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中 華 大 學

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Academic year: 2022

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(1)

中 華 大 學 碩 士 論 文

題目:無線都會網路系統之 Simulink模擬平台

Simulink Platform of WiMAX System

系 所 別:電機工程學系碩士班

學號姓名:M09301010 劉政佑

指導教授:陳棟洲 老師

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中文摘要

無線網路技術發展快速,所傳輸之資料量可謂與日俱增,IEEE 802.16 為新 一代的無線寬頻網路標準,提供點對多點之無線寬頻接取服務,其特點為高速的 資料傳輸率與廣大的無線接取範圍。本論文以 Simulink 平台建構出 IEEE 802.16 無線都會網路系統的軟體模擬測試環境,並以誤碼率曲線驗證傳收機,然後分析 系統於不同通道環境下之效能表現。最後分析適用於無線都會網路環境之通道,

包括了 SUI 通道和指數遞減雷利通道來模擬戶外與室內的環境,得到更為準確 的無線都會網路系統效能評估。

(6)

Abstract

IEEE 802.16 is a new generation wireless broadband network standard. It provides multiple services of fixed point-to-multipoint broadband wireless access.

High data rate and broad accessing area are characters of the Wireless Metropolitan Area Networks (WMAN). Based on the IEEE 802.16 standard, a system simulation platform of WMAN baseband transceiver is constructed by Simulink tool. Then the simulation platform can be used to simulate and analyze the system performance for different channel models. The modified Stanford University Interim (SUI) and Exponentially Decaying Rayleigh Fading (EDRF) channel models are considered.

Finally, the system performance is simulated and analyzed.

(7)

目 次

摘要 I

Abstract II 目次 III 表目錄 V 圖目錄 VI 章節 頁次

第一章 簡 介 1

1.1 背景 1

1.2 章節提要 2

第二章 IEEE 802.16 規範介紹 3

2.1 O F D M 符 元 描 述 4

2.1.1 時域描述 4 2.1.2 頻域描述 4 2.1.3 OFDM 符元參數及傳送的信號 5 2.2 通 道 編 碼 8

2.2.1 隨機化與解隨機化 8 2.2.2 前置錯誤更正碼 9 2.2.2.1 里德所羅門碼 9 2.2.2.2 迴旋碼 10

(8)

2.3.2導 引 調 變 1 5 2.4 前 置 碼 架 構 與 調 變 1 7

第三章 Simulink 模擬平台 20

3.1 系統模擬工具 20

3.2 建立 IEEE 802.16 模擬系統 21

3.3 在不同通道環境下之系統效能模擬分析 32

3.3.1SUI 通道 32

3.3.2指數遞減雷利通道 3 9

第四章 結論 42

參考文獻 43

(9)

表目錄

表 2.1 OFDM 符元參數 7

表 2.2 迴旋編碼碼率與穿刺的對應配置關係 11

表 2.3 調變與通道編碼對照表 11

表 2.4 位元交錯器方塊大小 13

表 3.1 單一模式的通道編碼與調變對照表 21

表 3.2 通道地形分類 32

表 3.3 在低 K 係數下的通道分佈 33

表 3.4 在高 K 係數下的通道分佈 33

表 3.5 直視通道/非直式通道分類 33

表 3.6 SUI-1 參數表 34

表 3.7 SUI-2 參數表 34

表 3.8 SUI-3 參數表 35

表 3.9 SUI-4 參數表 35

表 3.10 SUI-5 參數表 36

表 3.11 SUI-6 參數表 36

(10)

圖目錄

圖 2.1 OFDM 實體層架構圖 3

圖 2.2 OFDM 符元時域架構 4

圖 2.3 OFDM 符元頻域架構 5

圖 2.4 隨機化所用的 PRBS 架構 8

圖 2.5 OFDM 隨機化初始值設置 8

圖 2.6 里德所羅門編碼架構圖 10

圖 2.7 (2,1,6) 迴旋編碼器架構 10

圖 2.8 BPSK、QPSK 與16-QAM 星狀圖 14

圖 2.9 64-QAM 星狀圖 15

圖 2.10 導引載波的 PRBS 架構 15

圖 2.11 下行鏈路前置碼時域架構 17

圖 2.12 上行鏈路前置碼時域架構 17

圖 2.13 第一段前置碼的時域波形 18

圖 2.14 第二段前置碼的時域波形 19

圖 3.1 Mode4 子系統架構圖 22

圖 3.2 通道編碼子系統 23

圖 3.3 隨機化子系統 23

圖 3.4 RS 編碼子系統 24

圖 3.5 迴旋編碼子系統 24

圖 3.6 OFDM 傳送區塊 25

圖 3.7 OFDM 傳送區塊子系統 25

圖 3.8 通道選擇,都卜勒頻率及 SNR 設定 26

圖 3.9 通道子系統 26

圖 3.10 RS 解碼子系統 27

(11)

圖 3.11 IEEE 802.16 OFDM 系統於相加性白高斯雜訊通道之效能 28 圖 3.12 IEEE 802.16 OFDM 系統於雷利衰減通道之效能 28 圖 3.13 完整 IEEE 802.16 OFDM 系統 29

圖 3.14 未經過等化器之訊號 30

圖 3.15 經過等化器之後的訊號 30

圖 3.16 通道之相位偏移圖 31

圖 3.17 誤碼率與雜訊比對應圖 31

圖 3.18 SUI 通道模型架構 33

圖 3.19 SUI 通道之脈衝響應圖 37

圖 3.20 Mode0 在 SUI-1~6 通道下的效能圖 38 圖 3.21 Mode3 在 SUI-1~6 通道下的效能圖 39

圖 3.22 指數遞減雷利通道之脈衝響應圖 40

圖 3.23 Mode0 與 Mode3 在指數遞減雷利通道通道下的效能圖 41

(12)

