流的線性度也佳。但是這樣的設計卻有著 Duty 的限制，必須 Duty>50%才能夠正常動作，以降壓(Buck)的電路架構來說這樣也限制了輸入與輸出電壓的關係。實際使用上輸入電壓會因為電源變動或使用不同的電源供應模組而改變，輸出電壓則會因為 LED 的老化造成 LED 的順向電壓變化影響輸出電壓，又或者串接不同數目的 LED 導致輸出電壓變化，因為輸出和輸入電壓變化的影響而造成流過 LED 的電流平均值變化，使得電流精準度不佳。在使用線性調光的方法下能有更好的亮度與電流的線性度，利用圖 3-1 的 LD(Linear Dimming)腳位來外加電壓去影響 LED 電流的回授值，讓 LED 電流上升或是下降，這種方法不會造成使用者視覺上的不適，但是峰值電流檢測使用線性調光方法將 LED 調節至低亮度時 LED 電流會進入非連續區，如圖 3-2，此時使用者就會看到 LED 閃爍，因此這種架構的調光範圍將受到限制。雖然在電流精準度、抗輸入輸出擾動和調光範圍都不太理想，但是峰值電流檢測 24.

(33) LED 驅動器因為成本低，LED 驅動器 IC 單價約 30 元台幣，和有著較高效率，所以仍舊是 LED 產業界在設計時會考量的架構之一。. 圖 3-1 線性調光結合峰值檢測型 LED 驅動電路. 圖 3-2 LED 電流與電感電流進入非連續區. 25.

(34) 3.2 峰值電流檢測結合固定截止時間在峰值電流檢測結合 Buck 和線性調光的架構工作週期(Duty)有其限制，會因為輸入或輸出電壓的變化而造成電路的不穩定，工作週期 Duty>50% 的情況才能夠正常動作，所以設計上必需要限制輸入電壓與輸出電壓的比例關係。實際使用上輸入電壓會因為電源變動或使用不同的電源供應模組而改變，輸出電壓則會因為 LED 的老化造成 LED 的順向電壓變化影響輸出電壓，又或者串接不同數目的 LED 導致輸出電壓變化，因為輸出和輸入電壓變化的影響工作週期而造成流過 LED 的電流平均值變化，使得電流精準度不佳。因為電流會直接影響到 LED 的亮度，所以電流的精準度在 LED 驅動器設計上是一重要的考慮因素。將峰值電流檢測型 LED 驅動器架構結合固定截止時間(Constant off-time，COT)如圖 3-3，在功率開關截止時間固定的情況下，輸入電壓一旦變化會使功率開關導通時間變化，LED 電流漣波上升速度加快或減慢，在觸及漣波峰值時讓功率開關回到截止狀態，如此即可控制電流的平均值不受輸入電壓變化的影響，即使輸入電壓在各種原因下造成擾動也不會對 LED 電流的精準度造成影響，如圖 3-4 與圖 3-5，在輸入電壓從 25V 變化到 30V，而電流精準度不受影響。在工作週期的限制上也不會像峰值電流檢測型有必需大於 50%的設定，另外也保留了原來成本低、效率佳，和調光線性度佳的優點。但是輸出電壓的變化擾動還是會對平均電流造成影響，而且輸入和輸出電壓變化也都會對電路的頻率造成影響，可能造成電磁干擾(EMI)。PCC with COT 的線性調光方法如同 PCC 利用圖 3-3 的 LD(Linear Dimming)腳位來外加電壓去影響 LED 電流的回授值，讓 LED 電流上升或是下降，不會像 PWM 調光一樣造成使用者視覺上的不適，但是如同峰值電流檢測型的架構一樣，利用線性調光方法將 LED 調節至低亮度時 LED 電流會進入非連續區造成閃爍，和因為直接降低平均電流，所以使用者也可能看到白光 LED 的色溫變化。峰值電流檢測結合固定截止時間(PCC with COT)和原本的峰值電流檢測型(PCC)LED 驅動器相比在電流精準度、抗輸入電壓擾 26.

(35) 動和應用設計範圍都有明顯的改良，但是還是無法對應輸出電壓的變化且保持電流的精準度，另外也會因為擾動而造成工作頻率的變化，沒辦法像 PCC 一樣固定頻率，PCC with COT 和 PCC 系列一樣成本低，LED 驅動器 IC 單價也是大約 30 元台幣，和 PCC 一樣 PCC with COT 也是 LED 產業界常用的架構。. 圖 3-3 峰值電流檢測結合固定截止時間 LED 驅動電路. 圖 3-4 PCC 結合 COT 在輸入電壓為 25V 27.

