ＵＤｃ——密级——
华南理工大学硕士学位论文
串并联谐振逆变器式 高频感应加热电源的研究
虞龙
指导教师： 圭壶翌副熬援
电左堂陆
申请学位级别：王堂亟±专业名称：鱼左电王生直左佳动
论文提交时间］碰：』．［ｉ 论文答辩时间迎笪：巨：芷 学位授予单位和日期：
答辩委员会主席：
论文评阅人：
毯醯．．赵撞．
丛超 熬煎。
隧主越黾趔趣超．
摘 要
感应加热作为一种加热手段，相比传统的加热方式有众多优点。随着工业技 术的发展，感应加热技术被越来越多的应用到各种工业加热场合。而感应加热电 源作为加热设备的主要部件，起到非常重要的作用。感应加热电源中的逆变部分 也是研究的重点。随着电力电子技术的发展，现代高速开关器件的开关频率也越 来越高。所以感应加热电源也开始朝高频化发展，所以有必要研究感应加热电源 的主电路拓扑和控制方法来适应高频化。通常多数感应加热电源中采用的逆变器 为电压型的串联谐振逆变器。虽然串联谐振逆变器结构简单，容易设计，但是也 具有输出功率受输入电压限制等缺点。本文详细分析了电压型串并联谐振逆交器 的结构，及其优点和参数设计方法。并且根据理论分析，采用半桥结构的串并联 谐振逆变器，设计了一台２ＫＷ的样机。
本文主要包括三部分内容：
第一部分为感应加热的基本原理、历史和发展。串联谐振逆变器、并联谐振逆变
器和串并联谐振逆变器的工作原理分析。对比了电压型逆变器和电流型逆变器的 各自特点。着重分析了在感应加热领域比较常用的电压型逆变器。并且对电压型串并联逆变器的优点和工作原理作了比较详细的分析。同时借助计算机辅助分析
的方法阐述了串并联逆交器的参数设计方法。第二部分为实际感应加热电源样机的设计。根据实际情况采用串并联谐振逆变器 作为电源的主体结构设计一台功率２ＫＷ，工作频率在４５０ＫＨｚ．５５０ＫＨｚ左右的高 频感应加热电源。采用变频率控制的方法，保证在２００Ｗ－２０００Ｗ的范围内实现软 开关。同时包括逆变电路主电路的设计，控制电路的设计，辅助保护电路的设 计，ＥＭＩ防御电路的设计等。
第三部分为仿真的结果。实验的调试过程，和波形结果，以及效率曲线。证实了 即便在如此高的开关频率下，也能达到比较高的效率。最后给出了所设计的实际 装置照片。并且对实验结果作了分析。并且对感应加热电源的未来和发展趋势作
了展望。
关键宇：感应加热，串并联谐振，高频率
Ａｂｓｔｒａｃｔ
Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｈｅａｔｉｎｇ ｈａｓ ｍａｎｙ ａｄｖａｎｔａｇｅｓ ｃｏｍｐａｒｅｄ ｗｉｔｈ ｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌ ｈｅａｔｉｎｇ．Ｔｈｅ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｏｆ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｈｅａｔｉｎｇ ｈａｓ ｂｅｅｎ ａｐｐｌｉｅｄ ｉｎ ｍａｎｙ ｉｎｄｕｓｔｒｙ ｆｉｅｌｄ ｎｏｗａｄａｙｓ．
Ａｎｄ ｔｈｅ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ ｏｆ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｈｅａｔｉｎｇ ｄｅｖｉｃｅ ｉｓ ｖｅｒｙ ｉｍｐｏｒｔａｎｔ．Ｔｈｅ ｍａｉｎ ｐａｒｔ ｏｆ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｈｅａｔｉｎｇ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ ｉｓ ｔｈｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒ．Ｇｅｎｅｒａｌｌｙ，ｓｅｒｉｅｓ ｒｅｓｏｎａｎｔ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｉｓ ｔｈｅ ｔｙｐｉｃａｌ ｔｏｐｏｌｏｇｙ ｏｆ ｔｈｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｏｆ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｈｅａｔｉｎｇ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ．Ｂｕｔ ｓｅｒｉｅｓ ｒｅｓｏｎａｎｔ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｈａｓｍａｎｙｄｉｓａｄｖａｎｔａｇｅｓ，ｓｕｃｈ ａｓ ｔｈｅ ｏｕｔｐｕｔ ｐｏｗｅｒ ｉｓ ｌｉｍｉｔｅｄ ｂｙ ｉｎｐｕｔ ｖｏｌｔａｇｅ．Ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ ａｎａｌｙｓｅ ｔｈｅ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ ｏｆ ｓｅｒｉｅｓ—ｐａｒａｌｌｅｌ ｒｅｓｏｎａｎｔ ｉｎｖｅｒｔｅｒ，ｉｔｓ ａｄｖａｎｔａｇｅｓ ａｎｄ ｄｅｓｉｇｎｉｎｇｍｅｔｈｏｄｓ．Ｆｉｎａｌｌｙ，ａ２ＫＷｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｈｅａｔｉｎｇ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ ｉｓ ｄｅｖｅｌｏｐｅｄ．
Ｔｈｅ ｐａｐｅｒ ｉｎｃｌｕｄｅｓ ｔｈｒｅｅ ｓｅｃｔｉｏｎｓ．
Ｔｈｅ ｆｉｒｓｔ ｓｅｃｔｉｏｎ ｉｎｃｌｕｄｅｓ ｔｈｅ ａｎａｌｙｓｉｓ，ｈｉｓｔｏｒｙ ａｎｄ ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ ｏｆ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｈｅａｔｉｎｇ．Ｉｔ ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｓ ｔｈｅ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ｏｆ ｓｅｒｉｅｓ ｒｅｓｏｎａｎｔ ｉｎｖｅｒｔｅｒ，ｐａｒａｌｌｅｌ ｒｅｓｏｎａｎｔ