第一章 簡介

1.1 背景

隨著無線通訊技術的快速成長,無線網路技術的發展也趨於多元化。以個人 化為主的無線網路技術(Personal Area Network,PAN)[1],IEEE 802.15系列,這 個標準的傳輸距離為最短,約在10公尺以內,這系列包括了藍芽系統(IEEE 802.15.1)及超寬頻系統(UWB,IEEE 802.15.3a)。以區域網路為主的無線網路技 術(Local Area Network,LAN)[2],IEEE 802.11系列,也就是Wi-Fi,此標準的傳 輸距離可到達300英呎,資料傳輸率可至54Mbps。以都會網路為主的無線網路技 術(Metropolitan Area Network,MAN)[3],IEEE 802.16系列,也就是WiMAX,這 個標準的傳輸距離最遠可到30英哩,資料傳輸率最快可達到75Mbps。最後一種 為傳輸距離更廣泛的廣域網路(Wide Area Network,WAN),IEEE 802.20,也就 是Mobile-Fi,此技術主要是針對無線網路的移動性發展,預計以後可在時速高達 250公里的環境下進行無線通訊。

其中目前最被看好的無線網路傳輸技術則為 IEEE 802.16 無線都會網路系 統,WiMAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access;全球互通的微波 存取)更是選取 IEEE 802.16 作為其規範,由於其具備高達 75Mbps 的傳輸效率及 涵蓋30 英哩的無線接取範圍,被視為解決最後一哩(last mile)接入的無線網路理 想方案。WiMAX 最初設計定位是通過一種固定寬頻無線接入的方式來取代 DSL,為用戶提供多一種最後一哩的接入方式。因此在某種意義上,WiMAX 可 解決最後一哩的通信接入問題,特別是對於很多發展中國家或偏遠地區沒有 Cable 和 DSL 服務,因為有線基礎設施費用較高,通過 WiMAX 的部署將有助於 打開此市場,也就是最後一哩的無線寬頻部署。

(13)

本論文將對上述之 IEEE 802.16 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)實體層系統效能作模擬,根據無線都會網路 OFDM 實體層規範,傳 送 端 與 接 收 端 是 由 隨 機 化(randomization) 、 前 置 錯 誤 更 正 碼 (forward error correction)、交錯(interleaving) 、調變(modulation)和 OFDM 所組成。在軟體方面,

我們使用 Simulink 為工作平台來設計每一子系統基頻傳收機,最後再將每一子 系統整合成一完整系統模型。Simulink 是一種用來模擬及分析動態系統之特性之 軟體,它內建了許多通訊相關之物件,只需改變相關參數,即可快速的設計出完 整的系統模型。我們從系統方塊圖的建立,到整合完整的系統模型,進而分析無 線都會網路的效能。

1.2 章節提要

第二章先介紹IEEE 802.16 OFDM 實體層之規格。第三章接著說明以第二章 之介紹IEEE 802.16 OFDM 實體層規格為基準,在 Simulink 平台上建構其基頻軟 體傳收機及在不同通道環境下之系統效能模擬與分析。第四章為本論文之結論。

(14)

第二章 IEEE 802.16 規範介紹

IEEE802.16 所規範之無線都會網路的 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)[4]實體層是基於在 OFDM 調變下,針對 NLOS (Non-Line-of-Sight) 設計的規格,其操作頻段在 11GHz 以下。在傳送端部分,包括了隨機化 (randomization)、前置錯誤更正碼(forward error correction)、交錯(interleaving)和 調變(modulation)來形成資料傳送符元,其架構如圖 2.1 所示。後面會針對 IEEE802.16 在 OFDM 實體層之規格作逐一介紹。

圖 2.1 OFDM 實體層架構圖

(15)

2.1 OFDM 符元描述

2.1.1 時域描述

在時域方面來說,OFDM的波形是作反傅立葉轉換而得到;其時間週期是指 有效的符元時間T

b

。複製符元週期的最後一段時間T

g

,稱為CP (Cyclic Prefix),

放置於T

b

前端而構成一個完整的OFDM符元T

S

。CP是用來在多重路徑下可以維持 其子載波的正交性,有助於防止載波間干擾(Inter-Carrier Interference, ICI)[5]

及符元間干擾(Inter-Symbol Interference, ISI)。圖 2.2 說明此架構。

圖 2.2 OFDM 符元時域架構

2.1.2 頻域描述

以頻域方面來描述 OFDM 符元的基本架構,如圖 2.3,一個 OFDM 符元是 由子載波所組成,而子載波的個數是由FFT 的大小來決定。三種子載波分別為:

- Data subcarriers 資料載波:用來傳送資料。

- Pilot subcarriers 導引載波:使用在各種估測的用途。

- Null subcarriers 無效載波:全部都不傳送,其中包括保護頻帶、非使用的載波 及DC 子載波。

(16)

圖 2.3 OFDM 符元頻域架構

保護頻帶的目的在於使信號能自然衰減並建立FFT “brick wall”。非使用的載波 只會出現在SS (subscriber station)用子通道傳輸時。

2.1.3 OFDM 符元參數及傳送的信號

我們首先描述以OFDM 符元為特徵的四個基本參數:

- BW 為通道頻寬。

- N

used

為使用的子載波數目。

- n為取樣因子,此參數連同BW和N

used

決定子載波的間隔和有效的符元時間。

- G 定義 CP 的比率。

接下來描述的參數是由以上的基本參數定義而成,參數定義如下:

- N

FFT

:FFT/ IFFT使用之點數,為 2 的最小次方大於N

used

- F

s

:取樣頻率 F

s

= floor( n * BW /8000 ) * 8000。

- Δf:子載波間隔 Δf= F

s

/ N

FFT

- T

b

:有效的符元時間 T

b

= 1/Δf。

- T

g

:CP時間長度 T

g

= G * T

b

- T

s

:OFDM符元時間 T

s

= T

b

+ T

g

- 取樣時間:T

b

/ N

FFT

(17)

知道對於OFDM參數敘述之後,我們以最高通道頻寬BW為 20MHz,使用的 子載波數目N

used

200,取樣因子根據表 2.1 n=57/50,CP的比率G定義為 1/32 來 舉例說明系統所提供之最大資料傳輸率。由上述之公式可以得到以下參數:N

FFT

256,F

s

取樣頻率為22.8MHz,Δf子載波間隔為 89.0625KHz,T

b

為11.23μs,

T g

0.35μs,T

s

11.58μs,取樣時間為取樣頻率之倒數。由於G定義為 1/32,所 以一個完整的OFDM符元有 264 (256+256*1/32)的資料點數,乘上取樣時間即可 得到一個OFDM符元的時間長度T

s

,但實際上的資料點數卻只有 192,因此我們 可以算出在經過資料調變之後的符元率為 16.58M symbol/s。為達到系統最大資 料傳輸率,系統採用64-QAM之子載波調變以及碼率為 3/4 之通道編碼,所以此 系統可提供最高的資料傳輸率為74.61Mbps。

最後我們來看實際 OFDM 傳送信號的表示式,方程式(2.1)為以時間為變數 的函式,說明OFDM 符元傳送至天線的信號電壓。

⎪⎭

⎪⎬

⎪⎩

⎪⎨

− Δ

=

= ≠ /2 N

0 k - N /2 k

used

used

)) (

2 exp(

)

2 exp(

Re )

(

t j f c t c k j k f t T g

s π π

(2.1)

其中,t指從OFDM開始歷經的時間( 0 < t < T

s

),c

k

為複數型態,為資料傳送到子 載波的值( k是子載波的索引)。對於未分配的子載波來說,c

k

為 0。表 2.1 定義 OFDM符元的參數值。

(18)

表 2.1 OFDM 符元參數

(19)

2.2 通道編碼

通道編碼包括了三個步驟:隨機化、前置錯誤更正碼及交錯技術。

2.2.1 隨機化與解隨機化

隨機化是當資料在上行與下行鏈路中所使用,顧名思義就是將訊號給與隨機 化的過程,其採用PRBS (Pseudo-Random Binary Sequence)之序列產生器,階數愈 高之序列產生器所產生的訊號愈趨近於隨機。IEEE Std.802.16 採用十五位元之序 列產生器,其生成多項式為1+X

14

+X

15

,架構如圖2.4。

圖 2.4 隨機化所用的 PRBS 架構

下行鏈路中,PRBS 序列產生器在每個碼框開始時會以數列 1 0 0 1 0 1 0 1 0 0 0 0 0 0 0 來重新初始化。其他狀況下,初始化的設置就如同圖 2.5 一般。

(20)

由隨機化的架構圖所示,十五位元之位移暫存器產生週期為三萬兩千七百六 十七位元之虛擬隨機序列。此序列再與欲傳送之資料做 exclusive or,以達成資 料的打亂。而解隨機化的架構與隨機化相同,故只要能確切的知道隨機化的初始 值,便可還原資料。

2.2.2 前置錯誤更正碼

前置錯誤更正碼包括了串接一個里德所羅門(Reed-Solomon)外部編碼和一 個碼率相容的迴旋(convolutional)內部編碼[6][7]。而方塊渦輪碼(block turbo code) 與迴旋渦輪碼(convolutional turbo code)則是額外可選擇的規格。

2.2.2.1 里德所羅門碼

里德所羅門編碼使用systematic方式,在加洛瓦場GF(2

8

)下運算,其N=255

K=239 T=8。N為編碼後的總位元組大小,K為編碼前的資料位元組大小,T 為

可更正的位元組大小。

以下多項式是里德所羅門編碼重要的參數:

Code Generator Polynomial:

g(x) = (x+λ 0

)(x+λ

1

)(x+λ

2

)…(x+λ

2T-1

),λ= 02

HEX

(2.2) Field Generator Polynomial:

p(x) = x 8

+ x

4

+ x

3

+ x

2

+ 1 (2.3) 圖2.6 為里德所羅門編碼的架構圖,主要用來產生同位錯誤檢查碼,其中的 g0-g15 的係數與Code Generator Polynomial 產生的係數相對應。

此碼可以經由縮短(shorten)及穿刺(puncture)來達成可變的區塊大小和可變 的錯誤更正能力。當未編碼的位元組被縮短至 K’時,加入 239-K’個零位元組在 資料前端,經過編碼後丟棄這 239-K’個零位元組。穿刺是經由取用編碼後的 16 個同位錯誤檢查碼中前2T’個位元組,造成只可以更正 T’個位元組錯誤,其他同 位錯誤檢查碼則不傳送。

(21)

圖 2.6 里德所羅門編碼架構圖

2.2.2.2 迴旋碼

經過里德所羅門編碼之後的資料接下來使用二位元的迴旋編碼,其碼率為 1/2,限制長度為 7。使用下列的多項式來產生一進二出的編碼位元,圖 2.7 為迴 旋編碼架構圖。

G 1

= 171

OCT

for X

(2.4)

G 2

= 133

OCT

for Y

(22)