(36) 圖 3-5 PCC 結合 COT 在輸入電壓為 30V. 3.3 遲滯電流控制發光二極體(LED)驅動器大多採用降壓調節電路，在結合遲滯型控制電流的降壓設計由於具備較佳可靠度、安全性與電流精準度，且轉換效率高，因而成為目前 LED 照明產業新型的設計方案。LED 驅動器採用降壓式和遲滯電流控制結合，如圖 3-6，在電流的精準度上有著相當高的控制能力，對應輸入和輸出電壓的變化仍然可以保持電流的精準度，主要是因為遲滯控制是屬於 Bang-Bang 控制，內部有兩個參考的回授控制值，將輸出的電壓或是電流控制在這個範圍之內，當 MOSFET 開關導通時，LED 和電感(L)電流上升，利用檢測電阻(R1)檢測電感和 LED 的電流，當大於預設的電流上臨界值則讓 MOSFET 開關為截止狀態，MOSFET 開關在截止狀態時，則電感電流經由 LED 和二極體(D)放電，此時檢測電阻(R1)仍然在檢測電感電流，若是電感電流低於預設的電流下臨界值，則遲滯控制讓 MOSFET 再轉為導通狀態，電感電流漣波被控制在遲滯區的上下臨界範圍內，如此 LED 的平均電流值會很有高的精準度，即便輸入電壓變化造成 MOSFET 的導通時間變化，而電流漣波上升斜率改變；或是輸出電壓因為 LED 老化或串接數目變 28.

(37) 動造成 MOSFET 的截止時間變化，而電流漣波下降斜率改變，因為將漣波控制於遲滯區的上下臨界範圍內所以對電流平均值影響甚小。遲滯降壓結合線性調光方法本文採用改變圖 3-6 的檢測電阻(R1)，讓電流的回授值產生變化，因為參考電壓沒有變動，而檢測電阻改變則會使 LED 的電流呈現反比變化，和 PWM 調光相比在低亮度時不會因為工作週期低而造成使用者看見閃爍和視覺疲勞。另外和峰值電流檢測系列相比，在低亮度調光不會因為電流進入非連續區而造成 LED 閃爍，因此可以有更廣泛的調光範圍，如圖 3-7 可將電流調節至 100mA 以下。遲滯電流控制結合線性調光方法在 LED 驅動的設計上有著高精準度、大的調光範圍、電流對輸入和輸出擾動抗性佳，但是輸入和輸出擾動卻會影響到電路的頻率造成 EMI，加上電路在整個動作週期都在進行電流檢測以維持精準度，所以效率比起 PCC 來的差，而且電路的成本也比較高，一個遲滯型 LED 驅動器 IC 的單價大約 50 元台幣。目前來說在產業界這種架構並不常見，但是在有需求高精準度、高調光範圍與使用舒適度上能有其優勢。. 圖 3-6 遲滯電流控制結合線性調光 LED 驅動電路. 29.

(38) 圖 3-7 遲滯電流控制結合線性調光可將電流下調至 100mA 以下. 3.4 遲滯電流控制結合固定導通時間遲滯電流控制結合固定導通時間(HCC with COT)和一般遲滯電流控制 (HCC)大致相同，架構如圖 3-8，同樣在電流的精準度上有著相當高的控制能力，也能對應輸入和輸出電壓的變化仍然可以保持電流的精準度，同樣屬於 Bang-Bang 控制，利用兩個參考的回授控制值，將輸出的電壓或是電流控制在遲滯區的上下臨界範圍內，使得 LED 的平均電流值會很有高的精準度，讓輸入電壓和輸出電壓的變化對於 LED 電流平均的影響很小。和一般的遲滯降壓結構不同的地方在於結合了固定導通時間(Constant on-time，COT)如果輸入電壓發生了變化，HCC with COT 不只可以維持電流的精準度，還可以讓頻率受輸入電壓變化的影響減少，如圖 3-9 和 3-10，在輸入電壓從 25V 變化到 30V，頻率受輸入電壓的變化影響不大。線性調光方法本文採用改變圖 3-8 的檢測電阻(R1)，讓電流的回授值產生變化，因為參考電壓沒有變動，而檢測電阻改變則會使 LED 的電流呈現反比變化，和一般的 HCC 方法一樣，在低亮度調光不會因為電流進入非連續區而造成 LED 閃爍，因此可以有更廣泛的調光範圍。以遲滯電流控制結合線性調光方法改良為固定導通時 30.