ｉｎｖｅｒｔｅｒ ａｎｄ ｓｅｒｉｅｓ－．ｐａｒａｌｌｅｌ ｒｅｓｏｎａｎｔ ｉｎｖｅｒｔｅｒ．Ｉｔ ａｎａｌｙｓｅｓ ｔｈｅｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ａｎｄ ａｄｖａｎｔａｇｅｓ ｏｆ ｓｅｒｉｅｓ．ｐａｒａｌｌｅｌ ｒｅｓｏｎａｎｔ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｍａｉｎｌｙ．Ａｎｄ ｉｔ ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｓ ｔｈｅ ｄｅｓｉｇｎ ｍｅｔｈｏｄ ｕｓｉｎｇ ＣＡＤ．
Ｔｈｅ ｓｅｃｏｎｄ ｓｅｃｔｉｏｎ ｉｓ ｄｅｓｉｇｎｉｎｇ ｏｆ ａ ２ＫＷ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｈｅａｔｉｎｇ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ．Ｔｈｅ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ ｕｓｅ ｔｈｅ ｓｅｒｉｅｓ－ｐａｒａｌｌｅｌ ｒｅｓｏｎａｎｔ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ａｓ ｍａｉｎ ｃｉｒｃｕｉｔ ｔｏｐｏｌｏｇｙ．Ｉｔ’Ｓ ｗｏｒｋｉｎｇ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｉｓ ａｂｏｕｔ ４５０ＫＨｚ－５５０ＫＨｚ．Ａｎｄ ｉｔ’Ｓ ｃｏｎｔｒｏｌ ｍｅｔｈｏｄ ｉｓ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｖａｒｉｅｔｙ ｃｏｎｔｒ０１．Ｔｈｉｓ ｓｅｃｔｉｏｎ ａｌｓｏ ｉｎｃｌｕｄｅｓ ｄｅｓｉｇｎｉｎｇ ｏｆ ｍａｉｎ ｃｉｒｃｕｉｔ，ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｉｒｃｕｉｔ，
ＥＭＩ ｃｉｒｃｕｉｔ，ａｎｄ ｏｔｈｅｒ
ａｓｓｉｓｔａｎｔ
ｃｉｒｃｕｉｔ．Ｔｈｅ ｌａｓｔ ｓｅｃｔｉｏｎ ｉｎｃｌｕｄｅｓ ｔｈｅ ｒｅｓｕｌｔｓ ｏｆ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ
ａｎｄ
ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ，ａｎｄｔｈｅ ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ｔｈｅ ｒｅｓｕｌｔｓ ｏｆｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ．Ａｎｄ ｉｔ ｐｒｏｖｅ ｔｈｅ ｒｅａｌｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ ｓｏｆｔ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｉｎ ｔｈｅ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ．Ｔｈｅ ｐｈｏｔｏ ｏｆ ｔｈｅ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ ａｎｄ ｈｅａｔｉｎｇｏｂｊｅｃｔ ａｒｅａｌｓｏ ｇｉｖｅｎ．Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｈｅａｔｉｎｇ ｓｅｒｉｅｓ—ｐａｒａｌｌｅｌ ｒｅｓｏｎａｎｔｉｎｖｅｒｔｅｒ，ｈｉｇｈ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ
ＩＩ
学位论文原创性声明
本人郑重声明：所呈交的论文是本人在导师的指导下独立进行研 究所取得的研究成果。除了文中特别加以标注引用的内容外，本论文 不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写的成果作品。对本文的研 究做出重要贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式标明。本人完 全意识到本声明的法律后果由本人承担。
作者签名： 俊廓 日期：俩年６月多日
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本学位论文属于
不保密口。
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作者签名： 成如 日期：嘶年《月，弓日
导师签名： Ｚ叁０够 日期：疗年么月凸日
１．１课题研究背景与研究意义
工业加热是现代工业加工技术的一个重要领域。在很多产品的形成过程中，
都需要经过加热这道工序。比如金属的加工锻造、塑料制品的成型以及其它。丽 在家居生活中，也离不开加热这个步骤，最常见的为食品的加热烹饪。
传统的加热方式，通常为燃烧一些可燃物质而产生热量，继而加热对象。比 如采用煤炭、石油、或者天然气等可燃物质，还有通过日光照射等。虽然这些方 式仍然为现在的主要加热方式，但是这些方式的缺点是显而易见的。这些方式具 有，占用空间大、污染环境严重、效率低等缺点。为了解决这些问题，一些新的 加热方法油然而生。
在一些新兴的加热方式中，利用电能加热最为瞩目。最为常见的就是让电流 流过电阻产生热量的加热方式。在一些家用电器中有广泛的应用，如电热水壶、
电热锅等。这个方法虽然简单，但是由于是接触性加热，存在造成金属物质氧 化、加热不均匀等缺点。
为了适应现代生活和工业生产逐步提高的加热要求。人们研究了一种新的加
热方式一一利用磁场和电场进行非接触式的加热。这种方式利用高频的磁场或电
场对加热对象进行加热，没有以上方式所具有的缺点。满足现代高品质的家庭生 活和高效率的工业生产的要求，具有很大的市场前景。１。２非接触式加热方式的分类
利用高频电压或电流来加热通常有两种方法：
（１）电介质加热：利用高频电压产生的电场
（２）感应加热：利用高频电流产生的磁场
１．２．１电介质加热方式（ｄｉｅｌｅｃｔｒｉｃ
ｈｅａｔｉｎｇ）电介质加热通常用来加热不导电材料，比如木材。原理如图ｌ：
当高频电压加在两极板层上，就会在两极之间产生交变的电场。需要加热的 介质处于交变的电场中，介质中的极分子或者离子就会随着电场做同频的旋转或 振动，从而产生热量，达到加热效果。这种方式通常用来加热导电性能不好的物 体，同时在家居生活中的微波炉也采用了这个原理。
图ｌ—ｌ 电介质加热示意图
Ｆｉｇ １－ｌ ｔｈｅ ｄｉｅｌｅｃｔｒｉｃ ｈｅａｔｉｎｇ
１．２－３感应加热方式（ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ
ｈｅａｔｉｎｇ）导体的导电机构主要是自由电子【”。如在导体上加电压，这些自由电子便将 按照同一方向从一个原子移到另一个原子而形成电流。电子在移动过程中会遇到 阻力，阻力越大电流越小，一般用电阻率来表示导体的导电性能。由于电阻的存 在，当电流流过导体时，都会引起导体发热，根据焦耳定律可得：
Ｑ＝１２Ｒｔ （１－１）
式中Ｑ：导体的发热量 Ｉ：通过导体的电流强度 Ｒ：导体的电阻
ｔ：电流通过导体的时间
在导体中流过电流时，在它的周围便同时产生磁场。通过的电流为直流时，
产生的磁场是固定的，不影响导体的导电性能：而通过交流电时，产生的磁场是 交变的，会引起集肤效应，使大部分电流向导体的表面流通，即有效导电面积减 小，电阻增加。交流电流的频率越高，集肤效应就越严重。从式（１．１）可知，
在电流Ｉ不变的情况下，由于电阻增加，使导体的发热量增加。同时由于电流沿 表层流通，热量集中于导体的表层，因此可利用高频电流对导体的表层进行局部 加热。
同样，在高频交流电流通过彼此相距极近的导体，或者将直流导体变成圆 环、绕成线圈的时候，其电流密度也会发生相应变化，引起所谓的邻近效应和环 形效应。
无论是集肤效应、邻近效应和环形效应都是由于导体中流过交变电流时，在 导体周围形成交变磁场，从而在导体中产生自感电动势迫使电流发生重新分配的 结果。导体周围磁场的强弱直接与电流强度成正比。因此，平行放置的两根导
体绕成线圈并通过高频电流，则线圈内侧磁场比较强。
如果将材料放在高频磁场内（例如放在通过高频电流的线圈内部），则磁力 线同样会切割材料，在材料中产生感应电动势，从而产生涡流。涡流也是高频电
流，同样具有高频电流的一些性质。由于材料具有电阻，结果使材料发热，利用
感应涡流的热效应进行加热，叫感应加热。蟪械§拽漉
图卜２感应加热示意图
Ｆｉｇ １—２ Ｔｈｅ ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ ｈｅａｔｉｎｇ
基本电磁定律：
法拉第定律：口：Ⅳ！竺
安培定律：ｊＨｄ／＝ＮＩ 其中：西＝ｆＢｃｌＳ，Ｂ；ｕ，ｕｏＨ
如果采用ＭＫＳ制，ｅ的单位为Ｖ，Ｏ的单位为Ｗｂ，Ｈ的单位为Ａｉｍ，Ｂ的单位 为Ｔ。
以上定律基本阐述了电磁感应的基本性质，
集肤效应１２】：
当交流的电流流过导体的时候，会在导体中产生感应电流（如图３），从而 导致电流向导体表面扩散。也就是导体表面的电流密度会大于中心的电流密度。
这也就无形中减少了导体的导电截面，从而增加了导体交流电阻，损耗增大。工 程上规定从导体表面到电流密度为导体表面的Ｉ／ｅ＝０．３６８的距离６为集肤深度。
在１００度温度下可用以下公式来计算铜的集肤深度：
６：至ｃｍ
（１－２）心｛
Ｑ＝Ｏ．２４１２Ｒｔ （１．３）
图１．３涡流产生示意图
Ｆｉｇ １－３ Ｔｈｅ ｅｄｄｙ ｃｕｒｒｅｎｔ
从以上可以看到，如果增大电流和提高频率都可以增加发热效果，使加热对 象快速升温。为了适应现代工业的快速生产要求，所以感应电源通常需要输出高 频大电流。
本文讨论的为利用磁场加热的感应加热。
１．３感应加热的发展历史及其应用场合 １．３．１感应加热发展历史
感应加热来源于１８３１年法拉第发现的电磁感应现象。当年，法拉第将两个 线圈绕在同一个铁环上，他发现给一个线圈加上交流电时，另外一个线圈就有感 应电压产生【３】。
然而感应的电压又可以在导体上形成电流导致发热。长期以来，技术人员都 对这一现象有较好了解，并且在各种场合尽量抑止这种发热现象，来减小损耗。
比较常见的如开关电源中的变压器设计，通常设计人员会用各种方法来减小涡流 损耗，来提高效率。然而在１９世纪束期，技术人员又发现这一现象的有利面，
就是可以将之利用到加热场合。来取代一些传统的加热方法。
１９世纪后半叶，感应加热技术才开始应用予实际生产一一导体的加热。首先 应用的领域是金属熔化。最初的金属熔化装置都是使用金属或者其他导电的坩 埚；后来又发明了使用不导电的坩埚的感应熔化装置。使用这些装置的时候，感 应电流直接加在被熔金属上，当时通常是用６０赫兹的低频交流电流加热。
早先的感应熔化装置是把被熔金属制成环状放入炉膛中进行熔化。由于涡流 和感应线圈的交变电流的作用，被熔金属上产生机械力，这种力可导致被熔金属
上世纪初，设计出了使用圆筒形坩埚和高频火花隙电源的新装置，以代替环 形熔化装置。这种装置首先被用来熔化铂，而后用来熔化其它有色金属合金。然 而，这种“无芯”感应装置的进一步应用受到火花隙发电机功率的限制。随着发 电机组的发展，出现了频率达到９６０赫兹以上，功率达到几百千瓦的发电机组。
因此，从１９２２年开始，感应加热应用上限制减小了。６０年代末期，固态中频变 流器代替了发电机组的位置。
随着感应加热在金属熔化应用领域的发展，这项技术在其他领域的应用也逐 渐发展起来。１９２７年最早应用感应加热方法对钢件表面淬火。感应加热技术在其 它方面同样有广泛的应用，例如管状结构的内孔表面淬火，具体应用于汽车轴和 汽缸筒的加热处理。
１９５７年，美国研制出作为电力电子器件里程碑的晶闸管，标志着现代电力电 子技术的开始。同时，也引发了感应加热技术的革命。１９６６年，瑞士和西德首先 利用晶闸管研制感应加热装置，从此感应加热技术开始飞速发展。
８０年代后，电力电子器件再次飞速发展，ＧＴＯ，ＭｏＳＦＥＴ，ＩＧＢＴ，ＭＣＴ，
ＳＩＴ等器件相继出现。感应加热装置也逐渐摒弃晶闸管，开始采用这些新器件。
现在比较常用的是ＩＧＢＴ和ＭＯＳＦＥＴ，ＩＧＢＴ用于较大功率场合．而ＭＯＳＦＥＴ用 于较高频率场合。据报道，困外可以采用ＩＧＢＴ将感应加热装置做到功率超过 １０００ＫＷ，频率超过５０Ｋ。而ＭＯＳＦＥＴ较合适高频场合，通常在几千瓦的中小功 率场合，频率可达到５００Ｋ以上，甚至几Ｍ。然而国外也有推出采用ＭＯＳＦＥＴ的
大功率的感应加热装置，比如美国研制的２０００Ｋｗ／４００ＫＨｚ的装置。
国内的电力电子技术起步比较晚，所以感应加热技术也落后于国外很多。我 国从５０年代开始将感应加热技术应用于工业生产中。６０年代末开始研究晶闸管 中频电源。８０年代开始研究超音频的感应加热电源。９０年代已经开始采用ＩＧＢＴ 研制高频大功率的感应加热电源。但是总体上来说还落后于国外。但是由于市场
前景广阔，所以研制的感应加热的技术人员逐渐增加［４１。
感应加热有以下优点：
（１）非接触式加热，热源和受热物件可以不直接接触。而且加热温度高
（２）加热效率高，速度快，可以减小表面氧化现象
（３）容易控制温度，提高加工精度
（４）可实现局部加热
（５）可实现自动化控制
（６）可减小占地，热辐射，噪声和灰尘
（７）能加热形状复杂的工件
１．３．２感应加热应用场合
感应加热可以用于多种场合，主要有：
（１）冶金：有色金属的冶炼，金属材料的热处理，锻造、挤压、轧制等型材生 产的透热：焊管生产的焊缝。
