行政院國家科學委員會專題研究計畫 成果報告
子計畫一：以 OFDM 為基礎之 DAB 與 DVB-T 系統整合型接收
機架構設計(3/3)
計畫類別： 整合型計畫 計畫編號： NSC93-2220-E-009-032- 執行期間： 93 年 08 月 01 日至 94 年 07 月 31 日 執行單位： 國立交通大學電信工程學系(所) 計畫主持人： 黃家齊 計畫參與人員： 許崇仁、鄭有財、劉肖真、林暉景、陳又端、林家輝、黃俊元、 陳冠樺、林永哲、李清凱 報告類型： 完整報告 報告附件： 出席國際會議研究心得報告及發表論文 處理方式： 本計畫可公開查詢中 華 民 國 94 年 10 月 30 日
This project is a three-years project that is focused on the design of the integrated receiver architecture in baseband for the DAB and DVB-T systems based on the OFDM function. Because there are some highly similar function blocks between the DAB and DVB-T systems, the main purpose for this project is to integrate the function blocks that have the likelihood. With the integrated design, the system will provide the higher hardware efficiency and higher system performance. In the first year, we complete the integrated synchronous sub-system for DAB and DVB-T systems. In the second year, we complete the channel estimation design and the equalizer design for DVB-T system, and also complete the integrated data decision design for DAB and DVB-T systems. In the third year, we complete the integrated system design on the de-interleaver and Viterbi decoder for the DAB and DVB-T systems, and we also design the Reed-Solomon decoder for DVB-T system.
In this project, we design different algorithms and different system architectures for performance comparison. By using computer simulation, we decide the main function blocks for integrated receiver architecture based on the comparison. From the computer simulation, all the designs in this project can run in DAB and DVB-T systems with pretty performance.
Key Word: DAB, DVB-T, OFDM receiver, frame synchronous, symbol synchronous, fractional frequency offset detection, integer frequency offset detection, channel estimation, data detection, pilot symbol, modified MMSE channel estimation, channel equalizer, Viterbi decoder, symbol de-interleaver, bit de-interleaver, Reed-Solomon decoder.
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摘要
本計畫為三年期計畫，主要目的在於完成以 OFDM 為基礎之數位音響廣播 系統 (DAB) 與數位影像廣播系統 (DVB-T) 整合型接收機架構之設計，由於二 套系統有相似性極高的函數區塊，因此本計畫主要的目的就是要將這些相似度極 高的函數區塊予以整合，以提供更高的硬體使用率及更好的系統效能，第一年主 要完成DVB-T 系統與 DAB 系統同步部份之系統整合，第二年主要完成 DVB-T 系統的通道估計與等化器設計及DAB 系統與 DVB-T 系統資料決策器之整合設 計，第三年主要完成DVB-T 系統及 DAB 系統解交錯器與威特比解碼器之整合 設計，以及DVB-T 系統里得所羅門解碼器的設計。本計畫以不同的數學演算法 及不同的系統架構來設計，經過電腦模擬，以效能為優先考量來決定本計畫之整 合型接收機架構，由電腦模擬，本計畫所設計之各系統架構可以運作在DAB 系 統及DVB-T 系統，而且具有不錯的效能表現。 關鍵詞: 數位音響廣播，數位影像廣播，OFDM 接收機，碼框同步，符元同步， 小數頻率偏移偵測，整數頻率偏移偵測，通道估測，訊號偵測，領航符元，改良 型最小均方差通道估測，通道等化器，威特比解碼器，符元解交錯器，位元解交 錯器，里得所羅門解碼器。圖目錄...5 表目錄...9 1 序論...11 1.1 計畫簡介...11 1.2 背景與目的...11 2 DAB 系統原理與系統架構 ...15 2.1 DAB 系統基本原理 ...15 2.1.1 DAB 系統特色與標準模式特性 ...15 2.1.2 傳輸端傳輸訊號與碼框結構...16 2.1.2.1 多工碼框結構...16 2.1.2.2 傳輸訊號之產生...17 2.1.2.3 傳送模式...19 2.1.3 傳輸端迴旋編碼之結構...19 2.1.3.1 母迴旋編碼器...20 2.1.3.2 打孔程序...21 2.1.3.2.1 快速資訊通道的打孔程序...23 2.1.3.2.2 主要服務通道的打孔程序...23 2.1.4 傳輸端interleaver之結構 ...27 2.1.4.1 時間交錯...27 2.1.4.2 頻率交錯...31 2.2 DAB 接收端系統架構 ...36 2.2.1 DAB 系統同步架構之設計 ...36 2.2.1.1 碼框同步子架構之設計...37 2.2.1.2 符元同步與小數頻率偏移偵測子架構之設計...38 2.2.1.2.1 最大功率偵測架構...41 2.2.1.2.2 雙重滑動視窗功率偵測架構...42 2.2.1.3 整數頻率偏移偵測子架構之設計...45 2.2.2 DAB 系統資料偵測與決策器架構之設計 ...45 2.2.3 DAB Viterbi更正碼系統架構之設計...47 2.2.3.1 解打孔程序...47 2.2.3.2 Viterbi 演算法 ...47 3 DVB-T 系統原理與系統架構 ...51 3.1 DVB-T 系統簡介 ...51 3.1.1 傳輸端傳輸訊號與碼框結構...55 3.1.2 參考訊號...56 3.1.2.1 散射領航訊號（Scattered Pilots）...56 3.1.2.2 連續領航訊號（Continual Pilots）...56
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3.1.2.3 傳輸相關參數（Transmission Parameter Signaling, TPS）..57
3.1.3 傳輸端迴旋編碼之結構...57 3.1.4 傳輸端Reed-Solomon 編碼之結構...59 3.1.5 傳輸端interleaver之結構 ...61 3.1.5.1 外層交錯器...61 3.1.5.2 內層交錯器...62 3.2 DVB-T 接收端系統架構之設計 ...67 3.2.1 DVB-T 系統同步架構之設計 ...67 3.2.1.1 符元同步與小數頻率偏移偵測子架構之設計...68 3.2.1.2 整數頻率偏移偵測子架構之設計...69 3.2.1.3 碼框同步子架構之設計...71 3.2.2 DVB-T 通道估測之設計 ...73 3.2.2.1 傳輸通道之描述...74 3.2.2.2 利用領航次載波估測通道之方法...75 3.2.2.2.1 領航訊號位置...76 3.2.2.2.2 一維通道估測法...78 3.2.2.2.3 二維通道估測法...82 3.2.2.2.4 適應性通道估測法...85 3.2.2.2.5 用於DVB-T系統的通道估測法 ...90 3.2.2.2.5.a 一維快速符立葉轉換內插法...90 3.2.2.2.5.b 二維快速符立葉轉換內插法...91 3.2.2.2.5.c 串聯一維線性內插與一維快速符立葉轉換法 ...92 3.2.2.2.5.d 改良式線性最小均方差通道估側法...93 3.2.3 DVB-T 系統資料偵測與決策器架構之設計 ...93 3.2.3.1 通道等化器...93 3.2.3.2 決策器架構...94 3.2.4 DVB-T Viterbi更正碼解碼系統架構之設計...95 3.2.4.1 傳統Viterbi 更正碼解碼演算法 ...95 3.2.4.2 改良式Viterbi 更正碼解碼演算法 ...99 3.2.5 DVB-T Reed-Solomon碼解碼之架構設計 ...101 4 DAB與DVB-T系統整合之架構...107 4.1 簡介...107 4.2 DAB與DVB-T系統解調器（Demodulator）整合架構設計...107 4.3 DAB與DVB-T系統Viterbi更正碼解碼系統架構整合之設計...108 4.4 DAB與DVB-T系統快速符立葉轉換架構整合之設計...110 5 系統模擬與效能分析...112 5.1 模擬環境與系統參數之設定...112