(39) 間，還是保有原先的電流高精準度、大的調光範圍、電流對輸入和輸出擾動抗性佳，並且將輸入電壓影響頻率變動的效果減輕，避免造成 EMI。比起一般遲滯電流控制已經獲得改良，但是面對輸出電壓的變化電路頻率仍然會受影響，加上效率比起 PCC 系列來的差一些，而且電路的成本比起一般遲滯型也更高了，HCC with COT 的 LED 驅動器 IC 的單價大約 80 元台幣。面對不同的 LED 設計需求 HCC with COT 的架構能提供一個更穩定與高調光範圍，對於高價位的產品來說穩定和準確度將會是重要的考量。. 圖 3-8 遲滯電流控制結合固定導通時間(HCC with COT)LED 驅動電路. 31.

(40) 圖 3-9 HCC with COT，Vin=25V、f=180.2 kHz. 圖 3-10 HCC with COT，Vin=30V、f=180.3 kHz. 32.

(41) 第四章. 電路架構設計與實作. 本章節將針對峰值電流檢測(PCC)、峰值電流檢測結合固定截止時間 (PCC with COT)、遲滯電流控制(HCC)、遲滯電流控制結合固定導通時間 (HCC with COT)四種 LED 驅動控制器，皆使用降壓(Buck)拓樸電路和線性調光方法來進行實驗，對於輸入電壓和輸出電壓分別進行變動來比較該樣 LED 驅動電路的電流精準度和電路工作頻率變化程度，利用線性調光方法來進行上述驅動器架構之調光的範圍、調光的線性度之實驗，將實驗結果分析與探討，作為在不同 LED 驅動電路的設計條件下參考數據。本文使用示波器型號：DPO-3034，如圖 4-1 和電流探棒(Currentprobe)型號：TCPA300 如圖 4-2 進行量測，電源端使用電源供應器型號：LPS304 如圖 4-3 進行實驗。. 圖 4-1 實驗儀器示波器(型號：DPO-3034). 33.

(42) 圖 4-2 電流探棒(型號：TCPA300). 圖 4-3 電源供應器(型號：LPS304) 34.

(43) 4.1 峰值電流檢測與固定截止時間架構本文使用峰值電流檢測型控制器元件編號 HV9910B[19]的降壓型 IC，和使用較大的電感 220μH 避免因為漣波過大造成電路不穩定，LED 部分使用 MR16 基座、輸入電源為 DC10V、額定電流為 0.53A、光源消耗為 6W 的高亮度 LED 燈。HV9910B 峰值電流檢測型控制器可以依據設計需要設定工作在定頻模式或者固定截止時間(COT，Constant off-time)模式。電路架構如圖 4-4，使用元件如表 4-1，實際電路如圖 4-5。. 圖 4-4 峰值電流檢測 LED 驅動電路架構. 圖 4-5 峰值電流檢測之實驗電路 35.

(44) 表 4-1 峰值電流檢測 LED 驅動電路使用元件與型號使用元件. 規格與型號. L1. 220μH. Q1. IRF730. D1. EC21QS04. Cx1. 50V, 20μF. C2. 50V, 33μF. Cvd. 50V, 2.2μF. R1. 0.4Ω. Rosc. 150 kΩ. LED. MR16 (DC10V,0.53A,6W). Rd1. 100 Ω. Rd2. 1Ω. Cd1. 2 nF. Cd2. 10 nF. 將圖 4-4 PCC 電路中的 ROSC 接地，可以設定為一般定頻模式，這種模式需要顧及 Duty>50％，所以輸入電壓不能太低，因此將輸入電壓分別設定為 Vin=16V 與 21V，針對這兩種不同的輸入電壓情況進行分析和比較，實驗結果如圖 4-6 和 4-7 所示。從實驗結果顯示 PCC 對於輸入電壓的變化 LED 平均電流已經造成影響，平均電流從 484mA 變化為 519mA，在輸入電壓變化過程中頻率產生些微的變化，21.9kHz 變化為 26.8kHz。. 36.