（２）机械制造：各种机械零件的淬火，以及淬火后的回火、退火和正火等热 处理的加热。压力加工前的透热。
（３）轻工：罐头以及其它包装的封口，比如著名的利乐砖的封口包 装。各种药品的封装。
（４）电子：电子管真空除气的加热。
（５）家居烹饪：利用电磁炉加热食物。
１．３１３感应加热目前存在的缺点以及问题
虽然感应加热相对于传统的加热方式有许多优点。但是它也有潜在的缺点和 问题。
（１）对加热设备的要求成本高：传统的加热设备结构简单，成本低廉。但是 感应加热设备需要高性能的电源支持，所以目前来讲成本是高昂的。而 且由于设备复杂度提高，也不利于无故障生产。但是由于这些年电力电 子集成技术和大规模集成电路技术的飞速发展，开关电源的成本和设计 难度也在飞速下降。前些年一台普通的开关电源，必须要专业的电力电 子专家来设计。丽现在，很多普通的工程师也能独立设计出来。这样器 件和设计成本的降低，直接推动了开关电源的普及。所以，这个问题将
不会是制约感应加热方式推广的主要问题。
（２）产生电磁污染：从表面上看，感应加热设备似乎对环境没有污染。但是 它却会产生一种人眼看不到的，而且常常会被忽视的污染一一电磁污 染。虽然目前的科学技术仍然无法确定电磁污染到底对人体的危害有多 大，但是目前的共识是对人体肯定有害。所以人们必须对电磁污染抱有 足够的重视。很多发达国家对此作出了强制检测认定的规定。由于感应 加热设备的输出功率很大，而起随着技术的发展，输出电流频率也是越 来越高，所以其产生的电磁污染也是不可小觑的。所以，如何减小感应 加热的电磁污染，如何屏蔽已经产生的电磁辐射以及如何保障使用者的 人身安全这些问题将成为感应加热设备以后研究的重要课题。
６
在感应加热设备中，提供高频交流电流的电源是非常重要的环节。本文分析 了在感应加热电源中应用的各种逆变器电路拓扑和控制方式及其特点。探讨谐振 技术在感应加热电源中的应用，探讨如何提高输出电流频率和保证整机的高效 率。研究分析半桥串并联谐振逆变器的电压传递函数，通过计算机仿真的方式得 出其电压传递函数的曲线，从中分析参数设计的方法。并且在理论分析基础上，
研制一台高效、高可靠性、功率可调的感应加热电源的样机。为了减小电源体积
和提高加热速度，要求在器件和技术允许的情况下尽量提高电源的开关频率。因
此要求开关频率达到４５０ＫＨｚ以上，高的开关频率必然带来大的开关损耗，所以 要求采用软开关技术。为此，也必须对逆变器的控制方法和软开关实现方法进入 深入的研究。对于感应加热设备，如果负载没有准备好，而启动电源的话，会导 致电源损坏或者电磁辐射大量泄漏。所以要有完善的检测保护功能。最后，要根据实验所测得的实验结果，和理论做对比分析。并且分析软开关 的实现过程和效果。
１．５本章小结
本章简单概述了感应加热方式相比传统加热方式的优点和缺点。并且阐述了 感应加热方式的基本原理。简单描述了感应加热方式的历史以及在国际和国内的 研究现状。最后提出了本课题研究的主要内容。
第二章谐振逆变器的原理分析
２．１谐振逆变器的分类
对于感应加热电源来说，最主要的环节是逆变环节。也就是将直流电变化为 高频的交流电。多数情况下，逆变是靠谐振逆变的方法来实现，可以将直流电变 换成几百Ｋ甚至几Ｍ的高频交流电。
谐振逆变器电路根据直流侧电源的性质不同可分为两种：直流侧是电压源的 称为电压型逆变电路；直流侧是电流源的称为电流型逆变电路。它们也分别被称 为电压源型逆变电路（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｏｕｒｃｅ Ｔｙｐｅ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ－－ＶＳＴＩ）和电流源型逆变电路
（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｏｕｒｃｅ Ｔｙｐｅ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ—ＣＳＴＩ）【鲥。
图２．１为并联逆变器的一种电路结构，也是一种常见的全桥逆变器，由图可 知并联谐振逆变器属于电流源逆交器，由于工作频率接近于并联谐振负载电路的 谐振点，其负载电压接近正弦波，而逆变器输出电流为一近似方波。
电流型逆变电路有以下主要特点：
（１） 直流侧串连有大电感，相当于电流源。直流侧电流基本无脉动，直流 回路呈现高阻抗。
（２） 电路中开关器件的作用仅仅是改变直流电流的流通路径，因此交流侧 输出电流为矩形波，并且与负载阻抗角无关。而交流侧输出电压波形 和相位则因负载阻抗情况的不同而不同。
（３） 当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率，直流侧电感起缓冲无功能 量的作用。因为反馈无功能量时直流电流并不反向，因此不必象电压 型逆变电路那样要给开关器件反并联二极管。
｜＋卜
妇 蛔
图２．１ 并联谐振逆变器
Ｆｉｇ ２—１ Ｐａｒａｌｌｅｌ ｒｅｓｏｎａｎｔ ｉｎｖｅｒｔｅｒ
Ｄ３
流结束，这一电压的存在将使被关断管承受反压，所以在采用并联逆变方案的时 候要在开关管中串联一个＝极管来承受反压。这种方案在大功率场合比较少用。
图２．２为一种串联谐振逆变器，也为全桥结构。串联谐振逆变器属于电压源 逆变器，逆变器输出电压为近似方波，由于其工作频率接近负载电路的谐振工作 点，其输出电流为近似正弦波。电压型逆变电路有以下特点：
（１） 直流侧为电压源，或者并联有大电容，相当于电压源。直流侧电压基本 无脉动，直流回路呈现低阻抗。
（２） 由于直流电压源的钳位作用，交流侧输出电压波形为矩形波，并且与负 载阻抗角无关。而交流侧输出电流波形和相位因负载阻抗的情况不同而 不同。
（３） 当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率，直流侧电容起缓冲无功能量 的作用。为了给交流侧向直流侧反馈的无功能量提供通道，逆变桥各臂 都并联了反馈二极管。
为了避免逆变器上下桥臂的共通，换流必须遵循先关断后开通的原则，在关 断与开通脉冲之间应该保窝一定的死区。这种结构在感应加热电源中有着最广泛
的应用１６１。
｜＝ ＝∞Ｊ一
图２．２串联谐振逆变器
Ｆｉｇ ２－２ Ｓｅｒｉｅｓ ｒｅｓｏｎａｎｔｉｎｖｅｒｔｅｒ
对于并联谐振逆交器和串连谐振逆变器其实是一对对偶拓扑。对偶作为一种 电路现象，同样存在电力电子拓扑中间。由于电力电子这个学科侧重于实用性，
所以对于对偶这样的理论研究并不是很热门。但是从以上两个拓扑可以看到很多 的对偶特性：
（１）并联谐振逆变器属于电流馈电逆变器，串联谐振逆变器属于电压馈电 逆变器。
９