我們利用穿刺,使的原本為1/2 碼率的迴旋編碼產生不同的碼率,以符合需求,

在表2.2 有詳細的定義。其中”1”代表要傳送的位元,”0”代表捨棄不傳送的位元。

表 2.2 迴旋編碼碼率與穿刺的對應配置關係 Code rates

Rate 1/2 2/3 3/4 5/6

d free

10 6 5 4

X

1 10 101 10101

Y

1 11 110 11010

XY X 1 Y 1 X 1 Y 1 Y 2 X 1 Y 1 Y 2 X 3 X 1 Y 1 Y 2 X 3 Y 4 X 5

表2.3 說明了不同的通道編碼所對應不同的調變關係。

表 2.3 調變與通道編碼對照表

Modulation

Uncoded block size (bytes)

Coded block

size (bytes) Overall coding rate RS code CC code rate

BPSK 12 24 1/2 (12,12,0) 1/2

QPSK 24 48 1/2 (32,24,4) 2/3

QPSK 36 48 3/4 (40,36,2) 5/6

16-QAM 48 96 1/2 (64,48,8) 2/3

16-QAM 72 96 3/4 (80,72,4) 5/6

64-QAM 96 144 2/3 (108,96,6) 3/4

64-QAM 108 144 3/4 (120,108,6) 5/6

(23)

2.2.3 交錯與解交錯

經過編碼後的資料位元利用交錯器來做交叉存取將連續的位元打散。目的在 於避免產生連續的錯誤位元,導致解碼效能降低。在正交分頻多工解決頻域選擇 性衰減(frequency selective fading),發現在非頻域選擇性衰減(non-frequency selective fading)中,還有些子頻道的衰減很嚴重。若受到雜訊干擾,訊號雜訊比 隨著更低,錯誤率則增加。且通常為連續性的錯誤(burst error)。然而,大部分的 錯誤更正技術都是針對隨機的錯誤而設計的。連續的錯誤則無法被更正,使得系 統效能大幅地降低。IEEE Std 802.16 定義之交錯技術有兩層排序。第一層排序將 相鄰編碼過的位元對映到非相鄰的子載波上。而第二層排序是為軟式解對映所設 計的,確保編碼過的位元被交替地對映到星狀圖上較多或較少的位置,其可避免 長時間出現可靠率低的位元。此兩層排序規則如下:

交錯之第一層排序規則:

m k

= ( N

cbp

/12 ) k

mod12

+ floor( k/12 ),k = 0, 1, …, N

cbps

-1 (2.5) 其中,N

cbps

為每個正交分頻多工符元所包含之編碼位元數,k為資料於第一層排 列前之排序,m

k

為資料經過第一層排列後之排序。

交錯之第二層排序規則:

j k

= s * floor( m

k

/ s ) + ( m

k

+ N

cbps

- floor( 12 * m

k

/ N

cbps

))

mod(s)

k = 0, 1, …, N cbps

-1 (2.6) 其中,s = ceil( N

cpc

/2),N

cpc

為每個子載波所包含之編碼位元數,例如BPSK、

QPSK、16-QAM與 64-QAM分別對應 1、2、4、6。m

k

為資料經過第一層排列後 之排序,j

k

為資料經過第二層排列後之排序。

(24)

解交錯之第一層排序規則:

m j

= s * floor( j/ s ) + ( j + floor( 12 * j/ N

cbps

))

mod(s)

,j = 0, 1, …, N

cbps

-1 (2.7) 其中,j為資料於第一層排列前之排序,m

j

為資料經過第一層排列後之排序。

解交錯之第二層排序規則:

k j

= 12 * m

j

- ( N

cbps

-1 ) * floor( 12 * m

j

/ N

cbps

),j = 0, 1, …, N

cbps

-1 (2.8) 其中,m

j

為資料於第一層排列後之排序,k

j

為資料經過第二層排列後之排序。

表2.4 說明了不同的調變對應使用的子通道所用的位元交錯器方塊大小。

表 2.4 位元交錯器方塊大小

Default (16 subchannels)

8 subchannels

4 subchannels

2 subchannels

1 Subchannel

N cbps

BPSK 192 96 48 24 12

QPSK 384 192 96 48 24

16-QAM 768 384 192 96 48

64-QAM 1152 576 288 144 72

(25)

2.3 調變

調變包括了資料調變及導引調變兩部份。

2.3.1 資料調變

調變是為了提升資料傳送率,依照不同的速率,分為二相位移鍵(BPSK)、

四相位移鍵(QPSK)、十六進制正交振幅調變(16-Quadrature Amplitude Modulation, 16-QAM)及六十四進制正交振幅調變(64-QAM)四種調變。依調變方式,一、二、

四或六個位元為一組,對映成複數形式的I 及 Q 通道信號,如圖 2.8、圖 2.9 所 示。其星狀圖對映使用葛雷編碼(Gray code),特色在於,相鄰的兩個符元之漢明 距離(Hamming distance)[8]均為一。當接收機將接收到的符元誤判為隔壁的符元 時,由於相鄰的兩個符元只差一個位元,將使位元錯誤率降到最低。為了使調變 後的訊號有相同的平均功率,對映後的調變符元都會乘上圖中所標示的係數c 來 達成正規化的目的。

(26)

圖 2.9 64-QAM 星狀圖

2.3.2 導引調變

導引子載波在先前提到,用於估測的用途,是根據OFDM符元中的載波位置 來做不同的調變。先利用PRBS產生一序列w

k

,其生成的多項式為X

11

+ X

9

+ 1,

架構及上行下行鏈路的初始值如圖2.10。

圖 2.10 導引載波的 PRBS 架構

(27)