(45) 圖 4-6 PCC 定頻模式，Vin=16V、f=21.9kHz、ILED=484mA. 圖 4-7 PCC 定頻模式，Vin=21V、f=26.8 kHz、ILED=519mA. 37.

(46) 將圖 4-4 PCC 電路中的 Rosc 接到 MOSFET 的 GATE 端，則可以設定為固定截止時間，PCC with COT 模式，這種 COT 模式不需要顧及 Duty>50％的限制，所以輸入電壓範圍可以設定更大，因此將輸入電壓分別設定為 Vin=12V 與 Vin=20V，針對這兩種不同的輸入電壓情況進行分析和比較，實驗. 結果如圖 4-8 與圖 4-9 所示。從實驗結果驗證結合了 COT 的 PCC 對於輸入電壓的變化 LED 平均電流已經不會有很明顯的影響，電流平均值都維持在 291mA，即使輸入電壓產生變化仍然維持電流精準度。在輸入電壓變化的過程中電路的截止時間不改變，但是頻率變化從 29kHz 變化為 67kHz。. 圖 4-8 PCC with COT 模式，Vin=12V、f=29.7 kHz、ILED=291mA. 38.

(47) 圖 4-9 PCC with COT 模式，Vin=20V、f=67.03 kHz、ILED=291mA 同樣使用 PCC with COT 控制方法在固定輸入電壓 Vin=20V 的情況下對輸出電壓加入擾動，在 LED 上串聯一精密可變電阻，改變負載讓輸出電壓變化為 Vo=8.5V 和 Vo=11V，進行分析和比較。實驗結果如圖 4-10 和 4-11 所示。從實驗結果分析，結合 COT 的 PCC 對於負載變化使輸出電壓變化，會使 LED 的平均電流產生明顯的變化，從 286mA 變為 248mA。在輸出電壓變化的過程中電路的截止時間不改變，但是頻率變化從 66kHz 變化為 52kHz。. 39.

(48) 圖 4-10 PCC with COT 模式，VO=8.5V、f=66.2 kHz、ILED=286mA. 圖 4-11 PCC with COT 模式，VO=11V、f=52 kHz、ILED=248mA. 40.

(49) 4.2 遲滯電流控制器與固定導通時間架構本文使用遲滯電流控制器(HCC)元件為 LM3401 [20]的降壓型 IC，使用較大的電感 220μH 與峰值電流檢測行相同，LED 部分使用 MR16 基座、輸入電源為 DC10V、額定電流為 0.53A、光源消耗為 6W 的高亮度 LED 燈。 LM3401 可依照使用者的需求設定遲滯控制區範圍，藉此改變漣波，本文設定遲滯控制範圍為 23mV。電路架構如圖 4-12，使用元件如表 4-2，實際電路如圖 4-13。. 圖 4-12 遲滯電流控制 LED 驅動電路架構. 41.

(50) 圖 4-13 遲滯電流控制之實驗電路表 4-2 遲滯電流控制 LED 驅動電路使用元件與型號. 使用元件. 規格與型號. L1. 220μH. Q1. Si2319DS. D1. EC21QS04. C1. 50V, 2.2μF. C2. 50V, 33μF. R1. 0.5Ω. R2. 5.76 kΩ. R3. 46.6 kΩ. LED. MR16 (DC10V,0.53A,6W). 42.

(51) 將圖 4-12 遲滯電流控制 LED 驅動電路利用 R2 設定遲滯區，遲滯區設定在 23mV，和 R3 設定最大電流限制 0.5A，確保電路穩定正常動作。與定頻 PCC 不同，HCC 沒有 Duty 的限制，可以將 HCC 控制方法之輸入電壓設定為 Vin=12V 與 Vin=20V，針對兩種不同的輸入電壓情況進行分析，結果如圖 4-14 與圖 4-15 所示。從實驗結果驗證 HCC 對於輸入電壓的變化對 LED 的平均電流不會有明顯的影響，電流平均值都維持在 444mA 和 452mA 只有不到 2％的誤差，即使輸入電壓產生變化仍然維持電流精準度。但是頻率變化從 108kHz 變化為 250kHz，變化非常明顯。. 圖 4-14 HCC 模式，Vin=12V、f=108kHz、ILED=452mA. 43.