将击穿开关管。而串联谐振逆变器要避免一个桥臂上的两个开关管同 时导通。这样同样会因为电容放电电流而破坏开关管。
（３）并联谐振逆变器要求开关管具有单向导电性，而串联谐振逆变器要求 开关管具有双向导电性。
（４）并联谐振逆变器容易实现开关管的ＺＣＳ，而串联谐振逆变器容易实现 开关管的ＺＶＳ。
上述两种逆变器当然还有其它拓扑，比如半桥结构的并联谐振逆变器和串联 谐振逆变器。然而在实际应用中，需要插入变压器等，其电路会有很多变换。而 且难度更大的是，实际情况下，加热对象的等效电路很难通过测量和理解计算得 出。而起实际等效模型也非常复杂，如果考虑的寄生参数，将更加复杂。所以理 论分析和计算往往和实际电路有很大的差别，所以实验成为一种非常重要的手 段。
２．２串联谐振逆变器原理分析
这里介绍串联谐振逆变器的工作原理ｆ７１。
对于如图２－２所示的串联谐振逆交器，谐振环节ＬＣＲ两端所加的电压正负对 称的方波电压。假设电压幅值为ＶＩ，频率为ｆ’则对该电压进行傅立叶分解：
ｖ：４Ｖｔ妻塑型ｓｉｎ（ｎａ，，ｔ） ／ｌ＂鲁
２ｎ （２．１）、 。而ＬＣＲ串联电路的阻抗为：
Ｚ＝ｔｏＬｊ＋—÷：＋Ｒ
（２—２）∞Ｃｉ ÷ ’
所以电流为：
ｉ＝兰
（２．３）ｂｋ式（２＿２）ｅｅ嘲ｔＮ，当ｗＬ２壶的时候Ｚ的值为最小，如果只考虑电压Ｖ中基
波。则当∞＝√去的时候电阻Ｒ上消耗的功率为最大。而且对于一定频率下，ＬｃＲ
串联电路的阻抗可以呈现阻性，容性和感性，而且是在阻性的时候最小。如图２．
３，当∞＝√去的时候，ＬｃＲ的阻抗最小，当∞增大或减小的时候，阻抗Ｚ都会
增大。
ｉ０
Ｌ一．—』一～竺～一
图２．３串联谐振回路的阻抗频率特性
Ｆｉｇ ２－３ Ｚ一∞ｃｕｒｖｅ ｏｆ ｓｅｒｉｅｓ ｒｅｓｏｎａｎｔ ｉｎｖｅｒｔｅｒ
２．３串联谐振逆变器的软开关实现
对于串联谐振逆变器，通常让其负载工作在感性状态下。在这种状态下，负 载电流滞后电压，所以很容易实现逆变器开关管的ＺＶＳ，有效的减小开关损耗，
有利逆变频率的提高。如图２．２的全桥串联谐振逆变器，如果ＬＣＲ支路的阻抗处 于感性状态，则负载电流滞后于电压。
模态一：开关管Ｑ１和Ｑ４导通，电流流过Ｑ１．＞ＬＩ．＞Ｃｌ一＞ＲＩ－＞Ｑ４。
模态二：此时，开关管Ｑ１和Ｑ４关断。由于负载处于感性状态，所以电流流向 不变，所以电流会抽走开关管Ｑ２和Ｑ３结电容上的电荷．当Ｑ２和Ｑ３上电压降 到零，两管的体二极管或者反并二极管导通，此时导通Ｑ２和０３为ＺＶＳ开通。
下半个周期，Ｑｌ和Ｑ４的ＺＶＳ开通也是如此。
所以要实现ＺＶＳ，必须要求厂＞—丢。
ｌ２．４串联谐振逆变器的调功方法
通常逆变器要求功率可调，以满足负载要求，而串联谐振逆变器主要有有四 种调功方式。
１．频率调制（ＰＦＭ）
从图２．３可以看出串联谐振回路的阻抗频率特性。如果让负载工作在感性状 态下，那么负载阻抗将随频率的提高丽提高，从而减小输出功率。
频率调制的方式简单易行，而且容易实现软开关。但是由于需要调节频率，
不利于隔离变压器的设计。而且调节范围有限，如果要求输出功率接近零，就要 求开关频率达到无群大，这显然是不可能的，所以只有在负载Ｑ值较高的时候才
比较有优势。
ＰＤＭ就是通过控制脉冲密度，从而控制输出平均功率，来达到控制功率的目 的。也就是通过控制加热时间来控制功率。这种控制方法较容易实现，在一些传 统的电阻加热的设备中比较常用。但是由于是间断加热，所以加热效果不好，使 加热对象加热不均匀。所以这种方法比较少用。
３．脉冲宽度调制（ＰＷＭ）
ＰＷＭ通过调节逆变开关管的一个周期内导通时间来调节输出功率。这种方 法等同普通开关电源约调制方法，调节线性好，范围大，但是不容易实现软开 关。
４．直流输入电压调节
以上三种调节方式都属于逆变调功。还有一种方式就是调节输入直流电压，
这种方式兼具各种优点，但是需要加一级ＤＣ／ＤＣ变换，增加了成本和复杂性。
当然，感应加热的负载通常会随着工作条件的改变而改变特性。这样就会要 求电源要监视负载的变化，从而进行调整，比如采用频率跟踪等方法。
２．５串并联谐振逆变器
串联谐振模式的电压型逆变器有很多固有的缺点。首先串联谐振逆变器属于 降压型的逆变器，也就是说负载电阻上的输出电压受输入电压的限制，所以最大 输出功率受限于输入电压和负载电阻。而且为了避免短路情况下出现大电流，串
联谐振逆变器的工作频率不能靠谐振频率太近，所以进一步限制了逆交器的功率
输出。为了解决这个问题，可以采用插入变压器的方法，也可以采用兼具串联逆 变器和并联逆变器特点的串并联逆变器。。”。串并联逆变器有很多种形式，包括电流逆变器型的和电压逆变器型。这里介 绍一种电压逆变器型的串并联逆变器（也称为负载并联的串联谐振逆变器）。
图２－４所示的电压型串并联谐振逆变器的谐振回路负载阻抗为：
ｚ嘲．，＋南＋—ｃｏＣ２ｊＬ＋１ ２码，＋南＋面Ｒ河咄，＋南＋雠
ｎ
为了简化分析可以将负载等效为串联谐振模式，如图２－５。图２－５－ａ为原始的负 载回路。图ｂ将ｃｚ和Ｒ的并联电路等效为ｃ。和艮的串联电路。其中：
，
１＋∞２Ｒ２Ｃ；
ｔ
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Ｒ～．墨
一５ｌ＋曲２Ｒ２Ｃ？
Ｉ Ｉ
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Ｊ匀 ｊ昌
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Ｊ ∞ｌ
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图２－４电压型串并联谐振逆变器
Ｆｉｇ ２－４ Ｓｅｒｉｅｓ－ｐａｒａｌｌｅｌ ｒｅｓｏｎａｎｔ ｉｎｖｅｒｔｅｒ
图ｃ将Ｃ．和ｃ；合并为一个电容Ｃ，最终等效为串联谐振电路。其中
ｃ：盟
ｃｌ＋ｅ 由式中可以得知：Ｃ＜Ｃ１ Ｒ，＜Ｒ
所以相同的负载电阻Ｒ和输入电压情况下，串并联谐振电路可以比串联谐振 电路输出更大的功率。
令
登一芏ｎ竺
ａ ｂ ｏ
图２－５阻抗等效电路图
％２丽
所以图２－５－ｃ所示的等效电路的谐振频率
国ｒ＞∞Ｄ
噼面ｌ
国ｒＬ２冱１
ｍ ＬｌＬｊ３籍Ｃ＇ｔＵ
∞ｒ ５对于∞，的计算通过解析式解答的方法会比较繁琐和困难。但是可以通过计算 机仿真的方法来简化计算过程。
若让Ｃ２＝ＡＣｌ
Ｑｏ＝√苦他
厶＝２（－０万ｏ
Ｑｏｒ曰ｏ＝面１
鱼：量
∞。 Ｒ
所以：
ｃｔ
２面１ｉ
， Ｒａｏ
Ｌ．＝一
相位角
ｚ－邮面１＋瓦１。毒孵鲁啪布
（２—４）
其中Ｖ。是输出电压，也就是负载电阻上的电压，Ｖ，。是输入电压。Ｍ，是电压传 递函数。图２—６是Ａ＝０，１，２，３时候，在不同Ｑ。下，Ｍ。一ｆ／ｆ。的曲线图。从图 中也可以看到当Ａ越大，Ｑ。越小的时候Ｍ，就越大。所以也能够输出更大的功率。
图２—７为电流相对电压的相位角。