5.1.1 DAB系統運作之模擬環境與系統參數設定 ...112 5.1.2 DVB-T系統運作之模擬環境與系統參數設定 ...115 5.2 模擬結果與效能分析...123 5.2.1 DAB系統運作之模擬 ...123 5.2.1.1 碼框時間模擬結果...123 5.2.1.2 符元時間模擬結果...127 5.2.1.3 小數載波頻率偏移偵測之模擬結果...131 5.2.1.4 整數載波頻率偏移偵測之模擬結...133 5.2.1.5 Viterbi更正碼解碼系統之模擬結果 ...135 5.2.2 DVB-T系統運作之模擬 ...139 5.2.2.1 符元時間模擬結果...139 5.2.2.2 小數載波頻率偏移偵測之模擬結果...140 5.2.2.3 整數載波頻率偏移偵測之模擬結果...143 5.2.2.4 碼框同步偵測之模擬結果...144 5.2.2.5 通道估測...147 5.2.2.6 通道等化器與訊號檢測...155 5.2.2.7 Viterbi更正碼解碼系統之模擬結果 ...158 5.2.2.8 Reed-Solomon碼解碼系統之模擬結果...161 6 結論...165 圖目錄 圖2.1 Eureka 147 數位音響廣播系統方塊圖 ...16 圖2.2 數位音響廣播系統之多工碼框圖...16 圖2.3 數位音響廣播系統主要訊號產生器之方塊圖...17 圖2.4 DAB系統之母迴旋編碼器 ...20 圖2.5 例子 1 的時間交錯規則...29 圖2.6 例子 2 的時間交錯規則...30 圖2.7 例子 3 的時間交錯規則...31 圖2.9 數位音響廣播系統之訊號同步子系統方塊圖...36
圖2.23 π/4-shift DQPSK signal space ...46
圖2.24 Symbol-by-symbol differential detection block ...47
圖2.25 柵狀結構圖 (code rate 1/2， 4.state)...49
圖2.26 Viterbi演算法解碼方塊圖 ...50
圖3.1 數位影像廣播之地面廣播系統方塊圖...52
圖3.2 階層式 64 點二維振幅調變訊號α=1 和α=4 之星象圖...54
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圖3.4 MPEG-2 多工多路封包（MUX packet） ...59
圖3.5 Scrambler/descrambler 方塊圖 ...60
圖3.6 隨機運輸封包（Randomized transport packets）：同步位元組（Sync bytes） 及隨機資料位元組（Randomized Data bytes） ...60
圖3.7 RS Code RS(204,188,t=8)錯誤保護封包 ...60 圖3.8 外層編碼之交錯分佈後的資料結構分佈，I=12 bytes ...61 圖3.9 外層交錯器和反交錯器結構圖...61 圖3.10 外層交錯器和反交錯器結構圖...62 圖3.11 針對非階層模式下，輸入位元映射到輸出調變符元...63 圖3.12 針對階層模式下，輸入位元映射到輸出調變符元...64 圖3.13 數位影像廣播地面廣播系統之訊號同步子系統方塊圖...67 圖3.14 護衛間隔特性之訊號序列示意圖...68 圖3.15 護衛間隔特性之能量及正規化相位示意圖...69 圖3.16 符元同步及小數載波頻率偏移偵測方法之方塊圖...69 圖3.17 整數載波頻率偏移偵測之方塊圖...70 圖3.18 連續領航次載波的匹配值...71 圖3.19 碼框同步偵測之方塊圖...72 圖3.20 產生多重路經衰變通道之模型...75 圖3.21 參考訊號在時間軸及頻率軸上放置情形的示意圖...77 圖3.22 (a)完整通道響應 (b)通道響應的取樣過程 (c)通道脈衝響應之取樣訊號 ...81 圖3.23 時間軸上先做內插法的通道響應取樣訊號示意圖...85 圖3.24 通道之最大延遲小與等於時間護衛...88 圖3.25 取樣後訊號經過反離散傅利葉轉換之結果：出現Sf 組大小變為原本頻率 響應1/ Sf 的訊號...89 圖3.26 改良式線性最小均方差通道估測法...89 圖3.27 數位影像廣播系統散射領航訊號之排列...90 圖3.28 基於一維快速傅立葉轉換之通道估計...91 圖3.29 基於二維快速傅立葉轉換之通道估計...91 圖3.30 經過線性內插法估計出時間軸通道響應的散射領航訊號...92 圖3.31 兩串連一維線性內插及快速傅立葉轉換法...93 圖3.32 用於DVB-T系統的改良式線性最小均方差通道估測法 ...93 圖3.33 傳送訊號經通道至接收端簡圖...94 圖3.34 DVB-T 訊號解調器 ...95
圖3.35 格子狀結構圖 (code rate 1/2， 4-state)...97
圖3.36 Viterbi解碼 方塊圖 ...98
圖4.1 DVB-T 與DAB 解調器整合架構圖...107
圖4.3 單一處理器架構示意圖... 111 圖5.1 最小功率偵測法與雙視窗滑動法在AWGN通道上的效能 ...124 圖 5.2 最小功率偵測法與雙視窗滑動法在雙重路徑AWGN通道上的效能 ...124 圖5.3 最小功率偵測法與雙視窗滑動法在雙重路徑衰變通道上的效能...125 (路徑功率比為 1:1 或 1:9)...125 圖5.4 最小功率偵測法與雙視窗滑動法在雙重路徑衰變通道上的效能...126 (車速為 30km/hr或 100km/hr)...126 圖5.5 符元時序估計之方法一與方法二在AWGN通道中的效能 ...128 圖5.6 符元時序估計方法二以不同的L1個數在雙重路徑衰變通道中效能（路徑 功率比1:1） ...128 圖5.7 符元時序估計方法二以不同的L1個數在雙重路徑衰變通道中的效能（路 徑功率比1:9） ...129 圖5.8 符元時序估計之方法一與方法二在雙重路徑衰變通道中的效能比較(路徑 功率比1:1) ...129 圖5.9 符元時序估計之方法一與方法二在雙重路徑衰變通道中的效能比較(路徑 功率比1:9) ...130 圖5.10 符元時序估計之方法二在不同車速的雙重路徑衰變通道中之效能(路徑 功率比1:1) ...130 圖5.11 符元時序估計之方法二在不同車速的雙重路徑衰變通道中之效能(路徑 功率比1:9) ...131 圖5.12 小數載波頻率偏移估計在AWGN通道中的效能 ...132 圖5.13 小數載波頻率偏移估計在雙重路徑衰變通道中的效能...133 圖5.14 整數載波頻率偏移估計在AWGN通道中的效能 ...134 圖5.15 整數載波頻率偏移估計在雙重路徑衰變通道中的效能...135 圖5.16 DAB系統在AWGN通道下含交錯器軟硬Viterbi演算法位元錯誤率之比較 ...136 圖5.17 DAB系統在無衰變多重路徑通道下含交錯器軟硬Viterbi演算法位元錯誤 率之比較...136 圖5.18 DAB系統在多重路徑行動通道下含交錯器硬式Viterbi演算法位元錯誤率 之比較（移動速度：30km/hr）...137 圖5.19 DAB系統在多重路徑行動通道下含交錯器硬式Viterbi演算法位元錯誤率 之比較（移動速度：60km/hr）...137 圖5.20 DAB系統在多重路徑行動通道含下交錯器硬式Viterbi演算法位元錯誤率 之比較（移動速度：120km/hr）...138 圖5.21 DAB系統在多重路徑通道下含交錯器硬式Viterbi演算法位元錯誤率之比 較...138 圖5.22 AWGN 通道下不同符元平均數的符元時間均方根值 ...139 圖5.23 行動接收通道下不同符元平均數的符元時間均方根值...140
NCTU.cm.wireless communication Lab 圖5.24 在AWGN 及行動接收通道下不同訊雜比的符元時間均方根值 ...140 圖5.25 AWGN 通道下不同符元平均數的小數載波頻率偏移均方差值 ...141 圖5.26 行動接收通道下不同符元平均數的小數載波頻率偏移均方差值（移動速 度：30 km/hr）...141 圖5.27 行動接收通道下不同符元平均數的小數載波頻率偏移均方差值（移動速 度：60，120 km/hr）...142 圖5.28 AWGN 通道下不同符元平均數的小數載波頻率偏移估測值...142 圖5.29 在AWGN 及行動接收通道下不同訊雜比的小數載波頻率偏移估測值143 圖5.30 在AWGN通道下不同訊雜比的位元錯誤率（bit error rate） ...143
圖5.31 DVB-T整數載波頻率偏移估計在AWGN通道中的效能 ...144 圖5.32 DVB-T整數載波頻率偏移估計在移動通道中的效能 ...144 圖5.34 TPS同步位元與接收到之TPS資訊匹配計算之相關數...146 圖5.35 1:1 AWGN 通道的SDR...148 圖5.36 9:1 AWGN通道的SDR...148 圖5.37 1:8:1 AWGN 通道的 SDR...149 圖5.38 5:3:2 AWGN 通道的 SDR...149 圖5.39 2K模式下，通道延遲為 50*7/64µsec的估計結果 ...150 圖5.40 2K模式下，通道延遲為 500*7/64µsec的估計結果 ...151 圖5.41 雙重路徑，路徑能量比 1：1 Delay=50×7/64usec 車速 30km/hr的 SDR ...151 圖5.42 雙重路徑，路徑能量比 1：1 Delay=50×7/64usec 車速 90km/hr的 SDR ...152 圖5.43 雙重路徑，路徑能量比 1：1 Delay=500×7/64usec V=30km/hr 的SDR ...152 圖5.44 雙重路徑，路徑能量比 9：1 Delay=50×7/64usec V=30km/hr 的SDR ...153 圖5.45 三路徑，路徑能量比 1：8：1 V=30km/hr 的SDR ...153 圖5.46 三路徑，路徑能量比 1：8：1 V=90km/hr 的SDR ...154 圖5.47 三路徑，路徑能量比 5：3：2 V=30km/hr的SDR ...154 圖5.48 三路徑，路徑能量比 5：3：2 V=90km/hr的SDR ...155 圖5.49 逼零等化器在AWGN 通道下的BER...156 圖5.50 逼零等化器在行動接收通道下的BER（車速 30km/hr） ...157 圖5.51 逼零等化器在行動接收通道下的BER（車速 90km/hr） ...157 圖5.52 逼零等化器在兩條路徑下行動接收通道下的BER（車速 30km/hr and 90km/hr）...157 圖5.53 逼零等化器在三條路徑下行動接收通道下的BER（車速 30km/hr and 90km/hr）...158 圖5.54 DVB-T系統在AWGN通道下不同碼率之含交錯器軟硬Viterbi演算法位