由於導引載波在OFDM符元中為固定位置,導引載波就是由下列方程式搭配

w k

所得到,以二相位移鍵調變。另外,整個碼框的前端是前置碼(preamble),在 下行鏈路時,前置碼訊號會佔用兩個OFDM符元的長度,真正的傳送資料是從第 三個OFDM符元開始,所以第一筆資料對應到的是w

2

,而不是w

0

DL: c

-88

= c

-38

= c

63

= c

88

=1–2w

k

and c

-63

= c

-13

= c

13

= c

38

=1–2

w (2.9) k

UL: c

-88

= c

-38

= c

13

= c

38

= c

63

= c

88

=1–2w

k

and c

-63

= c

-13

=1–2

w (2.10) k

(28)

2.4 前置碼架構與調變

下行鏈路中,前置碼會佔用兩個 OFDM 符元時間長度,時域架構如圖 2.11 所示,其中CP 的長度由系統決定,跟傳送資料的 CP 長度相同,第一段的前置 碼是由六十四點的時域資料重複四次組成,第二段則是由一百二十八點的時域資 料重複兩次組成,可以從圖2.13、圖 2.14 發現其現象。

圖 2.11 下行鏈路前置碼時域架構

上行鏈路中,前置碼會佔用一個OFDM 符元時間長度,時域架構如圖 2.12 所示。

圖 2.12 上行鏈路前置碼時域架構

以頻域來看,前置碼是由下列序列所得到:

P

ALL

(-100:100)=[1-i; 1-i; -1-i; 1+i; 1-i; 1-i; -1+i; 1-i; 1-i; 1-i; 1+i; -1-i; 1+i; 1+i; -1-i;

1+i; -1-i; -1-i; 1-i; -1+i; 1-i; 1-i; -1-i; 1+i; 1-i; 1-i; -1+i; 1-i; 1-i; 1-i; 1+i; -1-i; 1+i; 1+i;

-1-i; 1+i; -1-i; -1-i; 1-i; -1+i; 1-i; 1-i; -1-i; 1+i; 1-i; 1-i; -1+i; 1-i; 1-i; 1-i; 1+i; -1-i; 1+i;

1+i; -1-i; 1+i; -1-i; -1-i; 1-i; -1+i; 1+i; 1+i; 1-i; -1+i; 1+i; 1+i; -1-i; 1+i; 1+i; 1+i;-1+i;

1-i;-1+i;-1+i; 1-i;-1+i; 1-i; 1-i; 1+i; -1-i; -1-i; -1-i; -1+i; 1-i; -1-i; -1-i; 1+i; -1-i; -1-i;

-1-i; 1-i; -1+i; 1-i; 1-i; -1+i; 1-i; -1+i; -1+i; -1-i; 1+i; 0;-1-i; 1+i; -1+i; -1+i; -1-i; 1+i;

1+i; 1+i; -1-i; 1+i; 1-i; 1-i; 1-i; -1+i; -1+i; -1+i; -1+i; 1-i; -1-i; -1-i; -1+i; 1-i; 1+i; 1+i;

-1+i; 1-i; 1-i; 1-i; -1+i; 1-i; -1-i; -1-i; -1-i; 1+i; 1+i; 1+i; 1+i;-1-i; -1+i; -1+i; 1+i; -1-i;

1-i; 1-i; 1+i; -1-i; -1-i; -1-i; 1+i; -1-i; -1+i; -1+i; -1+i; 1-i; 1-i; 1-i; 1-i; -1+i; 1+i; 1+i;

-1-i; 1+i; -1+i; -1+i; -1-i; 1+i; 1+i; 1+i; -1-i; 1+i; 1-i; 1-i; 1-i; -1+i; -1+i; -1+i; -1+i; 1-i;

-1-i; -1-i; 1-i; -1+i; -1-i; -1-i; 1-i; -1+i; -1+i; -1+i; 1-i; -1+i; 1+i; 1+i; 1+i; -1-i; -1-i;

-1-i; -1-i; 1+i; 1-i; 1-i]; (2.11)

(29)

P

64

定義如下:

⎪⎩

⎪ ⎨

=

= ⋅

× 0 k 0 0 k

)) ( ( 2 P 2

mod4 mod4 64(k)

4

k P conj ALL

(2.12)

P

EVEN

定義如下:

⎪⎩

⎪ ⎨

=

= ⋅

0 k

0

0 k

) ( P 2

mod2 EVEN(k) mod2

k P ALL

(2.13)

10 20 30 40 50 60

-0.2 0 0.2

real[1:64]

10 20 30 40 50 60

-0.2 0 0.2

imag[1:64]

70 80 90 100 110 120

-0.2 0 0.2

real[65:128]

70 80 90 100 110 120

-0.2 0 0.2

imag[65:128]

130 140 150 160 170 180 190

-0.2 0 0.2

real[129:192]

130 140 150 160 170 180 190

-0.2 0 0.2

imag[129:192]

200 210 220 230 240 250

-0.2 0 0.2

real[193:256]

200 210 220 230 240 250

-0.2 0 0.2

imag[193:256]

圖 2.13 第一段前置碼的時域波形

(30)

20 40 60 80 100 120 -0.2

-0.1 0 0.1 0.2

real[1:128]

20 40 60 80 100 120

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2

imag[1:128]

140 160 180 200 220 240

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2

real[129:256]

140 160 180 200 220 240

-0.2 -0.1 0 0.1 0.2

real[129:256]

圖 2.14 第二段前置碼的時域波形

(31)

第三章 Simulink 模擬平台

本章主要介紹以Simulink 平台模擬 IEEE 802.16 OFDM 系統,分析系統各個 模式下之效能。然後介紹適用於IEEE 802.16 OFDM 系統的通道模型,描述且分 析系統在不同通道下之效能模擬。