而相对于串联谐振电路，串并联谐振电路多出一个参数。虽然分析会比较复 杂，但是对于元件参数的选择就会有比较大的余地。可以通过调节各个参数，让 器件的选值、应力等参数达到实际的要求。
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图２－６串并联电路Ｍ，一ｏ）／ｏ）ｏ曲线图
Ｆｉｇ ２－６ Ｔｈｅ Ｍ，一ｏＪ／ｃｏ。ｃｕｒｖｅ ｏｆ ｓｅｒｉｅｓ—ｐａｒａｌｌｅｌ ｒｅｓｏｎａｎｔ ｃｉｒｃｕｉｔ
１６
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Ａ＝ｌ
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Ａ＝３
图２．７电流相位角
Ｆｉｇ．２－７ Ｔｈｅ ｐｈａｓｅ ｏｆｃｕｒｒｅｎｔ
１８
ｍ／ｃｏ ５９刁、ｅ－Ｌｕ）Ｉ∞∞四１．Ｉｄ
６。口、ｅ毒ｏ）Ｉ∞∞再匠
ＲＱ０旦ｊ
”％＿｝
％＝％＿笋 Ｒ统旦三
如图２－６中，当Ａ＝０的时候，也就是串联谐振电路。如果要求输出电流比较 正弦化，那么就必定要求Ｑ比较大。而
旷
Ｑ
２１ｆ百伸
在负载一定的情况下，就要要求电感Ｌ比较大而电容Ｃ比较小。这样的话，由于 电感Ｌ和电容ｃ的阻抗比较大，产生的压降必然大。这样器件的耐压等级就要比 较高。
而如果增加一个并联电容的话，如图２－６中Ａ＝１、２、３。可以适当选择Ｑ。和 Ａ，在Ｑ。不大的情况下，同样可以减小高频谐波，让输出电流比较正弦化。所以 可以避免器件应力太大。
２。６变异型半桥谐振逆变器的工作原理
２．６．１变异型半桥谐振逆变器工作原理
图２．８为变异型半桥谐振逆变器的简化原理图，与传统半桥逆变器不同的 是，该种拓扑没有传统半桥的电容桥臂。而电容Ｃ同时起谐振作用和隔直作用。
控制方式可以采用调宽，调频或者调节脉冲密度等方法。由于调频方式有利于软 开关的实现，所以适用于频率较高的逆变器。这里根据这种调制方式来分析。
其工作原理为Ｑｌ和Ｑ２交替导通，占空比各为０．５。但是为了保证两管不出
现共通，两者的驱动信号之间需要留一定的死区时间。在稳态分析的时候，忽略
死区时间的存在。当开关频率为ｆ的时候，开关管桥臂的中点电压为一频率为 ｆ，占空比为Ｏ．５的脉冲方波。如果输入电压为ｖｌ，角频率为∞，对该点电压进行 傅立叶级数分解，可以得到以下表达式：ｖ：互＋丝争世ｓｉｎ（ｎｏｔ）
（２－５）９
图２－８基本拓扑
Ｆｉｇ ２－８ Ｔｈｅｍａｉｎ ｃｉｒｃｕｉｔ ｏｆ Ｈａｌｆ ｂｒｉｄｇｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒ
图２－９电压电流波形
Ｆｉｇ ２－９ Ｔｈｅｃｕｒｒｅｎｔ ｗａｖｅ ａｎｄ ｖｏｌｔａｇｅ ｗａｖｅ ｏｆ ｉｎｖｅｒｔｅｒ
从式（２—５）看到电压ｖ具有直流分量，基波分量和奇次谐波分量。对于ＬＣＲ串 联的负载・Ｖ的直流分量全部加在电容Ｃ上，而其它交流分量根据ＬＣＲ在不问频 率下的阻抗分配。所以
ｔ
ｉ＝ｖ／（Ｒ＋国巧一—＝一／） （２．６）
啪
从式（２．６）可以看到如果只考虑基波分量，当国＝去的时候ｉ为最大值，此
１ｑＬＣ
１
时输出功率最大，如果∞大于或小于—：的时候，输出功率都将减少。如果负
０￡Ｃ
载呈现容性电流就会超前电压，如果负载呈现感性，电流就会滞后电压。一般让 负载呈现感性，这样可是使开关管实现零电压开通，有效的减小了开通损耗。其 输出电压和电流波形如图２－９，方波为电压波形，近似正弦波的为电流波形。而 且电流是滞后于电压。这样在开关管导遁之前，负载电流会先抽走开关管的结电 容电荷，导致反并二极管导通，此时开关管导通，为零电压开通。如果在开关管 上并电容，可以减小关断损耗，但是会使零电压开通条件更加苛刻。
对于输出功率的调节，可以通过调节开关频率来实现，如果负载处于感性。
则开关频率的提高可以减小输出功率。但是为了避免负载进入容性状态，要将最 小开关频率设置大于ＬＣ谐振频率。
半桥逆变器拓扑的其它形式
图２－８为此种半桥谐振逆变器的基本拓扑，但是根据负载要求的不同可以对 这拓扑进行适当变化。图２．１０就是各种变化形式，而且为了电气隔离的目的，
也可以在适当的位置插入隔离变压器。
变器的电压传递函数有所不同。其中图２一ｌＯ－ａ为前面一节所论述的串并联谐振电 路结构。而其它形式的半桥逆变器也是各有特点。但是这里不作详细论述。
（ａ）
（ｃ）
（ｂ）
（ｄ）
（ｅ）
图２．１０半桥拓扑其它形式
Ｆｉｇ ２－１ ０ Ｔｈｅ ｏｔｈｅｒ ｔｏｐｏｌｏｇｉｅｓ ｏｆ ｈａｌｆ ｂｒｉｄｇｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒ
２．６．２
ＺＶＳ变异型半桥串并联谐振逆变器
２—５节讨论了串并联谐振电路的电压传递函数。而图２－ｌＯ－ａ就是基于半桥结 构的串并联谐振电路。
如图２一ｔＯ—ａ，其中Ｑ．和Ｑ。为两个开关管。Ｄ。和Ｄ：为开关管的反并二极管，而 Ｃ，和Ｃｚ为开关管的并联电容。如果Ｑ。和Ｑ：为ＭＯＳＦＥＴ的话，这些反并二极管和电 容可以是ＭＯＳＦＥＴ内部寄生器件，也可以外接。
对于要实现ＺＶＳ的半桥逆变器，需要三个个条件。
ｌ：开关管必须要有反并二极管和并联电容。
２：逆变桥的输出电流必须滞后输出电压。
３：两开关导通信号之间，要有一定的死区时间，死区的大小与输出大小，相位 和开关管并联电容的大小有关。
关于半桥逆变器的电压传递函数，和电流的相位角等，前面的章节已经作了 详细的论述。这里主要分析实现ＺＶＳ的条件。对于如图２—１０－ａ所示的半桥逆变 器。如果Ｑ，和Ｑ：上的并联电容Ｃ。和Ｃ。的取值比较大，就会让开关管关断的时候 ＤＳ之间的电压上升变得缓慢。这样可以有效减小关断损耗。但是如果不能实现零 电压开通的话，储存在电容Ｃ。和Ｃ。中的能量就在Ｑ。和Ｑ。开通的时候损耗掉。所 以将带来开通损耗。虽然在电流滞后电压的逆变器中比较容易实现软开关。但是 必须保证一定的死区时间，但是死区时间比较大是不允许的。所以有必要对死区
时间作计算。
假设逆变桥的输出电流为正弦波。
ｆ＝Ｉ．ｓｉｎ（甜一妒） （２－７）
其中，。为电流的峰值，妒为电流相对于输出电压的相位角。所以如果要将即 将开通的开关管上的电容电压降到零电压。就必须满足下式：
‰＝志ｆ卜Ｌ ｓ呱甜一矿）Ｖ∽）
Ｉ。
国（ＣＩ＋Ｃ２）ｆｃｏｓ（ｏＪｒ一妒）一ｃｏｓｌｐ】
（２—８）
但是根据式（２－８）来计算死区时间ｔ，比较困难，如果死区时间ｔ很小，也 就是满足
匕“＜＜Ｔ 这里的Ｔ为开关周期。
这样的话，可以假设在开关管的并联电容放电的时候。逆变桥的输出电流是 恒定的。即
ｔ＿（ｃ．＋ｃ２）等＝，（２－１０）
所以
‰。百面‘
，所以
ｆ：！堕！刍！！ｚ！（２－１１）
』