元錯誤率之比較...159 圖5.55 DVB-T系統在無衰變多重路徑通道下不同碼率之含交錯器軟硬Viterbi 演算法位元錯誤率之比較...159 圖5.56 DVB-T系統在多重路徑行動通道下不同碼率之含交錯器硬式Viterbi演 算法位元錯誤率之比較（移動速度：30km/hr）...160 圖5.57 DVB-T系統在多重路徑行動通道下不同碼率之含交錯器硬式Viterbi演 算法位元錯誤率之比較（移動速度：60km/hr）...160 圖5.58 DVB-T系統在多重路徑行動通道下不同碼率之含交錯器硬式Viterbi演 算法位元錯誤率之比較（移動速度：120km/hr）...161 圖5.59 DVB-T系統在多重路徑通道下碼率為 1/2 之含交錯器硬式Viterbi演算法 位元錯誤率之比較...161 圖5.60 外層編碼在AWNG下的模擬 ...162 圖5.61 外層編碼在 30 公里車速fading下的模擬 ...163 圖5.62 外層編碼在 60 公里車速fading下的模擬 ...163 圖5.63 外層編碼在 120 公里車速fading下的模擬 ...164 圖5.64 外層編碼在 30,60,120 公里車速fading下的比較 ...164 表目錄 表2.1 四種傳輸模式的相關參數表...19 表2.2 打孔指標 PI 與打孔向量VPI 關係表...22 表2.3 音響位元傳輸率與參數I、L之對應關係表...24 表2.4 音響廣播服務之保護分佈關係表...25 表2.5.1 位元傳輸率與參數 I、L的關係表...26 表2.6.1 對等錯誤保護分佈表 (set A)...26 表2.5.2 位元傳輸率與參數 I、L的關係表...27 表2.6.2 對等錯誤保護分佈表 (set B)...27 表2.7 r’, r和ir下標參數的關係...28 表2.8 傳輸模式 1 的頻率交錯...32 表2.9 傳輸模式 2 的頻率交錯...33 表2.10 傳輸模式 3 的頻率交錯...34 表2.11 傳輸模式 4 的頻率交錯...35 表3.1 8K及 2K兩種傳輸模式在 8MHz通道的相關參數表...55 表3.2 傳輸參數訊號...57
NCTU.cm.wireless communication Lab 表3.3 打孔方式 (Puncturing Pattern) 與編碼率之關係表...58 表5.1 模擬之數位音響廣播系統的相關模擬參數表...112 表5.2 模擬Viterbi 解碼器之DAB相關參數 ...114 表5.3 模擬符元時間，載波頻率漂移之數位廣播系統相關參數...115 表5.4 模擬碼框同步之數位廣播系統相關參數...116 表5.5 模擬通道估測之數位廣播系統相關參數...117 表5.6 模擬等化器之數位廣播系統相關參數...119 表5.7 模擬Viterbi 解碼器之數位廣播系統相關參數 ...121 表5.8 模擬Reed-Solomon 解碼器之數位廣播系統相關參數...122 表5.9 電腦模擬系統在不同通道所需的最小訊號雜訊比...147
1 序論
我國正在積極推動「綠色矽島」計畫，希望能藉由高科技之發展帶動產業轉 型。其中尤其以通訊系統相關科技的發展，最具有未來之發展潛力與競爭力。因 此，本計畫以三年的時間，完成一個整合 DAB 與 DVB-T 廣播系統基頻接收機 架構之設計，以做為軟體定義無線電設計之參考。我們將以電腦模擬的方式來驗 證並分析我們所設計之 DAB 與 DVB-T 之整合接收機架構之性能。並且將提供 此接收機架構之方塊圖與演算法，做為相關子計畫設計軟體定義無線電之參考與 實驗之平台，並藉此計畫培育國家科技發展所需之高科技人才。1.1 計畫簡介
正交分頻多工(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)傳輸技術 是由多載波傳輸技術衍生而來。多載波傳輸技術主要的困難處在於複雜的計算以 及頻寬的使用比較沒有效率。近年來，由於數位訊號處理(DSP)技術和超大型積 體電路(VLSI)技術的進步，計算複雜的困難已經有所改善；同時，快速傅立葉轉 換(Fast Fourier Transform，FFT)的使用，更使其計算量大大的減少。正交性 (Orthogonality)的運用也使得頻寬的使用更有效率。所以，正交分頻多工傳輸技 術日漸受人注意。正交分頻多工傳輸技術的好處在於它可以在低接收機複雜度下 做高速傳輸並且得到好的效能，而護衛間隔(Guard Interval)的放置使其能抵抗碼 際干擾(Intersymbol Interference，ISI)。但是此種傳輸技術同時也對同步錯誤及非 線性失真更加的敏感。正交分頻多工系統的接收機包括有三個主要部分：1. 訊 號同步（Signal Synchronization）；2. 通道估計與訊號偵測（Channel Estimation and Signal Detection ）； 3. 通 道 編 碼 解 碼 與 解 交 錯 器 （ Channel Decoding and De-interleaving）。歐規的數位音響廣播系統和數位影像廣播之地面廣播系統都是 採用這種正交分頻多工傳輸技術。我們以三年的時間分別完成數位音響廣播系統 和數位影像廣播之地面廣播系統整合型接收機架構的這三個部分。
1.2 背景與目的
近年來，我國資訊電子工業飛躍的成長，已成為眾所矚目的明星產業。其中 通訊科技的發展，尤其具有發展潛力與競爭力。在現今的社會中，多媒體以及電 腦通訊扮演著一個重要的角色。垂直正交多工（OFDM）調變具有高速資訊傳輸 的能力，目前已經使用在高速數位用戶迴路（HDSL），無線區域網路（WLAN IEEE 802.11a 5GHz and HIPERLAN/2）及數位廣播如數位音訊廣播（DAB）及數位視NCTU.cm.wireless communication Lab 訊廣播之地面廣播（DVB-T）等系統中。其中，數位音訊廣播與數位視訊廣播之 地面廣播，是一種新的廣播傳輸技術，同時也是一項有別於傳統所熟知的AM、 FM 與類比電視的廣播技術，它可以透過衛星或地面發射站，以發射數位訊號來 達到廣播之目的，以其具有CD 音質與 MPEG-2 影像畫質之傳輸技術，建構了第 三代廣播新紀元，同時又能以數據訊號傳輸各項資訊，無疑是未來台灣廣播之新 利器。 數位音訊廣播起源於德國，1980 年德國開始發展研究數位音訊廣播，並在 1985 年於慕尼黑近郊進行數位音訊廣播之研究與實驗，到了 1987 年以德國、英 國、法國、荷蘭、丹麥……等國所組成的 EUREKA 聯盟，共同制定了 DAB 的 規格，稱為Eureka-147。因此，歐洲各國在 DAB 的發展上可說居於承先啟後的 地位，例如在1992 年試播的瑞典、1994 年試播的法國、挪威、芬蘭等，但真正 將DAB 帶入數據廣播紀元，則屬於 1995 年 9 月 27 日同時提供正式 DAB 服務 的英國BBC 電台與瑞典 SR 電台。同時根據 EuroDab Forum 的估計，到 1997 年 歐洲已有超過一億人口收聽 DAB。而 1990 年 4 月在美國亞特蘭大舉行的 NAB （NATIONAL ASSOCITATION OF BROADCASTERS）年會中，EBU （European Broadcasting Union）正式發表 Eureka-147 的數位音訊廣播系統，也引爆了廣播 傳輸技術的大戰，令美國廣播業界產生相當大的震撼，隨即在同年8 月規劃出新 的數位廣播規格---InBand。時至今日，數位廣播在美國也逐漸成為廣播新主流。 相較於傳統AM、FM 廣播的缺點，如：1、聲音品質低落；2、射頻易受干 擾；3、快速移動時不利接收；4、發射功率影響廣播品質；5、子載波無法配合 廣播電台提供資訊服務等等。DAB 所具備的優點有：1、調變的方式可以將訊號 經由電台發射之後的 Multipath 損失及干擾降至最低，所以可以適用於所有接收 狀況；2、數位信號的傳送遠比類比信號傳送的功率較小，且訊號能傳送得比類 比訊號還要更遠，但卻能維持 CD 品質的聲音；3、頻寬可以視每個服務電台的 需要而定；4、電台可同時將多種服務透過一個發射機送達用戶端，除了滿足用 戶的需求外，也使得在部署發射機上更具有競爭性及經濟性；5、單一頻率網路 化(Single Frequency Networking)的實現更易於達成，但類比式 FM 系統相鄰的電 台必須使用不同的頻帶，以防止Co-channel 的干擾；6、提供更多附加價值的服 務及改變產業環境。因此，DAB 與傳統 AM、FM 廣播比較起來，除了其所傳送 聲音能達到CD 的音質、單頻網路、抗多重路徑干擾……等等之外，更重要是它 能夠有效率的傳送各種多媒體及數據資料，使之能夠做多功能的服務。
數位地面廣播除了DAB 技術之外，尚有另一種相似的技術，稱為「數位視 訊廣播(Digital Video Broadcasting；DVB )」。基本上，DAB 及 DVB 的傳輸技術 是類似的，不過，DVB 主要是設計較高的頻寬給高品質的 Video 使用。數位視 訊廣播最主要的優點就是使用 MPEG-2 的壓縮方法，以提供高畫質的影像與更 好的聲音品質。在一類比頻道上可容納四到八個數位電視台，收訊可透過衛星、 海底或陸地電纜。此外，現行使用的傳統類比電視只有525 條掃描線，影像解析