3.1 系統模擬工具

在軟體的使用方面,使用Simulink 來進行。Simulink 是一種分析與模擬動態 系統特性的軟體,它採用視窗及滑鼠點擊方式來建立與分析模擬動態系統之模 型,由於Simulink 內建了許多通訊相關的方塊,其中包含了我們在 IEEE 802.16 OFDM 系統中需要的物件,如迴旋編碼器、維特比解碼器、里德所羅門編碼器 等物件,只需要對其變數做修正即能達到不同的變化,可不用另外撰寫程式,節 省許多的時間,且 Simulink 模擬平台為圖形化的界面,具有即時模擬的能力,

故在教學用途上極具實用性,是一快速、方便且易操作的模擬軟體。

(32)

3.2 建立 IEEE 802.16 模擬系統

在第二章對於 IEEE 802.16 OFDM 實體層的詳細規格介紹後,我們使用 Simulink 平台來將規格作實現,設計出一軟體傳送機。首先將不同的通道編碼及 調變模式分別設定成 Mode0-Mode6,然後依序完成每一模式之子系統,最後再 將每一子系統作整合,完成完整的系統。表3.1 說明每一模式的通道編碼與調變 對照表。

表3.1 單一模式的通道編碼與調變對照表

Mode Modulation

Uncoded block size (bytes)

Coded block size (bytes)

Overall coding rate

RS code CC code rate

0 BPSK 12 24 1/2 (12,12,0) 1/2 1 QPSK 24 48 1/2 (32,24,4) 2/3 2 QPSK 36 48 3/4 (40,36,2) 5/6 3 16-QAM 48 96 1/2 (64,48,8) 2/3 4 16-QAM 72 96 3/4 (80,72,4) 5/6 5 64-QAM 96 144 2/3 (108,96,6) 3/4 6 64-QAM 108 144 3/4 (120,108,6) 5/6

我們先以Mode4(16-QAM RS(80,72,4) CC5/6)為範例,一步一步的解說如何 以 Simulink 來建構此傳收機,圖 3.1 是 Mode4 的子系統架構圖,在其中可以看 到包含了通道編解碼、資料調變解調變、OFDM 調變及通道模型。圖 3.2 為通道 編碼子系統,包括了隨機化、前置錯誤更正碼及交錯器,在隨機化後安插了一位 元組長度的0,其原因是為了使後面的迴旋編碼器暫存器狀態能回到 0。隨機化 是由PN Sequence Generator 及 XOR 閘所完成,如圖 3.3。圖 3.4 為前置錯誤更正 碼中的RS 編碼區塊,以 RS (N=255, K=239, T=8)為母碼,利用 Simulink 提供之

(33)

RS 編碼器,在縮短穿刺成需求的碼率,在 Mode4 中為 RS(80,72,4)。圖 3.5 為前 置錯誤更正碼中的迴旋編碼區塊,以迴旋碼碼率1/2 為母碼,利用穿刺得到需求 的碼率,在Mode4 中為迴旋碼率為 5/6。OFDM 傳送區塊包括了兩部份,分別是 反傅立葉運算及添加保護區段,如圖3.6 所示。圖 3.7 說明了在經過反傅立葉運 算之前,資料會先加入導引載波、保護頻帶及前置碼的方塊表示。

圖 3.1 Mode4 子系統架構圖

(34)

圖 3.2 通道編碼子系統

圖 3.3 隨機化子系統

(35)

圖 3.4 RS 編碼子系統

圖 3.5 迴旋編碼子系統

(36)

圖 3.6 OFDM 傳送區塊

圖 3.7 OFDM 傳送區塊子系統

(37)

通道是信號傳收的實際環境,在不同的通道環境下之系統效能成為評估一個 系統好壞的考量重點。在此我們提供了三種通道模式可以選擇:Flat fading、

Dispersive fading 及 No fading (AWGN;白高斯雜訊通道),還可以設定雜訊比及 都卜勒頻率值。圖 3.9 表示建構通道子系統的內部方塊,我們在之中使用了 Multipath Fading 與 AWGN Channel 來建置通道模型。。

圖 3.8 通道選擇,都卜勒頻率及 SNR 設定

(38)

我們在此特別介紹RS 解碼子系統的設計,在此不是使用 Simulink 內建之方 塊,而是使用 Xilinx blocksets,那是因為內建之 RS 解碼器無法解穿刺後的 RS 編碼,無法達到系統的需求,於是整個RS 解碼子系統都是由 Xilinx blocksets 所 構成,如圖3.10 所示,圖中的 earasure 腳位是用來定義收到之碼字中確定錯誤的 位置。

圖 3.10 RS 解碼子系統

看完單一模式的子系統描述之後,我們依序建置了其他模式之子系統模型,

並對各模式作誤碼率的模擬。圖3.11 為 IEEE 802.16 OFDM 系統於相加性白高斯 雜訊通道之誤碼率對雜訊比。圖3.12 則為 IEEE 802.16 系統於雷利衰減通道之誤 碼率對雜訊比。在雷利衰減通道之下,通道特性變差時會持續一段時間,造成誤 碼率急劇上揚。故原本於相加性白高斯雜訊通道中之下墬的曲線會被拉直成緩步 下降的直線。

(39)

-5 0 5 10 15 20 25 10-6

10-5 10-4 10-3 10-2 10-1 100

SNR (dB)

BER

BPSK+RS(12,12,0)+CC(1/2) QPSK+RS(32,24,4)+CC(2/3) QPSK+RS(40,36,2)+CC(5/6) 16-QAM+RS(64,48,8)+CC(2/3) 16-QAM+RS(80,72,4)+CC(5/6) 64-QAM+RS(108,96,6)+CC(3/4) 64-QAM+RS(120,108,6)+CC(5/6)