根据式（２－１１）可以计算出实现ＺＶＳ的死区时间，但是前提条件必须是满足 ｔ女“＜＜ｒ。然而在开关频率比较高的时候，为了达到ＺＶＳ，往往死区时间不能
满足ｆ“＜＜丁。所以，在这种情况下，死区时间就要根据式（２－８）来计算了。
２．６逆变器常用器件
现代逆变器通常采用全控型器件。而主流的全控型器件有很多中，它们具有 各自的特点。
１．门极可关断晶闸管（ＧＴＯ）：ＧＴＯ的特点是电压、电流的容量大。在大功率 逆变场合有很广泛的应用。但是ＧＴＯ的开关性能比较差，不能和一些高速开 关器件相比，所以只适合低开关频率的场合。由于现代主流的高速开关器件 的容量都不大，所以ＧＴＯ在超大功率场合还是很有优势。
２．电力晶体管（ＧＴＲ）；ＧＴＲ相对ＧＴＯ，其电压电流的容量比较小，但是开关 性能比较好。在ＭＯＳＦＥＴ和ＩＧＢＴ还没有发展起来的时候，ＧＴＲ是中小功率 逆变器的主流器件，但是现在已经很少用了。
３．电力场效应管（ＭＯＳＦＥＴ）：ＭＯＳＦＥＴ属于电压型控制的全控开关器件，驱 动电路非常简单。其主要特点是开关速度非常快，可以应用于几百ＫＨｚ到几 ＭＨｚ的场合，但是其容量比较小。现今的中小功率逆变器中，ＭＯＳＦＥＴ是绝 对的主流器件。
４．绝缘栅双极晶体管（ＩＧＢＴ）：ＩＧＢＴ也属于电压型控制全控开关器件。综合了 ＭＯＳＦＥＴ和ＧＴＲ的特点。其功率容量要大于ＭＯＳＦＥＴ，虽然ＩＧＢＴ诞生初 期，开关频率只能达到几十ＫＨｚ，远小于ＭＯＳＦＥＴ。但是随着现代半导体技 术的飞速发展，现在ＩＧＢＴ的开关速度越来越快，功率容量越来越大。目前已 经是大功率场合的主流器件。
５．其它新型器件：除了以上的一些主流器件之外，还有很多新型的功率器件。
等。
２．７本章小节
本章简单阐述了应用于感应加热电源的各种谐振逆变器分类和控制方式，及 其各自特点。并且详细描述了电压型逆变电路和电流型逆变电路各自的特点和工 作原理。并且着重对电压型逆变电路的工作原理，软开关实现条件以及需要注意 的地方做了分析。列出了逆变器的各种调功方式，并且分析其优缺点。分析了串 并联谐振的电路的工作原理。电压传递函数和电流相位角，以及参数设计分析。
并且，分析了ＺＶＳ半桥型串并联谐振逆变器的结构，为以后章节的实验设计提 供了理论基础。最后简单介绍了，逆变器中比较常用的功率开关器件。
２４
以上的理论分析的基础上，根据实际包装材料的要求，本章设计一台完整的 感应加热电源，由于纸包装饮料的封口加工。设计参数如下：
１．输入电压为三相四线制，相电压为１８０Ｖ ２４０Ｖ，５０～６０Ｈｚ
２．输出功率为２００Ｗ～２０００Ｗ，要求输出功率连续可调
３．输出电流频率４５０ＫＨｚ～５５０ＫＨｚ４．要求完善的保护功能 ５．效率要求＞８５％
６．要求可连续长时间工作。
对于２０００Ｗ功率的感应加热电源，从功率上来说不能算大功率的电源。但是 对于电源来说，除了功率之外。还有其他的要求，比如效率．体积，开关频率，
保护功能等都也非常重要。由于此电源不要求输出功率接近空载，所以可以采用 上一章节所论述的所有调功方式。但是由于对频率的要求比较高，所以采用ＰＦＭ 的方式比较合理。因为ＰＦＭ容易实现软开关，可以有效提高开关频率和电源整 机效率。设计的时候，将开关频率设定在４５０Ｋ～５５０Ｋ之间。由于开关频率高，
所以无法使用ＩＧＢＴ，只能采用ＭＯＳＦＥＴ作为开关管。
图３．１为感应加热电源的主电路图。整个电路可以分成三部分，输入整流电 路，ＤＣ／ＤＣ变换电路，逆变输出电路。
图３－１（ａ）主电路方框图
Ｆｉｇ３－ｌ（ａ）Ｔｈｅｂｌｏｃｋｄｉａｇｒａｍ ｏｆｍａｉｎ ｃｉｒｃｕｉｔ
］，ｒ一 Ｈ
牛邙
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图３．１（ｂ）主电路电路图
Ｆｉｇ ３－ｌ（ｂ）Ｍａｉｎ ｃｉｒｃｕｉｔ
３。１输入整流电路分析与设计
整流电路的功能是将输入的交流电压整流成直流电压。由于该电源是三相四 线制输入，而且功率不超过２ＫＷ，所以采用三相半波整流。三相半波整流后的 直流电压相对比较低，这样可减小后级变换器的电压应力。三个二极管Ｄ１、Ｄ：
和Ｄ３为整流管，电容Ｃｌ为高频滤波电容。由于下一级还有ＤＣ／ＤＣ变换，所以 ｃｌ取较小的值，这样可以有效减小输入谐波电流。而且Ｃ。的存在可以吸收高频 电流，减小整流管的高频损耗。图３．２无为输入整流的电路图。
Ｄ１
—Ⅵ
Ｄ２Ｎ Ｈ
Ｄ３
—Ｎ—们
图３－２整流电路
Ｆｉ９３－２ Ｔｈｅ ｃｉｒｃｕｉｔ ｏｆＡＣ／ＤＣ
３．１．１整流二极管的参数选择
对于整流二极管，需要考虑其电压和电流的应力。对于三相半波熬流电路，
整流二极管的最大电压应力为
虬＝２４２Ｕ。＝２４２・２４０＝６７９Ｖ
（３－１）整流二极管的电流应力：假设在最大输入已＝２０００／．Ｉ＂下，效率为ｒ／＝８５％。如果
假设为恒功率输入，对于三相半波整流，最小输入电压为ｑ。＝锄。．ｓｍ要＝压．１８０．０．５＝１２７Ｖ
（３—２）所以最大输入电流为
‘一＝急＝ｏ删２０００２７＿１８．５２一（３－３）ｒ／ｖ，
’一
。。Ｏ．８５・１２７‘。。
而对于二极管的选择主要根据实际温升来选择，这里选择１０００Ｖ－１０Ａ的工频整流 二极管。同时为了保护二极管，在二极管上并一个压敏电阻，可以选择６７９Ｖ １０００Ｖ之间的压敏电阻。
对于电容ｃｌ，是用来滤除高频的电流，无需储能，所以可以选择ｌ～３ｕ的高
频电容。这里选择３ｕ的ＣＢＢ电容，耐压为必须大于２４０４互Ｖ，这里选择４５０Ｖ。
如果对滤波要求比较高，也可采用Ⅱ形的滤波器。当然代价是增加成本和体积。
３．２ ＤＣｌＤＣ变换级电路原理与设计
ＤＣ／ＤＣ变换器的功能是将三相半波整流电压转换为３５０Ｖ直流电压。比较常 用的ＤＣ／ＤＣ变换的拓扑有ｂｕｃｋ和ｂｏｏｓｔ两种。由于三相半波熬流后电压小于 ３５０Ｖ，所以在这里选择ｂｏｏｓｔ电路比较合适．此处的ｂｏｏｓｔ电路为硬开关模式，
为了减小开关损耗和ＥＭＩ，开关频率选择为５０ＫＨｚ。虽然该ｂｏｏｓｔ电路并没有作 为ＰＦＣ级，但是相对于简单的大电容整流滤波。这种方式可以明显的减小谐波。
而且ｂｏｏｓｔ电路为后级的逆变器提供了稳定的直流电压，减小后级逆变器的设计 难度。图３．３为ＤＣ，ＤＣ变换器的电路。
图３．３直流变换电路
Ｆｉｇ ３－３ Ｔｈｅ ｃｉｒｃｕｉｔ ｏｆ ＤＣ／ＤＣ
３．２．１
Ｂｏｏｓｔ电路占空比计算
对于连续模式的ｂｏｏｓｔ电路，其电压转换关系为ｆ１４】
老＝击１
圪 ～ＤＢ４）
、 ’根据式（３・４），在最高输入电压３３６Ｖ和最低输入电压１２７Ｖ下，占空比分别为
Ｄｍｉｎ＝Ｏ．０４，Ｄｍａｘ７－０．６４
３．２．２浪涌电流二极管的选择
图３－１中的Ｄ５为浪涌电流二极管，其作用是在开机的时候，让输入浪涌电 流流过此二极管。这样可以避免电感通过浪涌电流而饱和，否则会在开机的时候 损坏开关管。此二极管必须承受至少３５０ｖ的输出电压和浪涌电流。这里浪涌电 流控制在３Ａ左右，而该二极管只在开机的时候工作，所以可选择小功率的二极 管。这里可以选择５００Ｖ－６Ａ＝极管。