度較低、畫面易閃動、訊號受多重路徑干擾易產生「鬼影」；而數位電視以「0」 與「1」的數位方式傳送，可避免外界的干擾，「鬼影」與畫面模糊便不存在。數 位電視將525 條掃描線提高到 1080 條，亦提供了清晰、鮮艷、穩定且生動的高 品質電視畫面。除此之外，由於數位訊號可壓縮的特性，使得數位電視訊號可同 時傳送媲美電影院音效品質的 6 聲道杜比數位環繞音效，取代傳統的 2 聲道立 體音效。 目前數位視訊廣播的規格，已有三套技術標準出現，如美國的 ATSC （Advanced Television Systems Committee）、歐洲的 DVB-T（Digital Video Broadcasting-Terrestrial）及日本的 ISDB-T（Terrestrial Integrated Services Digital Broadcasting）。其中，DVB 協會於 1991 年成立，目的在制訂一套世界數位電視 廣播標準，現有三十多個國家的兩百多個組織參加，於 1994 年完成數位衛星 DVB-S (Satellite) 及 數 位 有 線 DVB-C (Cable) 標 準 ， 並 於 1997 年 完 成 DVB-T(Terrestrial)標準。 DAB 與 DVB-T 的共通之處在於他們的調變技術均採用 OFDM 的調變方 式。OFDM 是多載波通訊系統的一個範例，可以以多個較低速率的次載波來取 代一個高速率的資料串流。它不但是一種調變技術，同時也是一種多工的方式。 採用 OFDM 的主要理由之一是它能夠抵抗頻率選擇性衰減通道（frequency selective fading channel）與窄頻干擾（narrowband interference）。對於單一載波的 系統而言，通道衰減或是干擾均可能造成整個通訊鏈結的中斷。但是對於多載波 的系統而言，則可能只有一小部份的次載波受到影響而已。而對於受到影響的次 載波則可以採用錯誤更正碼（error correcting code）配合交錯器（interleaver）的 技術加以更正，以提高性能。OFDM 系統的主要優點有以下幾點：1. 對於多路 徑（multipath）的傳輸環境而言，OFDM 相對於單載波加等化器的系統，具有較 低的運算複雜度；2. OFDM 系統對於窄頻干擾（narrowband interference）具有良 好的抵抗力；3. OFDM 系統可以建立一個單一頻率的網路（single frequency network, SFN），這點對於廣播的應用非常具有吸引力。然而 OFDM 系統的缺點 則主要有以下兩點：1. OFDM 系統對於頻率漂移（frequency offset）與相位雜訊 （phase noise）的敏感度較高；2. OFDM 系統有較高的峰值-平均值功率比 （peak-to-average power ratio），容易造成射頻放大器功率效益的下降。
OFDM 系 統 的 接 收 機 主 要 包 括 有 三 個 部 分 ： 1. 訊 號 同 步 （ signal synchronization ）； 2. 通 道 估 計 與 訊 號 偵 測 （ channel estimation and signal detection）；3. 通道編碼與交錯器（channel coding and interleaving）。其中同步的 部分主要有兩個工作：1. 它必須找出符碼的邊界以及正確的時序以減輕符際干 擾（intersymbol interference）的效應；2. 它必須正確的估計載波的頻率漂移與相 位雜訊，任何的頻率漂移與相位雜訊均會造成子載波正交性的破壞，並且導致次 載波間的干擾（intercarrier interference）。OFDM 訊號的偵測主要有同調檢測 （coherent detection）與差分檢測（differential detection）兩種方法。對於同調檢
NCTU.cm.wireless communication Lab 測而言，需要進行通道估計，而通道估計的方法主要可以分為二維通道估計、一 維通道估計、訓練符碼與決策導向（decision-directed）通道估計等方法。差分檢 測則不需要進行通道估計。此外，為提升系統性能，OFDM 的系統亦有通道編 碼與交錯器的設計。通道編碼可以提供良好的錯誤防護，以降低位元錯誤率，提 升系統性能，對於隨機性錯誤效果尤其顯著。而搭配交錯器的設計，可以將連續 性錯誤打散成隨機性錯誤，有效的提升通道編碼的錯誤防護性能。
2 DAB 系統原理與系統架構
2.1 DAB 系統基本原理
歐規的數位音響廣播系統(Eureka 147 DAB System)是採用正交分頻多工傳 輸技術來傳送訊號。由於正交分頻多工傳輸技術的特性，是可以抵抗碼際干擾， 其在傳輸訊號具有相當不錯的表現，因此全世界許多國家在數位音響廣播系統的 規格上都採用了此歐規的系統，包括台灣在內。我們將在這一節中對此系統做簡 單的敘述：首先，我們將介紹這個系統的系統方塊圖，包含說明每個方塊的功能； 接著，我們將展示這個系統的傳輸訊號以及碼框結構，包含各種傳輸模式的參數 表。
2.1.1 DAB 系統特色與標準模式特性
DAB 系統方塊圖如圖 2.1 所示[1]，聲音訊號先經由 MUSICAM(Masking pattern adaptive Universal Sub.band Integrated Coding And Multiplexing)編碼方式 將資料量由原先每秒 768,000 位元壓縮至每秒 128,000 位元，再由編碼率(Code Rate)為 1/4 的迴旋編碼器(Convolutional Encoder)對壓縮過的聲音訊號做通道編 碼以降低傳輸通道對訊號造成的錯誤率，其中藉由打孔法(Puncturing)可以得到更 高的編碼率。舉例來說，快速資訊頻道(Fast Information Channel，FIC)內的資料， 其編碼率約為 1/3。編碼後的資料先經過一個深度約為 384 毫秒的區塊交錯器 (Block Interleaver)，打亂每筆資料間的相關性來提高迴旋編碼器的效能，再依照 差分四相位移鍵(DQPSK)調變方式使得每兩個位元可以得到一個相對應的複數 資料(Complex Data)。最後利用反快速傅立葉轉換將每個複數資料載在不同的次 載波上再傳送出去。由於此系統有四種不同的傳輸模式，各有不同個數的次載 波，快速傅立葉/反快速傅立葉轉換的長度依次可為 2048/512/256/1024。反快速 傅立葉轉換的結果再加上一段護衛間隔就可以得到一個完整的正交分頻多工符 元。在接收端中每個功能方塊的作用為傳送端中每個功能方塊作用的相反，如圖 2.1 所示。NCTU.cm.wireless communication Lab
Stereo Audio
Input Stereo AudioOutput
MUSICAM Encoder Convolutional Coding Interleaving in Time OFDM Multiplexing DQPSK Modulation MUSICAM Decoder Viterbi Decoding De-interleaving in Time OFDM Demultiplexing DQPSK Demodulation Multipath fading AWGN 圖2.1 Eureka 147 數位音響廣播系統方塊圖
2.1.2 傳輸端傳輸訊號與碼框結構
2.1.2.1 多工碼框結構
如圖 2.2 所示，一個碼框包含了三種邏輯頻道:同步頻道(Synchronization Channel)、快速資訊頻道、主要服務頻道(Main Service Channel，MSC)。Radio 1 Radio 2 Radio 3 Radio 4 Radio 5 Other Data
Synchronization Channel
Fast Information Channel ( FIC )
Main Service Channel
5 Program Services
Other Data
Audio Dta PAD
圖2.2 數位音響廣播系統之多工碼框圖
控制(Automatic Gain Control)、相位參考(Phase Reference)等相關的資訊。快速資 訊頻道則記載了主要服務頻道中節目的相關資訊，使接收端可以快速地搜尋到需 要的節目。主要服務頻道為整個碼框的主體，共有五個子頻道，可提供五個節目。 每個子頻道包含聲音訊號及一筆節目相關資料( Program Associated Data)，節目相 關資料記載了與聲音訊號及同步相關的資訊。整個主要服務頻道容量大約為每秒 2.3 個百萬位元。
2.1.2.2 傳輸訊號之產生
Mux Mux Block Partitioner QPSK Symbol Mapper Frequency Interleaver NULL Symbol Generator Phase Reference Symbol Generator Differential Modulation Mux OFDM Symbol Generator Mux FIBs CIFs FIC Inputs MSC Inputs TRANSMISSION FRAME MULTIPLEXER SYNCHR. CHANNEL SYMBOL GENERATOR FIC AND MSC SYMBOL GENERATOROFDM SIGNAL GENERATOR
k 1, Z k l, Z k l m),, ( Z ) (t S 1 > l 0 > l 圖2.3 數位音響廣播系統主要訊號產生器之方塊圖 三種頻道的資料可經由圖2.3 產生主要訊號。主要訊號產生器可以分為四個 部分：傳輸碼框多工器(Transmission Frame Multiplexer)、快速資訊頻道和主要服 務頻道符元產生器(FIC and MSC Symbol Generator)、同步頻道符元產生器 (Synchronization Channel Symbol Generator) 以 及 正 交 分 頻 多 工 訊 號 產 生 器 (OFDM Signal Generator)。在傳輸碼框多工器中，快速資訊區塊(Fast Information Block，FIB)及普通交錯碼框（Common Interleaved Frame，CIF）資料分別被整 合在快速資訊頻道及主要服務頻道中，然後再將這兩種頻道的資料多工整合在一 起。快速資訊頻道和主要服務頻道符元產生器包含三個功能方塊：區塊分割器 (Block Partitioner)、四相位移鍵符元對映器(QPSK Symbol Mapper)以及頻率交錯 器(Frequency Interleaver)。各方塊的功能敘述如下：區塊分割器把由多工器輸出 的快速資訊頻道資料以及主要服務頻道資料，依照次載波個數分割成長度適當的 區塊，經由四相位移鍵調變把{0,1}的資料位元兩兩對應成振幅為 1，相位為