(52) 圖 4-15 HCC 模式，Vin=20V、f=250kHz、ILED=444mA. 同樣使用 HCC 控制方法在固定輸入電壓 Vin=15V 的情況下對輸出電壓加入擾動，在 LED 上串聯一精密可變電阻，改變負載讓輸出電壓變化為 VO=8.5V 和 VO=11V，進行分析和比較。實驗結果如圖 4-16 和 4-17 所示。從實驗結果分析，HCC 對於負載變化使輸出電壓變化，LED 的平均電流不會有明顯的影響，電流的平均值都維持在 468mA，即使輸出電壓產生變化仍然維持電流的精準度，但是頻率變化從 166.7kHz 變化為 147kHz，輸出電壓的變化仍然會造成頻率明顯的變化。. 44.

(53) 圖 4-16 HCC 模式，VO=8.5V、f=166.7kHz、ILED=468mA. 圖 4-17 HCC 模式，VO=11V、f=147kHz、ILED=468mA. 45.

(54) 一般的遲滯型電流控制(HCC)雖然可以對應輸入電壓和輸出電壓的變化，而維持 LED 平均電流的精準度，但是卻會產生頻率明顯的變化。本文使用另一種遲滯電流控制器元件 LM3404 [21]的降壓型 IC，為遲滯電流控制結合固定導通時間(HCC with COT)，改善對於輸入電壓變化而造成的頻率影響。實驗同樣使用 MR16 基座、輸入電源為 DC10V、額定電流為 0.53A、光源消耗為 6W 的高亮度 LED 燈進行實驗。電路架構如圖 4-18，使用元件如表 4-3，實際電路如圖 4-19。. 圖 4-18 遲滯電流控制結合固定導通時間 LED 驅動電路架構. 46.

(55) 表 4-3 HCC with COT LED 驅動電路使用元件與型號使用元件. 規格與型號. L1. 220μH. D1. EC21QS04. Cx1. 50V, 20μF. C2. 50V, 33μF. R1. 0.4Ω. Ron. 150 kΩ. LED. MR16 (DC10V,0.53A,6W). CB. 10 nF. CF. 100 nF. 圖 4-19 遲滯電流控制結合固定導通時間之實驗電路. 將圖 4-18 遲滯電流控制結合固定導通時間 LED 驅動電路利用 Ron 設定電路工作的導通時間，導通時間為 1.8μs。使用上 HCC with COT 也沒有 Duty 的限制，將 HCC with COT 控制方法的輸入電壓設定為 Vin=25V 與 Vin=30V， 47.

(56) 針對兩種不同的輸入電壓情況進行分析，結果如圖 4-20 和 4-21 所示。從實驗結果驗證 HCC 對於輸入電壓的變化對 LED 的平均電流不會有明顯的影響，電流平均值都維持在 475mA 和 487mA 只有約 2.5％的誤差，即使輸入電壓產生變化仍然可以維持電流精準度。頻率變化從 180.2kHz 變化為 180.3kHz，對於輸入電壓的改變頻率幾乎沒有變化。. 圖 4-20 HCC with COT，Vin=25V、f=180kHz、ILED=475mA. 圖 4-21 HCC with COT，Vin=30V、f=180kHz、ILED=487mA. 48.

(57) 4.3 線性調光實驗針對峰值電流檢測(PCC)、峰值電流檢測結合固定截止時間(PCC with COT)、遲滯電流控制(HCC)、遲滯電流控制結合固定導通時間(HCC with COT)四種 LED 驅動控制器，使用線性調光方法來進行實驗，在調光的範圍與調光的線性度利用實驗結果分析與探討。使用峰值電流檢測(PCC)進行線性調光，在 HV9910B 的元件中有一 LD 接腳，如圖 4-4，LD 接腳可輸入 0 到 250mV 電壓進行線性調光。實驗結果如圖 4-22，橫軸為 LD 輸入電壓單位 mV，縱軸為 LED 平均電流單位 mA。雖然調光的線性度佳，但是 LED 電流在低亮度區域(LED 電流在 150mA 以下)則會產生閃爍現象，因此調光範圍受到限制。. 圖 4-22 PCC 線性調光數據使用峰值電流檢測結合固定截止時間(PCC with COT)進行線性調光，同樣利用 HV9910B 的 LD 接腳進行線性調光實驗。實驗結果如圖 4-23，橫軸為 LD 輸入電壓單位 mV，縱軸為 LED 平均電流單位 mA。雖然調光的線性度佳，但是 LED 電流在低亮度區域(LED 電流在 100mA 以下)則會產生閃爍現象，因此調光範圍受到限制。. 49.