３．２．３
Ｂｏｏｓｔ升压电感的设计
对于ｂｏｏｓｔ电路升压电感的设计非常重要。为了保证ｂｏｏｓｔ电路工作在连续模
式，希望电感比较大，但是较大的电感会导致变换器动态响应比较慢。而且由于 输入不是恒定的直流，所以电感值的选择只能是一种折中。假设ｂｏｏｓｔ电路需要转换的功率为２０００Ｗ，输出电压是３５０Ｖ，所以负载电流 为２０００／３５０＝５．７Ａ。
ｂｏｏｓｔ电路电感电流临界连续的时候，负载电流为
矿 ．
，ｏ。署（１一Ｄ）２Ｄ
一‘叮Ｊ （３・５）假设取占空比为Ｄ＝０．５，令Ｌ＝Ｏ．２Ｌ一＝０．２・５．７＝１．１４Ａ的时候电感电流临界连 续。则根据式３．５，可以得到：三＝３８４ｕ，这个值也只是在选择电感的时候起参考 的作用。
３．２．３．１磁芯的选择
开关电源设计中，通常称储能电感为扼流圈（ｃｈｏｋｅ）。因为需要流过较大 的赢流电流，所以常用的材料为：开气隙的铁氧体、铁粉芯磁环、ＭＰＰ磁环以及 铁硅铝等【”Ｊ。
铁氧体材料由于高频损耗小，常用于变压器中。但是也常采用开气隙的方式 来制作电感。其优点是：高频损耗小，电感线性度高，成本低而且容易绕制；缺 点是：气隙导致漏磁，带来ＥＭＩ和涡流损耗的问题。
铁粉芯磁环是另外一种常用的电感材质。其优点是：漏磁小，成本低。缺点 是高频损耗大，而且不容易绕制。
ＭＰＰ和铁硅铝是最近出现的新材质，兼具多种优点，但是成本较高，不过将 来应该会广泛应用。
这里选择铁粉芯磁环作为电感的材质。根据—ｗｗｗ．ｍｉｃｒｏｍ—ｅｔａｌｓ．ｅｏｍ
Ｉ－的建议，在频率５０ＫＨｚ的时候选择一２６黄白磁环作为磁芯。一２６属于低成本的磁环，
３．２．３．２电感值的选定
在假设占空比为０．５的时候，最大电感电流的平均值为
Ｉ： ：１１．Ｌ
２０００ ５Ａ １’７５
所以根据煦螋避：逝￡￡Ｑ班§！§！§：业蹩图表选用Ｔ２００・１８Ｂ磁环，电感系数为
１２０ｎＨ／Ｎ２，选择温升４０度，则用ＡＷＧ．１４线，单层可以绕制５３匝，单层绕制 可以减小绕制难度。所以可以形成电感Ｌ＝１２０．５３２＝３３７ｕＨ，但是为了减小分布电容，可以适当减 小匝数。这里选择饶４５匝，则三＝１２０・４５２＝２４３ｕＨ，如果采用两个电感串联，可 以的到￡＝４８６ｕＨ。但是．２６磁环的磁导率随励磁强度的增加会明显下降，所以核 实一下。
由于：
日：—０．—４ｎ＿＇Ｎ１（３－６）
ｌ
其中Ｈ单位为Ｏｅ，，单位为ｔｉｎ，Ｉ单位为Ａｍｐ。
所以在最大电感电流下，由于磁环长度为１３ｃｍ
Ｈ：．０—．．４—ｌ—ｒ—．—４——５—－—１——１—．５—：５００ｅ １３
查看．２６磁环的卢一Ｈ曲线，可以看到当Ｈ＝５００ｅ的时候，电感值已经降为一
半，也就是此时上：娑：１２１．５蜩，这样总的电感值为２４３ｕＨ。
同样可以计算当１Ｌ＝２Ａ的时候，电感值为￡＝４６２ｕＨ。从这里可以看到利用．２６磁 环的＿～日特性，可以制作ｓｗｉｎｇ ｃｈｏｋｅ，让电感在轻载的时候具有较大的电感，
扩大连续模式范围：又可以让电感在重载的时候呈现较小的电感值，有利增强动 态响应。
３．２．４
Ｂｏｏｓｔ开关管的选择
在高频开关电源中，常选用ＭＯＳＦＥＴ和ＩＧＢＴ作为开关管。ＭＯＳＦＥＴ的优 点在于高开关频率，但是高压的ＭＯＳＦＥＴ的导通电阻非常大。而ＩＧＢＴ没有这个 问题，所以适用大功率场合。但是ＩＧＢＴ的开关频率比较低，通常只有几十Ｋ。
虽然随着半导体技术的发展，最新ＩＧＢＴ的开关速度也可以达到几百Ｋ。这犀选 择ＭＯＳＦＥＴ作为开关管。
５００Ｖ。对于额定电流的选择，关系到ＭＯＳＦＥＴ的散热条件等问题，所以比较复 杂，但是还是可以根据一定的原则来选【１ ６１。一般让ＭＯＳＦＥＴ的导通压降不超过 最小输入电压的２％，但是在此处输入电压波动比较大，所以最终要根据 ＭＯＳＦＥＴ的结温来决定。这里选择ＩＲＦ４６０作为开关管。额定参数为５００Ｖ．２ｌＡ—
Ｏ．２７Ｑ。
３．２．５升压二极管的选择
对于二极管同样要承受３５０Ｖ的电压应力，所以同样可以选择耐压５００Ｖ以
上的二极管。这里选择６００Ｖ—ｉ５Ａ的二极管。对于二极管，要求选择抉恢复的
高频二极管。为了避免商频振荡，可以在二极管上并联一个高频小电容。由于二 极管的反向恢复电流会带来功率损耗和ＥＭＩ问题。所以减小二极管的反向恢复电 流非常重要。除了采用快恢复的二极管之外，也可以用其它的方法来减小反向恢 复电流的影响。其一，可以采用在二极管上串一个饱和电感的方式来减小反向恢复电流。但
是饱和电感设计必须要恰到好处，否则会起反作用。其二，可以采用低耐压的二极管串联，低耐压的二极管往往反向恢复电流比 较小。虽然串联二极管会增大导通压降，但是对减小反向恢复电流却有很好作 用。
３．２．６滤波电容的选择
在选择电容的时候，通常有两个限制，一个是电压纹波要求，如果采用铝电 解电容，主要是由电容的ＥＳＲ决定的。二是维持时间（ｈｏｌｄ ｕｐ ｔｉｍｅ）要求，这 个对电容要求通常要比前者商。
这里要求维持时间为１０ｍｓ。也就是要求输出电压在断电后从３５０Ｖ跌到３００Ｖ
的时间。则ｃ：ｊＬ…５．７．１０ｍ
１．１４ｍＦ：１１４０ｕＦ△Ｕ ５０
这里就选择两个４５０Ｖ－６８０ｕ电解电容并联。
３．３
ＤＣ，ＡＣ电路原理与设计
感应加热电源里，逆变部分是最重要的环节，也是最复杂的环节。这里采用 串并联谐振的逆变器结构。
通常谐振逆变器常用的拓扑有全桥逆变器和半桥逆变器两种。相对于全桥变
图３．４逆变电路
Ｆｉｇ ３－４ Ｔｈｅ ｃｉｒｃｕｉｔ ｏｆ ＤＣ／ＡＣ
３．３．１拓扑结构的选择与分析
Ｒ１
由于需要电气隔离，所以必须在逆变电路中插入隔离变压器，但是在高频下 变压器的漏感会对电路产生较大的影响。所以采用圈３－４所示的结构，利用变压 器的并联电容减小漏感的影响。同时串并联结构的逆变器可以扩大输出功率，关 于串并联逆变器的理论分析在上面的章节已经讲述。但是这里分析的时候，将变 压器视作理想变压器。然而实际上，负载的等效电路远要复杂的多。所以理论分 析只不过是近似的分析，最终还要靠实验来调整。
３．３．２主开关管的选择
对于整个逆变电路来说主开关管的选择非常重要，而且也是整个环节唯一的 电力电子器件。由于开关频率高达５００ＫＨｚ，所以目前通用的器件中只有ＭＯＳＦＥＴ 才可以胜任。
对于ＭＯＳＦＥＴ的耐压比较容易设计，由于输入电压为３５０ＶＤＣ。所以考虑到５０
％的裕量。ＭＯＳＦＥＴ的耐压可以选３５０×１．５＝５２５Ｖ，考虑到常用的开关管耐压等 级。这里选择ＭＯＳＦＥＴ的耐压等级为５００Ｖ。
对于～ＩＯＳＦＥＴ的电流额定值的选择就比较复杂，但是通常有两种方法。这个 已经在上面的章节中讲到。这里假设电压和电流的相位角为ｃｏｓ＝０．８，输入电压