NCTU.cm.wireless communication Lab } 4 3 , 4 {±π ± π 的複數資料；經過頻率交錯器把相鄰的複數資料載到不相鄰的次載波 上以減少頻率選擇性衰減(Frequency Selective Fading)對訊號解碼造成的破壞。同 步頻道符元產生器，是用來在每個傳輸碼框的最前面，產生一個空符元(NULL Symbol)及一個相位參考符元(Phase Reference Symbol)，傳輸訊號中的空符元、相 位參考符元及護衛間隔可以被用來做訊號同步的檢測。訊號同步的檢測包括碼框 時間(Frame Timing)、符元時間(Symbol Timing)、小數載波頻率偏移(Fractional Frequency Offset，FFO)以及整數載波頻率偏移(Integral Frequency Offset，IFO)等 量值的偵測。每個碼框的第一個符元(空符元)由一組全部為零的資料所構成，接 收端藉此利用波封檢測器(Envelope Detector)可以找出碼框的開始，進而完成碼 框時間的同步。利用護衛間隔循環前置(Cyclic Prefix)的特性可以檢測出符元時間 以及小數載波頻率偏移的量值。每個碼框的第二符元(相位參考符元)由一筆已知 特定的複數資料構成，這筆複數資料的相位即是差分四相位移鍵調變所需要的起 使參考相位，藉由匹配這個特定的相位參考符元可以檢測出整數載波頻率偏移的 量值。複數資料經過相位差分調變後，在每個碼框的開頭加上一個空符元以及一 個相位參考符元，接著經由正交分頻多工訊號產生器(主要的動作為反快速傅立 葉轉換)就可以得到一個正交分頻多工碼框訊號。 傳輸訊號可以表示為: U L 2 2 , , , F NULL SYM 0 2 2 ( T ) , T SYM SYM U g ( ) Re{ ( T T ( 1)T } 0 for 0 ( ) Rect( ) for 1,2,3,...., L T T =T +T c g K j f t m l k k l K m l k j k t k l S t e Z g t m l l g t t e l π π ∞ =−∞ = =− − = ⋅ − ⋅ − − = ⎧ ⎪ = ⎨ ⋅ = ⎪ ⎩
∑ ∑ ∑
−(2.1) 每個碼框包含了 L 個符元及一個空符元，每個符元則由 K 個次載波上所載的複 數資料構成。 f 是載波的中心頻率；c 是整個傳輸碼框的時間長度； 是空 符元的時間長度； 是一個完整符元的時間長度，包含一個有效符元的長度 ( )和一個護衛間隔的長度( )；一個有效符元的長度有 N 個取樣，即是一個快 速傅立葉轉換/反快速傅立葉轉換的長度； F T TNULL SYM T U T Tg SYM Rect( ) T t 是一個寬度為 的方 波﹔ 為第 m 個碼框的第 個符元上第 k 個次載波所載的差分四相位移鍵調 變複數資料(Complex DQPSK data)。訊號取樣頻率為每秒 2.048 百萬個取樣，有 效頻寬為1.536MHz。 SYM T , , Zm l k l
2.1.2.3 傳送模式
數位音響廣播系統一共有四種傳輸模式，每一種傳輸模式各有不同的載波中 心頻率，依次約為 375MHz/1.5GHz/3GHZ/1.5GHz。每種傳輸模式的相關參數如 表2.1 所示。護衛間隔的長度約為有效符元長度的四分之一；因為取樣時間、護 衛間隔和有效符元長度間的比例以及有效頻寬皆相同，從這個表中可以發現：有 一些參數，例如有效次載波的個數(K)、快速傅立葉轉換/反快速傅立葉轉換的長 度(N)、兩個相鄰次載波間的頻率間隔( )、有效符元的時間長度( )、護衛間 隔的時間長度( )以及完整符元的時間長度( )等等，在這四種傳輸模式中的 數值成固定的倍數比例。傳輸模式三的載波中心頻率為3GHz，此傳輸模式適用 於衛星廣播；傳輸模式二及四的載波中心頻率約為 1.5GHz，這兩種傳輸模式適 用於一般區域性地面及衛星廣播；傳輸模式一的護衛間隔最大，這個傳輸模式適 用於大範圍的地面廣播，其傳輸訊號的發射機最遠可以相隔約75 公里，所以可 以應用於所謂的單一頻率網路(Single Frequency Network，SFN)。U
1/T TU g
T TSYM
表2.1 四種傳輸模式的相關參數表 Transmission mode 1 Transmission mode 2 Transmission mode 3 L K 76 76 153 1536 384 192 96ms 24ms 24ms 1.297ms 1.246ms s µ 324 168µs s µ 312 156µs s µ 250 125µs s µ 246 62µs 1ms F T NULL T SYM T U T Transmission mode 4 76 768 48ms s µ 500 s µ 31 123µs s µ 623 648µs g T U 1/T C
f about 375MHz 1452~1492MHz about 3GHz about 1.5GHz
1KHz 4KHz 8KHz 2KHz
N 2048 512 256 1024
2.1.3 傳輸端迴旋編碼之結構
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碼器 (The Mother Convolutional Encoder)，並且利用打孔法 (Puncturing) 以達到 更高的編碼率。不同的打孔方式又可分為對等錯誤保護 (Equal Error Protection) 以及不對等錯誤保護 (Unequal Error Protection)，是用來對抗不同程度的錯誤敏 感度。
2.1.3.1 母迴旋編碼器
圖2.4 DAB 系統之母迴旋編碼器
在每個邏輯碼框中，母迴旋編碼器 ( 如圖 2.4 所示 )，自能量分散攪拌器 (Energy Dispersal Scrambler) 的輸出資料流取得 I 個位元 ，並且產生一組 向量碼 (Codeword) 。母迴旋編碼器的輸出分別定義如下： 1 0 ) ( − = I i i a 5 0 , 3 , 2 , 1 , 0 , , , )} {( + = I i i i i i x x x x ; ; ; ; 6 5 3 2 , 3 6 4 1 , 2 6 3 2 1 , 1 6 5 3 2 , 0 − − − − − − − − − − − − − − − ⊕ ⊕ ⊕ ⊕ = ⊕ ⊕ ⊕ = ⊕ ⊕ ⊕ ⊕ = ⊕ ⊕ ⊕ ⊕ = i i i i i i i i i i i i i i i i i i i i i i i a a a a a x a a a a x a a a a a x a a a a a x i=0,1,2,...,I +5 其中 ) 表示暫存器 (shift register) 的全零的初始 狀態 (all.zero initial state)，以及 表示全零的最終狀 態 (all.zero finial state)。
, , , , , (a−6 a−5 a−4 a−3 a−2 a−1 ) ) , , , , , (aI aI+1 aI+2 aI+3 aI+4 aI+5 將每個編碼字 依序排列並重新表示為新的向量碼 U： 5 0 , 3 , 2 , 1 , 0 , , , )} {( + = I i i i i i x x x x U=(u0,u1,u2,...,u4I−1,u4I,u4I+1,...,u4I+23 其中
) 4 ( ), 4 (i Q i R i x u = i=0,1,2,...,4I +23 函式R 與 Q 分別表示除法中的餘數和商數。
2.1.3.2 打孔程序
經過母迴旋編碼器所產生的向量碼U，將前 4I個位元 分成幾 個區塊，其中每個區塊都包含128 個位元，然後將每個區塊再分成 4 個子區塊， 每個子區塊包含32 個位元。在同一個區塊中的子區塊使用相同的打孔程序，打 孔程序是利用打孔指標PI 及打孔向量V ) ,..., , , (u0 u1 u2 u4I−1 PI 來決定打孔的方法，其定義如下： VPI,i = 0 , 不傳送 ; VPI,i = 1 , 傳送。 打孔指標 PI 與打孔向量VPI 關係如表2.2：NCTU.cm.wireless communication Lab 表2.2 打孔指標 PI 與打孔向量 VPI 關係表 表 2.2 所列共有 24 種打孔的方法，打孔指標 PI 及打孔向量VPI 決定打孔的 方法，同時也決定編碼率。以表2.2 PI=1 為例，其相對應的打孔向量VPI為(1100 1000 1000 1000 1000 1000 1000 1000)。自母迴旋編碼器的輸出 32 個位元中，僅 傳送9 個位元，所以經過打孔式迴旋編碼器的編碼率為 8/9。 向量碼 U 中最後 24 個位元 是利用以下固定的打孔程序作 打孔的動作： ) ,..., , (u4I u4I+1 u4I+23 VT=(1100 1100 1100 1100 1100 1100) 打孔後剩下的12 個位元稱為末尾位元(Tail Bits)。
2.1.3.2.1 快速資訊通道的打孔程序
數位音響廣播系統中，模式 I、II 及 IV 在快速資訊通道 (Fast Information Channel) 中的打孔程序均相同。每個母迴旋編碼器的輸出向量皆利用前一節所 描述的方法來進行打孔程序。前面3072 個位元 (4I=3072)分割成 24 個大區塊， 其中前 21 個大區塊內的小區塊利用打孔指標 16 (PI=16)來進行打孔程序，而後 面的3 個大區塊內的小區塊則利用打孔指標 15 (PI=15)來進行打孔程序。最後的 24 個位元則是利用前一節後面所提到的打孔方式來產生 12 個末尾位元。所以經 由打孔編碼完後所剩下來的碼 2303共有2304 個位元。 0 ) (bi i= 4×(8+16)×21+4×(8+15)×3+12=2304 而在模式 III 中，每個母迴旋編碼器的輸出向量也是利用前一節所描述的方 法來進行打孔程序。前面4096 個位元 (4I=4096)分割成 32 個大區塊，其中前 29 個大區塊內的小區塊利用打孔指標16 (PI=16)來進行打孔程序，後面的 3 個大區 塊內的小區塊則是利用打孔指標 15 (PI=15)來進行打孔程序。同樣最後的 24 個 位元利用前一節後面提到的打孔方式來產生12 個末尾位元。所以經由打孔編碼 之後所剩下來的碼 3071共有3072 個位元。 0 ) (bi i= 4×(8+16)×29+4×(8+15)×3+12=3072
2.1.3.2.2 主要服務通道的打孔程序
在主要服務通道 (Main Service Channel) 內之通道編碼的打孔程序是利用保護分 佈 (Protection Profiles) 及保護等級 (Protection Level) 來規範。其中保護分布分 為對等錯誤保護編碼(equal error protection) 及不對等錯誤保護編碼(unequal protection)二種。
首先介紹不對等錯誤保護編碼。攪拌器輸出的向量 中，I 是音響位元 傳輸率 (Audio Bit Rate)的函數，同 2.1.3.2 節所述，將母迴旋編碼器的輸出向量 前4I 個位元，分割成 L 個區塊，則 I、L 與音響位元傳輸率的關係如表 2.3 所示： 1 0 ) ( − = I i i a
NCTU.cm.wireless communication Lab 表2.3 音響位元傳輸率與參數 I、L 之對應關係表 不對等錯誤保護編碼的打孔方式如表 2.4 所示。在L個區塊中，前L1個區塊 利用打孔指標PI1來決定打孔程序，接著的L2個區塊利用打孔指標PI2來決定打孔 程序，以此類推，最後的24 個位元則是利用末尾位元的打孔方法來產生 12 個末 尾位元。表2.4 中的參數P代表著不同程度的保護等級。