(58) 圖 4-23 PCC with COT 線性調光數據. 使用遲滯電流控制(HCC)進行線性調光，因為 LM3401 元件中沒有 LD 接腳，所以本文利用改變檢測電阻(R1)，如圖 4-12，將檢測電阻使用精密可變電阻來調整電流大小，改變 LED 的亮度。實驗結果如圖 4-24，橫軸為精密可變電阻值單位Ω，縱軸為 LED 平均電流單位 mA。實驗結果在高亮度與低亮度會有兩種不同的線性曲線，而且在低亮度(LED 電流在 100mA 以下) 時進行調光仍然保有線性，即使在低亮度下調光仍然不會有閃爍現象，實際能使用的調光範圍很大。. 50.

(59) 圖 4-24 HCC 線性調光數據使用遲滯電流控制結合固定導通時間(HCC with COT)進行線性調光，也是利用改變檢測電阻(R1)，如圖 4-18，將檢測電阻使用精密可變電阻來調整電流大小，藉此改變 LED 的亮度。實驗結果如圖 4-25，橫軸為精密可變電阻值單位Ω，縱軸為 LED 平均電流單位 mA。實驗結果在高亮度與低亮度會有兩種不同的線性曲線，線性度已經比一般的 HCC 來的好，但是在低亮度 (LED 電流在 100mA 以下)無法調光，調光範圍沒有一般的 HCC 大，調光過程穩定，不會有閃爍現象。. 圖 4-25 HCC with COT 線性調光數據 51.

(60) 表 4-4 LED 驅動電路架構比較表 HCC. HCC_COT. PCC. PCC_COT. 調光範圍. 0-0.5A. 0.12-0.5A. 0.15-0.5A. 0.1-0.5A. 調光線性度. 高低亮度線性度不同. 線性度高. 線性度高. 線性度高. 成本. NT_50. NT_80. NT_30. NT_30. 輸入電壓影響電流. 2%以內. 2%以內. 7%以上. 2%以內. 輸出電壓影響電流. 2%以內. 2%以內. 15%以上. 15%以上. 輸入電壓影響頻率. 200%. 2%以內. 22%. 131%. 輸出電壓影響頻率. 13%. 13%. 22%. 27%. 應用限制. 無. 無. Duty>50%. 無. 工作頻率. 變動. 變動. 固定. 變動. 效率. 90%. 90%. 95%. 95%. 52.

(61) 第五章. 研究結論與未來展望. 5.1 研究結論本文將峰值電流檢測(PCC)、峰值電流檢測結合固定截止時間(PCC with COT)、遲滯電流控制(HCC)、遲滯電流控制結合固定導通時間(HCC with COT)四種 LED 驅動控制器，在加入輸入電壓和輸出電壓的擾動進行實驗，模擬在實際 LED 驅動器設計上可能會碰上的問題，如輸入電源的變化或是輸出端 LED 老化造成順向偏壓改變，又或者是串接不同數目的 LED 造成輸出電壓變化，在上述的驅動器架構對應變化是否會造成 LED 的電流變化或是頻率變化。另外為了避免在低亮度的閃爍現象和有更大的調光範圍，與 LED 燈具使用者的舒適度，本文採用線性調光方法配合上述四種 LED 驅動控制器對於高亮度 LED 的調光範圍與調光的線性度分析。實驗結果顯示峰值電流控制(PCC)的 LED 驅動器雖然成本低、頻率變化小、但是驅動電路的線性調光範圍較小，且對應輸入電壓與輸出電壓變化的電流控制能力較差，輸入或輸出電壓改變下 LED 亮度和電流也會一起改變，電路穩定性也不佳。遲滯電流控制(Hysteretic Current Control，HCC)架構的調光範圍更大，在 LED 調節至較低亮度時調光較穩定，同時對於輸入電壓與輸出電壓變化時 LED 的電流控制能力較峰值電流控制型好，所以 LED 的亮度幾乎不會隨輸入電壓與輸出電壓變化而變動，電路穩定性良好，但是在輸入輸出的電壓變化下電路的動作頻率也會跟著改變，實際使用上可能造成 EMI。本文將 LED 驅動電路的實驗結果分析，給設計者作為參考數據比較各類型驅動器，和架構設計與選擇之依據。. 53.