圖 3.11 IEEE 802.16 OFDM 系統於相加性白高斯雜訊通道之效能

10-4 10-3 10-2 10-1

BER

BPSK+RS(12,12,0)+CC(1/2) QPSK+RS(32,24,4)+CC(2/3) QPSK+RS(40,36,2)+CC(5/6) 16-QAM+RS(64,48,8)+CC(2/3) 16-QAM+RS(80,72,4)+CC(5/6) 64-QAM+RS(108,96,6)+CC(3/4) 64-QAM+RS(120,108,6)+CC(5/6)

(40)

圖3.13 表示完整 IEEE 802.16 OFDM 系統,它包含了七種模式之整合,還有 雜訊比的估測子系統,計算錯誤率方塊。我們利用雜訊比及錯誤率資訊,繪出其 相關圖形,可見圖3.14~3.17。圖 3.14 表示了未經過等化器之原始訊號,圖 3.15 表示經過等化器調變之後的訊號,可以發現已經抓回在圖 3.14 中偏移之相位。

圖3.16 可看見通道之相位偏移圖。圖 3.17 則是誤碼率與雜訊比對應圖。

圖 3.13 完整 IEEE 802.16 OFDM 系統

(41)

圖 3.14 未經過等化器之訊號

(42)

圖 3.16 通道之相位偏移圖

圖 3.17 誤碼率與雜訊比對應圖

(43)

3.3 在不同通道環境下之系統效能模擬分析

在上節敘述以 Simulink 模擬之 IEEE 802.16 系統所使用的通道模型為 Simulink 內建之高斯白雜訊通道及雷利衰減通道。但實際上並不能確切的描繪出 無線都會網路的通道環境,於是我們提出了另外兩種通道環境:SUI 通道及指數 遞減雷利通道,分別用來模擬戶外環境與室內環境。

3.3.1 SUI 通道

首先我們選取用來模擬通道環境為 SUI (Stanford University Interim)通道 [9][10],SUI 通道有六種基本形式 SUI-1~SUI-6,分別用來對應表示三種在美洲 大陸上不同類型的地形,所以 SUI 通道基本是用來模擬戶外之通道環境,在表 3.2 可以清楚看出其關係。Terrain A 是表示多丘陵山脈或是樹木密集度高的地 區,為環境最差之通道;Terrain C 則是表示平原的平坦地形或是樹木密集度低的 地區,為環境最好的通道;而Terrain B 則是介於 Terrain A 與 Terrain C 之間的地 形環境。表3.3 與表 3.4 則是說明延遲分散的程度、都卜勒頻率的高低與 K 係數 的大小分別對應各個通道的關係。表3.5 表示了通道是直視路徑或非直視路徑。

K-Factor:直視路徑成分的功率/非直視路徑成分的功率 K-Factor >0:Ricean Fading distribution

K-Factor=0:Rayleigh Fading distribution

表 3.2 通道地形分類 Terrain Type SUI Channels

C SUI-1,SUI-2

(44)

表 3.3 在低 K 係數下的通道分佈 K-Factor: Low

Doppler Low delay spread Moderate delay spread High delay spread

Low SUI-3 SUI-5

High SUI-4 SUI-6

表 3.4 在高 K 係數下的通道分佈 K-Factor: High

Doppler Low delay spread Moderate delay spread High delay spread Low SUI-1,2

High

表 3.5 直視通道/非直式通道分類 Line of Sight Channel SUI-1, SUI-2, SUI-6 Non-line of Sight Channel SUI-3, SUI-4, SUI-5

在圖3.18 可以看到 SUI 通道模型架構,其中的 Input Mixing Matrix 與 Output Mixing Matrix 是考慮系統是否使用多天線傳輸/接收的效應,而 Tapped Delay Line Matrix 則是在模擬通道在多路徑衰減的狀況以及都卜勒效應對通道的影響。

圖 3.18 SUI 通道模型架構

(45)

在表3.6 到表 3.11 分別是定義 SUI-1~SUI-6 的參數表。

表 3.6 SUI-1 參數表

表 3.7 SUI-2 參數表

(46)

表 3.8 SUI-3 參數表

表 3.9 SUI-4 參數表

(47)

表 3.10 SUI-5 參數表

表 3.11 SUI-6 參數表

(48)

圖3.19 所示為 SUI 通道之脈衝響應圖,為 3taps,圖中黑色部分表示平均功 率,灰色部分表示某一次隨機功率大小。

其脈衝響應的數學表示式為:

∑ =

=

L

P

l

l

l t t

g t

h

1

) ( ) ( )

,

(

τ δ τ

(3.1)

L p

為tap的個數

g l

(t)為每個tap的係數

τ l

為每個tap的延遲時間

圖 3.19 SUI 通道之脈衝響應圖

看完了前面對 SUI 通道的描述,我們接下來要看系統在 SUI 通道下的效能 表現,由於Simulink 沒有 SUI 通道的相關方塊可以使用,在此我們使用 MATLAB 來撰寫程式模擬,選用了Mode0 (BPSK RS(12,12,0) CC1/2)及 Mode3 (16-QAM RS(64,48,8) CC2/3)兩個沒有使用里德所羅門編碼穿刺的模式,以便於模擬。在 SUI-1~4 的通道下,採用 10Mbps 的資料率,而在 SUI-5,6 的通道下則是用 1Mbps 的資料率,會這樣設定的原因是考慮到不同通道模型中的tap 延遲時間不同,避 免其延遲時間超過我們在OFDM 中設定的保護區段(guard interval)長度,以符合 系統之規範,在此我們假設有理想之等化器。