NCTU.cm.wireless communication Lab 前面已經介紹完不對等錯誤保護編碼的打孔方式，接著將說明對等錯誤保護 編碼的打孔方式。攪拌器輸出的向量 中，如前面所敘述，將母迴旋編碼器 的輸出向量前4I個位元分成L個區塊。前面L 1 0 ) ( − = I i i a 1個區塊利用打孔指標PI1來決定打孔 程序，接著的L2個區塊利用打孔指標PI2來決定打孔程序，同樣地，最後的24 個 位元則是利用末尾位元的打孔方法來產生12 個末尾位元。
位元傳輸率 (Data Bit Rate) 與 I、L 之關係如表 2.5 所示；最後對等錯誤保 護編碼的打孔方式則如表2.6 所示。其中又以位元傳輸率區分為 8n kbit/s 及 32n kbit/s。 位元傳輸率為 8n kbit/s： 表2.5.1 位元傳輸率與參數 I、L 的關係表 表2.6.1 對等錯誤保護分佈表 (set A) 位元傳輸率為 32n kbit/s：
表2.5.2 位元傳輸率與參數 I、L 的關係表 表2.6.2 對等錯誤保護分佈表 (set B)
2.1.4 傳輸端 interleaver 之結構
2.1.4.1 時間交錯
時間交錯(Time Interleaving)只使用在主要服務頻道(MSC)的資料位元上，而 不用在快速資訊頻道(FIC)的資料位元上。每一個迴旋編碼輸出是由一連串的迴 旋字碼(Convolutional Codewords)(B )r r=-∞ ∞所組成，其中 代表迴旋字碼輸出的每 個位元 ，當 進入時間交錯器會形成多個以 為長度 之區塊，如果多工重新組態(Multiplex Re.configuration)發生， 是會改變的， 不過多工重新組態在250個邏輯碼框(Logical Frame)內至多只會發生一次。 r B ,0 ,1 , , -1 ( , , , , , r r r r r i r M b b … b … b ) Br Mr r M 經過時間交錯後的輸出序列為(C )r r=-∞ ∞，其中C =r ( ,0, ,1, , , , , , -1 r r r r r i r N c c … c … c )， 長度是 bits，這輸出序列是一個子通道的內容。只要多工組態(Multiplex Configuration)保持穩定，向量 的長度會等於向量 。多工重新組態發生後， 15個邏輯碼框的時間週期內，某些子通道的 可能大於 ，這時交錯器就要作 些微調整，稍後會敘述這兩參數的關係。 r N r C Br r N MrNCTU.cm.wireless communication Lab 時間交錯由以下關係式實現 r r r ,i r r r,i b if i M -1 c = 0 if not ′ ≤ ′ ⎧⎪ ⎨
⎪⎩ for i =0,1,2, ,N -1r K r and all integers. (2.2) r′, r和 這些下標參數的關係列在表2.7，其中 代表 作模數(modulo)16 的運算。 r i R(i /16)r ir 表2.7 r’, r和ir下標參數的關係 和 的關係有以下三種情況，(a)如果 在過去的16個碼框恆定，就是 ，則 ；(b)如果 在過去16個碼框內有增加長度，即 ，那麼 r；(c) 如果 在過去16個碼框有降低長度，即 ， 則 。所以等效的關係式為 。我們用下列例子說明以 上三種情況的時間交錯動作。 r M Nr Mr r r-1 r-1 M =M =L=M 5 r-15 ) r N =Mr Mr r r-15 M >M N = Mr Mr M <Mr r-15 r N =Mr-15 N = max (M ,Mr r ) 例子1：資料服務部份為8 kbit/s的傳輸速度且保護等級是4，假設沒有多工重新組 態發生，迴旋字碼Br 為( ,0, ,1, , , , , ,255 r r r r i r b b … b … b ，針對所有的時間下標r，其 =256，圖2.5 說明了時間交錯的規則。 r M =Nr
圖2.5 例子 1 的時間交錯規則 例子2：資料服務部份為8 kbit/s的傳輸速度且保護等級是4，重新組態後資料服務 部 份 為 8 kbit/s 且 保 護 等 級 是 3 ， 迴 旋 字 碼 為 ， ，圖2.6說明 了時間交錯的規則。 r B = ,0 ,1 , ,255 0 ,0 ,1 , ,383 0 ( , , , , , ) for r r -1 ( , , , , , ) for r r r r r r r i r r r r i r b b b b b b b b … … ≤ ⎧⎪ ⎨ … … ≥ ⎪⎩ M =r Nr 0 0 256 for r r -1 384 for r r ≤ ⎧ ⎨ ≥ ⎩
NCTU.cm.wireless communication Lab 圖2.6 例子 2 的時間交錯規則 例子3：資料服務部份為8 kbit/s的傳輸速度且保護等級是4，重新組態後資料服務 部 份 為 8 kbit/s 且 保 護 等 級 是 4 ， 迴 旋 字 碼 為 r B = ,0 ,1 , ,383 0 ,0 ,1 , ,255 0 ( , , , , , ) for r r -1 ( , , , , , ) for r r r r r r r i r r r r i r b b b b b b b b … … ≤ ⎧⎪ ⎨ … … ≥ ⎪⎩ ， ， ，圖2.7 說明了時間交錯的規則。 r M = 0 0 384 for r r -1 256 for r r ≤ ⎧ ⎨ ≥ ⎩ r N = 0 0 384 for r r +14 256 for r r +15 ≤ ⎧ ⎨ ≥ ⎩
圖2.7 例子 3 的時間交錯規則
2.1.4.2 頻率交錯
這 裡 將 介 紹QPSK 符 元 的 下 標n 和 載 波 下 標 (Carrier Index)k 的 關 係 ( ) 。也就是原本QPSK符元依序放到載波上，現在 將傳送順序打散，達到頻率交錯(Frequency Interleaving)的目的。其QPSK符元重 新排列的順序是依下式 l,n q K/2 k 0 or 0 2 / ≤ < < ≤ −K k , , for 2,3, 4, , l k l n y =q l= L L ( ) k=F n F的函數依傳輸模式不同來定義。2.1.4.2.1 傳輸模式1
定義 為排列方式(Permutation)，其關係式 ，其中 ( )i Π ( ) 13 ( -1) 511(mod 2048) and (0) 0i i Π = Π + Π = i=0, 1, 2, , 2047… ，產生一 排列順序的集合A={
Π(0), (1), (2), , (2047)Π Π K Π}
，再定義一集合NCTU.cm.wireless communication Lab D= ，D是A的一個子集合，在A集合中，值的範圍是[256,1792] 的元素會直接對應到D集合的元素，除了 0 1 2 1535 { , , , ,d d d … d } ( ) 1024i Π = 例外。所以F的函式定義為 ，則QPSK符元 下標n n F(n)=d -1024 ql,n ∈{0,1,2, ,1535}K 可依函數F對應到頻率下 標(Frequency Index) k∈{-768,-767,-766, ,768}K ，表2.8有一清楚的對照。 表2.8 傳輸模式 1 的頻率交錯
2.1.4.2.2 傳輸模式2
排 列 方 式 ， 其 中 ，產生一排列順序的集合 ( ) 13 ( -1) 127(mod 512) and (0) 0i i Π = Π + Π = 0, 1, 2, , 511 i= … A={
Π(0), (1), (2), , (511)Π Π KΠ}
，定 義一集合D= ，D是A的一個子集合，在A集合中，值的範圍是 [64,448] 的元素會直接對應到D集合的元素，除了 0 1 2 383 { , , , ,d d d … d } ( ) 256i Π = 例外。所以F的函式定義為F(n)=d -256n ，則QPSK符元ql,n下標n∈{0,1,2, ,383}K 可依函數F對應到頻 率下標(Frequency Index) k∈{-192,-191,-190, ,192}K ，表2.9有一清楚的對照。 表2.9 傳輸模式 2 的頻率交錯
2.1.4.2.3 傳輸模式3
排 列 方 式 ， 其 中 ，產生一排列順序的集合 ( ) 13 ( -1) 63(mod 256) and (0) 0i i Π = Π + Π = 0, 1, 2, , 255 i= … A={
Π(0), (1), (2), , (255)Π Π K Π}
，定 義一集合D= ，D是A的一個子集合，在A集合中，值的範圍是 [32,224] 的元素會直接對應到D集合的元素，除了 0 1 2 191 { , , , ,d d d … d } ( ) 128i Π = 例外。所以F的函式 定義為F(n)=d -256n ，則QPSK符元ql,n下標n∈{0,1,2, ,191}K 可依函數F對應到頻NCTU.cm.wireless communication Lab 率下標(Frequency Index) k∈{-96,-95,-94, ,96}K ，表2.10有一清楚的對照。 表2.10 傳輸模式 3 的頻率交錯
2.1.4.2.4 傳輸模式4
( ) 13 ( -1) 255(mod 1024) and (0) 0i i Π = Π + Π = ，其中i=0, 1, 2, , 1023… ，產 生 一 排 列 順 序 的 集 合 A={
Π(0), (1), (2), , (1023)Π Π KΠ}
， 定 義 一 集 合 D= ，D是A的一個子集合，A集合中值的範圍是[128,896] 元素 會 直 接 對 應 到D 集 合 的 元 素 ， 除 了 0 1 2 767 { , , , ,d d d … d } ( ) 512i Π = 例 外 。 所 以F 的 函 式 定 義 為 ，則QPSK符元 下標n n F(n)=d -512 ql,n ∈{0,1,2, ,767}K 可依函數F對應到頻率下標 (Frequency Index) k∈{-384,-383,-382, ,384}K ，表2.11有一清楚的對照。NCTU.cm.wireless communication Lab
2.2 DAB 接收端系統架構