(62) 5.2 未來展望本論文之線性調光方法可以增加其產業價值，配合智慧型手機 APP 軟體，藉由手機直接調節 LED 產品亮度，增加其實用性與 LED 產品的市場普及度。另外在遲滯電流控制可以藉由量測準確的效率值和峰值電流檢測型比較消耗，結合 Rf+Cf 型遲滯電路，讓頻率能更穩定，並且在不同負載、不同 LED 的條件下能有更高的效率。. 54.

(63) 參. 考. 文. 獻. [1] W. K.Lun, K. H. Loo, S. C. Tan, Y. M. Lai, and C. K. Tse, “Bilevel Current Driving Technique for LEDs,”IEEE Trans. on Power Electronics, Vol. 24, No.12, pp. 2920-2932,. Dec. 2009.. [2] K. H. Loo, W. K. Lun, S. C. Tan, Y. M. Lai, and C. K. Tse, “On Driving Techniques for LEDs: Toward a Generalized Methodology,” IEEE Trans. on Power Electronics, Vol.24, No.12,pp. 2967-2976,Dec. 2009. [3] I.H.Oh, “An Analysis of Current Accuracies in Peak and Hysteretic Current Controlled Power LED Drivers,” IEEE Applied Power Electronics Conf., pp. 572-577,2008. [4] C.T.Chou C.L.Lee, C.J.Juan, T.L.Lin, M.J.Tsai, “Color temperature compensation for LED lighting illumination,” International Conference onMachine Learning and Cybernetics,pp.1784-1789,2012. [5] R.Redl, Jian Sun, “Ripple-Based Control of Switching Regulators—An Overview,” IEEE Power Electronics, Vol.24 ,No.12, pp. 2669-680, 2009. [6] G. Villar,E. Alarcon,F. Guinjoan,A.Poveda, “Quasi-optimum Efficiency in Output VoltageHysteretic Control for a Buck Switching Converter with Wide Load Range,”IEEE 36thPower Electronics Specialists Conference, pp. 2118-2125, 2005 . [7] B.Arbetter,R.Erickson,D. Maksimovic, “DC-DC converter design for battery-operated. systems,”. IEEE. 26th. PowerElectronics. Specialists. Conference, Vol.1, pp. 103-109, 2010. [8] Zhang Weiping, Xiaoqiang Zhang, Xusen Zhao,Yunchao Liu, “The Dynamic Analysis of Power MOSFET in Buck Converter,” IEEE 2nd Power Electronicsfor Distributed Generation Systems, pp. 275-280, 2010. [9] Yan-Mou Chen, Dan Chen, Chung-Ping Ku and Chun-Hung Lin, “Stability analysis of a constant off-time peak-current mode LED driver,”2013 1st InternationalFuture Energy Electronics Conference, pp. 580 - 584, Nov.2013. [10] Marn-Go Kim, “Error Amplifier Design of Peak Current Controlled (PCC) 55.

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(65) 自傳我是陳拱北，出生於台北市，目前(2012-2014)就讀國立臺灣師範大學應用電子研究所，大學修習基礎專業課程有電路學、電子學、控制系統、程式設計、作業系統、C 語言、Matlab，而進階專業有 ICT、訊號處理、機器人控制、微處理機控制，透過實作課程了解理論與實作互相結合的重要性，有了電子電機類的理論基礎與理工科訓練的邏輯，逐步分析並思考，解決實作上遇到的問題和挑戰，這是我所磨練和學習到的經驗。. 學 1.. 術. 成. 就. Gong-Bei Chen, Ton-Churo Huang, Yih-Guang Leu and Kuo-Teng Hung, “The Study of LED Linear Dimming with Hysteresis Current Driver and Peak Current Detection Driver, ” 3rd International Conference on Mechanical, Control, and Electronic Information (ICMCEI 2014), June 2014.. 2.. Gong-Bei Chen, Sheng-Yun Hou, Ton-Churo Huang, Yuan-Chang Chang and Yih-Guang Leu,“Small Size Solar Cell Characterization with Pspice Simulation and Experimental Measurement,”2011 中華民國第十九屆模糊理論及其應用研討會,. 3.. 2011.. Ke-Chin Huang, Yih-Guang Leu, Jheng-Yi Lin, Gong-Bei Chen,“Resource Allocation for Wireless Local Area Networks Using Fuzzy Logic Method,” 2011 中華民國第十九屆模糊理論及其應用研討會,. 57. 2011..

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