(49)

在圖3.20 及圖 3.21 可以看到 Mode0 及 Mode3 在 SUI-1~6 通道下的效能圖,

可以發現效能的好壞大致符合它所定義的地形,依序是Terrain C (平原)、Terrain B (介於平原與丘陵中間的過渡地形)然後是 Terrain A (丘陵),再以細部來看,同 一種地形分類之通道則會因為延遲分散的程度、都卜勒頻率的高低與 K 係數的 大小,影響其通道品質。

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18

10-5 10-4 10-3 10-2 10-1 100

SNR(dB)

BER

BPSK RS(12,12,0) CC1/2 in SUI-1 channel model BPSK RS(12,12,0) CC1/2 in SUI-2 channel model BPSK RS(12,12,0) CC1/2 in SUI-3 channel model BPSK RS(12,12,0) CC1/2 in SUI-5 channel model BPSK RS(12,12,0) CC1/2 in SUI-4 channel model BPSK RS(12,12,0) CC1/2 in SUI-6 channel model

圖 3.20 Mode0 在 SUI-1~6 通道下的效能圖

(50)

12 14 16 18 20 22 24 26 28 30 10-5

10-4 10-3 10-2 10-1

SNR(dB)

BER

16-QAM RS(64,48,8) CC2/3 in SUI-1 channel model 16-QAM RS(64,48,8) CC2/3 in SUI-2 channel model 16-QAM RS(64,48,8) CC2/3 in SUI-3 channel model 16-QAM RS(64,48,8) CC2/3 in SUI-4 channel model 16-QAM RS(64,48,8) CC2/3 in SUI-5 channel model 16-QAM RS(64,48,8) CC2/3 in SUI-6 channel model

圖 3.21 Mode3 在 SUI-1~6 通道下的效能圖

3.3.2 指數遞減雷利通道

我們選取的用來模擬的另一通道環境則是指數遞減雷利通道(Exponentially Decaying Rayleigh Fading Channel,EDRF Channel)[11],圖 3.22 所示為指數遞減 雷利通道之脈衝響應圖,圖中每一脈衝的振幅大小呈現雷利分佈,平均功率以指 數形式遞減,黑色部分表示平均功率,灰色部分表示某一次隨機功率大小。

其脈衝響應的數學表示式為:

2 ) , 1 0 ( 2 )

, 1 0

( k 2 k 2

k N jN

h =

σ

+

σ (3.2)

RMS s

T kT k 2 =

σ

0 2 e /

σ (3.3)

RMS s

T

e T / 2

0 = 1 −

σ (3.4)

(51)

其中,T

RMS

為均方根延遲展開(root mean square delay spread),這個數值代表在多 路徑通道下能量分散的程度,我們模擬的環境是設定於辦公室商場之類的室內空 間,所以T

RMS

的範圍在50-250ns之間。

圖 3.22 指數遞減雷利通道之脈衝響應圖

我們接下來要看系統在指數遞減雷利通道下的效能表現,如同前面的系統模 擬,選用了 Mode0 (BPSK RS(12,12,0) CC1/2)及 Mode3 (16-QAM RS(64,48,8) CC2/3)兩個沒有使用里德所羅門編碼穿刺的模式,在此我們假設有理想之等化 器。在圖3.23 可以看到 Mode0 及 Mode3 在指數遞減雷利通道下的效能圖,與前 面的 SUI 通道相比較,可以發現指數遞減雷利通道大約是介於 SUI-3 至 SUI-4 之間。

(52)

0 5 10 15 20 25 30 10-6

10-5 10-4 10-3 10-2 10-1 100

SNR(dB)

BER

BPSK RS(12,12,0) CC1/2 in EDRF channel model 16-QAM RS(64,48,8) CC2/3 in EDRF channel model

圖 3.23 Mode0 與 Mode3 在指數遞減雷利通道通道下的效能圖

(53)

第四章 結論

本論文以MathWorks 公司之 Simulink 軟體來建構出 IEEE 802.16 無線都會網 路系統的軟體模擬平台,並以誤碼率曲線驗證各傳收機,然後分析實作的 Simulink 傳收機於不同通道環境下之效能表現。更進一步分析適用無線都會網路 環境之通道,在通道的選取方面,我們提供了 SUI 通道與指數遞減雷利通道來 模擬戶外與室內的環境,得到更為準確的無線都會網路系統效能評估。

本論文以 Simulink 建立一快速可靠,無線通道環境系統之軟體整合模擬、

驗證與測試平台。在對系統做硬體實現之前,硬體的各項參數必須在設計電路前 就被準確估測出來,故 Simulink 模擬平台成為求得最佳參數設定的實用工具,

因為以製作完成的電路方塊置換 Simulink 平台上相對應的方塊提供了簡易的電 路驗證方式,這樣便能大大的降低電路整合時的除錯時程。加上 Simulink 的模 擬平台為圖形化界面,且具有即時模擬的能力,故在教學用途上極具實用性。

(54)

參考文獻

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Physical Layer (PHY) Specifications for High Rate Wireless Personal Area Networks (WPANs) ,

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[2] IEEE Std.802.11a, Part 11: Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and

Physical Layer (PHY) specifications Amendment 1: High-speed Physical Layer in the 5 GHz Band, Sep. 16, 1999.

[3] IEEE Std.802.16-2004, Part 16: Air Interface for Fixed Broadband Wireless

Access Systems, Oct. 1, 2004.

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[9] Shuenn Gi Lee, “Performance of Concatenated FEC under Fading Channel in

Wireless-MAN OFDM System”, IEEE 2005.

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(55)

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參考文獻

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