在數位音響廣播系統中，內層接收機的運作依次是碼框時間的同步，符元時 間的同步、小數載波頻率偏移的估計以及整數載波頻率偏移的估計；至於通道的 估測在數位音響廣播系統中是不需要做的，因為此系統使用了差分四相位移鍵調 變技術。2.2.1 DAB 系統同步架構之設計
在本章節，主要會著重於內層接收機架構的設計。數位音響廣播系統的內層 接收機只包含訊號同步的設計，通道估測則是因為此系統使用差分調變方式所以 可 以 忽 略 。 類 比 前 端(Analog Front End) 的 輸 出 訊 號 是 等 效 基 頻 (Equivalent Baseband)接收訊號，經過類比轉數位轉換器可以得到等效基頻的數位接收訊號 r(n)。 在訊號同步的部分，首先利用每個碼框中第一個符元(空符元)的特性，我們 可以得到碼框時間的同步，即是空符元所在位置的粗略估計，在此部分我們將介 紹兩種碼框時間的估計方法。接著利用護衛間隔的特性，可以得到符元時間及小 數載波頻率偏移的估計值，在此部分同樣介紹兩種符元時間的偵測方法。利用符 元時間的資訊，我們可以取出不受碼際干擾的接收訊號；而小數載波頻率偏移的 估計值經過自動頻率控制器(Automatic Frequency Controller, AFC)可以將之補 償。當我們得到不受碼際干擾的接收訊號且小數載波頻率偏移也被補償了之後， 利用碼框同步的資訊，我們可以取出每個碼框中的第二個符元，即是一個已知的 相位參考符元。利用匹配這個已知的相位參考符元，我們可以估計出整數載波頻 率偏移的量值。我們將在以下幾個次小節中分別詳細地說明此數位音響廣播系統 訊號同步的方法。 Outer Receiver Analog Front End Null Symbol DetectionSymbol T iming and Fractional Frequency Offset Detection AFC Remove Guard Interval Integral Frequency Offset Detection Inner Receiver yin yout Frame Sync. r(n) Frame Sync. d D Symbol Sync. FFT A/D Sub-Block (i) Sub-Block (ii) Sub-Block (iii) 圖2.9 數位音響廣播系統之訊號同步子系統方塊圖
2.2.1.1 碼框同步子架構之設計
圖 2.9 中子方塊 Sub.Block(i)的功能是偵測碼框的時間，即是碼框中符元的 順序[2]。因為數位音響廣播系統的碼框中其第一個符元(空符元)通常不放訊號， 所以利用這個特性我們可以粗略地估計出空符元的所在位置。在此我們提出最小 功率偵測法(Minimum Power Dectection)和雙滑動視窗法(Double Sliding Window) 來做碼框同步的估計。 圖 2.10 是數位音響廣播系統中碼框訊號的功率示意圖。如圖所示，在碼框 訊中，因為空符元位置不放訊號，所以這個位置傳輸訊號的功率為零；至於其它 位置則不為零。利用此碼框訊號功率的特性可以估計碼框時間。 l Frame Frame l+1 1 Frame l− Symbol 152 Null Symbol PRS Symbol 1 Null Symbol Symbol 152 • • • • • ••••••• • • • • 2 ) (n x time 圖2.10 數位音響廣播系統之碼框訊號功率示意圖 首先是最小功率偵測法，如圖 2.11 所示。在圖 2.11 中，接收訊號 r(n)先取 其功率值再經過移動平均器(Moving Average)，最後在每個碼框長度的範圍中取 出最小值所對應的時間位置。移動平均器的運算動作如下所示： 1 2 0 F L n n k m r − − = =
∑
k (2.3) 在白高斯雜訊通道中，我們取 值為空符元所包含的取樣數。如此一來，我們 取到最小值所對應的時間位置理論上應該會在每個碼框中空符元的末端。在多重 路徑衰減通道中，我們則取 值為空符元減去護衛間隔的取樣數。如此一來， 我們取到最小值所對應的時間位置理論上應該會是每個碼框中空符元的末端一 段非碼際干擾區間中的任何一點。 F L F LNCTU.cm.wireless communication Lab
) (n
r (Length = samples)Moving Average
F L Complex Conjugate Minimum Detection 2 ) (n r mn Frame sync. 圖2.11 最小功率偵測法之方塊圖 接著我們介紹另一個估計碼框時間的方法，即是雙滑動視窗偵測法，如圖 2.12 所示。由圖 2.12 可知，此方法和最小功率偵測法相似，不同處是此方法使 用了兩個移動平均器，如下所示： 1 2 0 F L n n k a r − + = =
∑
k (2.4) 1 2 0 F L n n k b r − − = =∑
k (2.5) 然後將兩個移動平均器輸出值相除，如下所示： n n n a m b = (2.6) . . ) (nr T ime Advanced Moving Average(Length = samples)
F L Complex Conjugate Maximum Detection 2 ) (n r n m Moving Average (Length = samples) n a n b F L Frame sync. 圖2.12 雙滑動視窗偵測法之方塊圖 最後在每個碼框長度的範圍中，取出最大值所對應的時間位置。至於 值 的選取和最小功率偵測法相同。在白高斯雜訊通道中， 值取一個空符元的長 度，則最大的 值所對應到的時間位置理論上應該在每個碼框中空符元的末 端。在多重路徑衰減通道中， 值是取空符元和護衛間隔的差值，則最大的 值所對應到的時間位置理論上也應該在每個碼框中空符元的末端。 F L F L n m F L mn
2.2.1.2 符元同步與小數頻率偏移偵測子架構之
設計
符元同步及小數載波頻率偏移的偵測都是依靠每個完整 OFDM 符元前端的 護衛間隔的特性。由圖 2.13 可以看出護衛間隔循環前置的特性。在每一個完整 OFDM 符元的前端都有一段訊號和其末端相同，即如圖 2.13 中每個完整符元都 有一組{ }
I I, ' 區間，其內的訊號完全相同。假設在沒有白高斯雜訊，沒有多重路 徑衰減的通道環境下，接收訊號r(n)只和載波頻率偏移有關如下所示： 2 0 2 2 ( ) ( ) j f t ( ) j NTnT ( ) j Nn t t t r n =x n ⋅e π∆ =x n ⋅e πε =x n ⋅e π ε (2.7) 其中∆ 為載波頻率偏移量值，單位為 Hz；而f0 ε為正規化後的載波頻率偏移量 值，單位為次載波間隔。若我們以M n 為接收訊號的延遲相乘，如下所示：r( ) * ( ) ( ) ( ) r M n =r n ⋅r n−N (2.8) 則將等式(2.7)代入等式(2.8)，可得到 ( ) 2 2 * * 2 ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) n N n N j j r t t j t t M n x n e x n N e x n x n N e N π ε π ε πε − − = ⋅ ⋅ − ⋅ = ⋅ − ⋅ (2.9) l sumbol sumbol l+1 I I ′ I I ′ ) (n xt ) N (n− xt I ′ 1 sumboll− 圖2.13 護衛間隔特性之訊號序列示意圖 在圖2.13 中，每個符元的I'區間內x n 和t( ) x nt( −N)相同(這是護衛間隔的特 性)。所以在每個符元的I'區間內，M n 的相位固定，其值為r( ) 2πε 。若我們取 出M n 的正規化相位，如下所示：r( ) )} ( arg{ 2 1 n Mr π (2.10) 則在每個符元的I'區間內，其正規化相位為ε 值，且其值在 1 2 ± 範圍內，如圖 2.14 所示（在此例中ε為0.3）。NCTU.cm.wireless communication Lab 圖2.14 護衛間隔特性之正規化相位示意圖 圖2.14 護衛間隔特性之正規化相位示意圖 這個找頻率偏移的方法只能估計出小數部分的載波頻率偏移量，至於整數部 分則無法估出。所以我們將 這個找頻率偏移的方法只能估計出小數部分的載波頻率偏移量，至於整數部 分則無法估出。所以我們將 Lab ε 分成整數和小數兩部分，如下所示： 0 100 200 300 400 500 600 700 -0.5 -0.4 -0.3 -0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 time index n the nor m a li z ed phas e ε = ∆ +δ (2.11) 其中∆ 為整數，δ 在 1 2 ± 之內。所以這個小節所介紹的方法是估計小數載波頻率 偏移的方法(只能估計δ 值)，而且必須先知道每個符元中 'I 區間內任何一點的時 間位置。 如果在白高斯雜訊通道中，則I 區間長度為護衛間隔的長度。若是在多重路' 徑通道中，則每個路徑都有其對應的I 區間，如圖 2.15 所示。在圖 2.15 中，路' 徑 i 在每個完整符元中有一個對應的 'I 區間，標示為 區間，其長度為護衛間隔 的長度。假設這個多重路徑通道的最大延遲時間 i A 1,np τ 小於護衛間隔的長度，則這 np 個路徑各自的 區間在時間軸上會有重疊的部分，我們稱此部分為非碼際干 擾區間(ISI Free Region)。只要接收端中取樣視窗的末端落在此非碼際干擾區間 內，即使在嚴重的頻率選擇性衰減通道(Frequency Selective Fading Channel)中， 依然可以取到不受碼際干擾的符元資料。這些符元資料經反快速傅立葉轉換，可 以在頻域上做訊號的等化及解調。 i A 因此符元同步的目的就是找到此非碼際干擾區間中任何一點的時間位置。在 這小節中，我們將介紹兩個估計符元時間的方法。
1,2 τ
np 1, τ
the first path
the second path
the np-th path l 0 > l 0 < l l=0 N length with window Sampling
ISI free region
s l A1 A2 Anp 圖2.15 多重路徑通道中非碼際干擾區間示意圖
2.2.1.2.1 最大功率偵測架構
Maximum Detection Symbol Timing ) (n r ) N ( − ∗ n r Symbol-by-Symbol Average(Length = M Symbols) Mag[ ].
d π 2 . . Symbol-by-Symbol Average
(Length = L Symbols) Arg[ ].
圖2.16 符元同步及小數載波頻率偏移偵測方法一之方塊圖 圖2.16 是符元同步及小數載波頻率偏移偵測方法一之方塊圖[3][4][5]。在圖 2.16 中，我們先將接收訊號作延遲相乘的動作，由於護衛間隔循環前置的特性， 在無白高斯雜訊及無多重路徑衰減的通道環境下（即是理想通道下），這個乘積 的相位在每個符元的I 區間內是固定的，而在其他區間其相位是在[' −π π, ]之間 呈現均勻分佈，如圖 2.14 所示。接著我們將這個訊號做符元對符元的區段式平 均，則在每個符元中的I 區間內，其平均值的振幅會出現高原區，如圖 2.17 所' 示(此時 M=100)。如此一來，我們只要在每個完整符元的範圍內，取出振幅最大 值所對應的時間位置，則此時間位置必然落在I 區間內。我們由此可以得到符元' 時間的估計值。如果是在雙重路徑衰減通道下，例如其通道參數是車速每小時 100 公里，兩個路徑的延遲時間是 25 sµ ，其功率比為1:1 而訊號雜訊比為 7dB， 以傳輸模式三的傳輸參數為主，則在此方法中平均值輸出的振幅將如圖 2.18(此 時M=200)所示。同樣地，圖 2.18 中在每個完整符元範圍內會出現一次高原區，
NCTU.cm.wireless communication Lab 此高原區即是非碼際干擾區。找出高原區的任一點，其對應的時間即是符元時間 的估計值。至於小數載波頻率偏移量值的估計，只要知道符元時間的估計值，找 出平均器輸出端該時間位置的相位，即可偵測出小數載波頻率偏移的量值。 此高原區即是非碼際干擾區。找出高原區的任一點，其對應的時間即是符元時間 的估計值。至於小數載波頻率偏移量值的估計，只要知道符元時間的估計值，找 出平均器輸出端該時間位置的相位，即可偵測出小數載波頻率偏移的量值。 圖2.17 理想通道中方法一之振幅示意圖 圖2.17 理想通道中方法一之振幅示意圖 圖2.18 雙重路徑通道中方法一之振幅示意圖 圖2.18 雙重路徑通道中方法一之振幅示意圖
2.2.1.2.2 雙重滑動視窗功率偵測架構
2.2.1.2.2 雙重滑動視窗功率偵測架構
接下來，我們介紹另一種符元同步及小數載波頻率偏移的偵測方法，我們稱 為方法二。圖 2.19 即是方法二之方塊圖，在圖 2.19(a)中，前半段偵測符元同步 的方法和方法一相同，即是到做符元對符元的區段式平均器的動作為止，兩方法 相同。方法二不同之處在於其是針對相位做處理，處理的過程如圖2.19(b)所示。 接下來，我們介紹另一種符元同步及小數載波頻率偏移的偵測方法，我們稱 為方法二。圖 2.19 即是方法二之方塊圖，在圖 2.19(a)中，前半段偵測符元同步 的方法和方法一相同，即是到做符元對符元的區段式平均器的動作為止，兩方法 相同。方法二不同之處在於其是針對相位做處理，處理的過程如圖2.19(b)所示。 Lab 0 100 200 300 400 500 600 700 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4x 10 -3 time index n the m agn it ud e 0 100 200 300 400 500 600 700 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4x 10 -3 time index n th e m a gn it u d e同樣地，在理想通道下(即是無白高斯雜訊，無多重路徑衰減的通道)，平均器輸 出值的相位在每個完整符元的I 區間內是相同的，如圖 2.14 所示。所以我們取' 出平均器輸出端的相位訊號，做前後取樣相減的相位差分動作，再取其絕對值， 則在每個完整符元的I 區間內，其值將為零，其他部分的值則不為零。然後再將' 此訊號經過第二次符元對符元的區段式平均器則其訊號示意圖將如圖2.20 (此時 M=L1*L2=100)所示。在圖 2.20 中，每個完整符元的I 區間內其值為零，其他區' 間則不為零。即使有雜訊存在而使I 區間內的值不為零，但是相對於其他區間，' ' I 區間內的值仍然會是較小的，形成一個低漥區。所以我們只要找出最小值所對 應的時間位置，則此位置應該會落在I 區間內，如此我們可以偵測出符元時間的' 估計值。圖 2.21 是在一個雙重路徑衰減通道例子中，方法二在第二個平均器輸 出端的相位示意圖，其中 L1=3，L2=66。此通道參數及訊號參數和圖 2.18 的範 例中所使用的參數相同，由圖2.21 可知，在每個完整 OFDM 符元的範圍內會出 現一個最低窪的區間，此區間即為非碼際干擾區間，只要找到此區間的任何一 點，即可得到符元時間的估計值。至於小數載波頻率偏移量值的估計和方法一相 同。 ( a ) ( b ) Modified Abrupt Phase Change Detection Symbol Timing ) (n r ) N ( − ∗ n r Symbol-by-Symbol Average
(Length = L1 Symbols) Arg[ ].
xin xout Minimum Detection | | 1 − Z +
-xin Symbol-by-Symbol Average xout
(Length = L2 Symbols) . δ π 2 . . Symbol-by-Symbol Average
(Length = L Symbols) Arg[ ].
NCTU.cm.wireless communication Lab 圖2.20 理想通道中方法二之正規化相位示意圖 圖2.20 理想通道中方法二之正規化相位示意圖 圖2.21 雙重路徑通道中方法二之正規化相位示意圖 圖2.21 雙重路徑通道中方法二之正規化相位示意圖 由上述可知，這兩個找符元時間的方法，都是利用護衛間隔循環前置的特 性，加上使用符元對符元的區段式平均器，不同處在於方法一是取出振幅來觀 察，而方法二則是觀察相位差分的結果。在方法二中，第一個符元對符元區段式 平均器以 L1 個符元為一區段，把 L1 個符元平均成一個符元，此平均器適合用 來降低雜訊的效應;第二個符元對符元區段式平均器則是以 L2 個符元為一區 段，把L2 個符元平均成一個符元，此平均器是用來降低通道衰減的效應。由於 方法二有做差分的動作，所以在白高斯雜訊的通道下，此方法效能較差；但在多 重路徑衰減通道下，此差分動作可以減緩通道的影響，所以此時方法二的效能較 佳 由上述可知，這兩個找符元時間的方法，都是利用護衛間隔循環前置的特 性，加上使用符元對符元的區段式平均器，不同處在於方法一是取出振幅來觀 察，而方法二則是觀察相位差分的結果。在方法二中，第一個符元對符元區段式 平均器以 L1 個符元為一區段，把 L1 個符元平均成一個符元，此平均器適合用 來降低雜訊的效應;第二個符元對符元區段式平均器則是以 L2 個符元為一區 段，把L2 個符元平均成一個符元，此平均器是用來降低通道衰減的效應。由於 方法二有做差分的動作，所以在白高斯雜訊的通道下，此方法效能較差；但在多 重路徑衰減通道下，此差分動作可以減緩通道的影響，所以此時方法二的效能較 佳 Lab 0 100 200 300 400 500 600 700 0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 0.45 time index n th e no rm a li z ed ph as e 0 100 200 300 400 500 600 700 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 0.45 time index n th e no rm a li z e d ph as e
