第一章 序論
光纖通信系統發展至今,延長傳輸距離以及增加信號傳輸率一 直是設計者所努力的目標。由於光纖材料上的特性,使得在信號傳 輸中會有功率損耗,以及色散造成的光信號波形失真。因此,光纖 的損耗和色散這兩因素限制光信號的傳輸距離與信號率。此外,為 了提高系統的總傳輸率,普遍使用波長多工(wavelength division multiplexing, WDM)。在這種系統中,光纖所攜帶的光功率隨波道 數目而增加,加強光纖非線性效應對信號波道的作用。
一般來說,在波長多工系統中,非線性效應主要有布里安散射
(Brillouin scattering)、柯爾效應(Kerr effect)、拉曼散射
(Raman scattering)[1-2]、四波混合(four-wave mixing,FWM)、
自 相 位 調 變 (self-phase modulation , SPM) 和 交 互 相 位 調 變 (cross-phase modulation,XPM)等[3]的光纖非線性效應,這些效 應會劣化光纖通信系統的傳輸品質。其中,拉曼散射造成的影響是 本論文的主題。它是在信號傳輸過程中,由短波長信號功率移轉到 長波長的一種效應[4,5],會對光纖通信系統傳輸品質造成影響。 因此拉曼散射造成的影響,稱之為拉曼串音。
由於拉曼串音現象是傳輸時將功率由短波長移轉到長波長的 一種效應,故依據拉曼串音在各波道的作用,藉著改變光放大器的 增益頻譜,以調整多波道系統中各波道的增益量,改善信號因為拉 曼串音造成的損失或增益,進而提高系統的信號品質。
在超長距離(例如 9,000 公里)的系統中,可以使用數個拉曼串
音補償光放大器於傳輸過程中。參考文獻[6]考慮周期性的補償方 式,結果發現補償週期有相當大的範圍內效果都很好。在參考文獻 [6]中考慮了動態補償與靜態補償兩種方式。所謂動態補償是於傳 輸過程中,各個拉曼串音補償放大器的增益頻譜都動態的維持每個 波道信號的初始的功率。靜態補償是各個拉曼串音補償放大器的增 益頻譜都一樣而且固定,其增益頻譜可由動態補償的各個拉曼串音 補償放大器的增益頻譜之平均值獲得。結果顯示兩者的效果很接 近,因此實務上,每個拉曼串音補償放大器可以使用適當設計的相 同增益頻譜。拉曼串音補償放大器可以使用拉曼光纖放大器實現。
本論文的目的有二。雖然拉曼光纖放大器的增益頻譜是可調 的,但未必能設計成完全與所需要的增益頻譜一樣,因此我們的第 一個課題是,研究使用偏離所需要的增益頻譜之拉曼串音補償放大 器於系統中,這時最佳的補償週期為何?是否仍然在補償週期有相 當大的範圍內效果都很好?由本論文的數值研究結果發現,適當的 補償週期範圍明顯縮小。
在參考文獻[6]中,雖然適當的使用拉曼串音補償放大器,可 以顯著改善各個波道的品質,但各波道的品質仍有相當出入。因 此,第二個課題是,如何設計適當的光放大器增益頻譜,使得各個 波道的品值一致。換句話說,就是在不損及品質好的波道之前提 下,提高品質稍差的波道之品質到與原有品質好的波道之品質相 當。由本論文的數值研究結果發現,以系統中心波道為基準,不對 稱地調整拉曼串音補償放大器的增益頻譜之斜率可以達到這目的。
本論文第二章說明理論背景,第三章說明所考慮的傳輸系統架
構,第四章以數值模擬顯示拉曼串音現象,以及使用拉曼串音補償 放大器做週期性補償的結果。在這一章中,我們並考慮使用偏離所 需要的增益頻譜之拉曼串音補償放大器於系統中,找到最佳的補償 週期,這個週期是最能容忍增益偏移量的週期。同時在一定系統品 質下,也給了所容許的補償週期範圍。第五章以數值模擬研究最佳 化的拉曼串音補償放大器之增益斜率,使得在不損及品質好的波道 之前提下,提高品質稍差的波道之品質到與原有品質好的波道之品 質相當。最後的第六章為結論。
第二章 理論背景
2-1 波動方程式
假設脈衝之電場包絡ψ與載波頻率 ω,電場可以表示為:
( , )z t φ ( , ) e x p [ (z t i β z ωt) ]
Φ = − (2-1) 描述信號脈衝在光纖中傳播的波動方程式可表示為:
(2-2) 上式中β2代表光纖的二階色散;β3代表光纖的三階色散;γ 與TR分 別為柯爾效應與拉曼效應的非線性係數。γ 和柯爾係數的關係式如 下:
(2-3) 上式中 n2為柯爾係數(Kerr coefficient),c 為真空中的光速,Aeff 代 表光纖等效面積。(2-2)式等號左邊最後一項代表拉曼效應,我們留 待 2-4 節再詳細討論。色散參數D 與二階色散係數β2的關係為:
(2-4)
波 動 方 程 式 為 非 線 性 偏 微 分 方 程 , 我 們 以 使 用 分 段 傅 立 葉 法 (split-step Fourier method)數值模擬解此波動方程式。
eff 0 2 cA n ω
= γ
2 2 c D 2 β
λ
− π
=
0 ) 6 (
1 2
1 2 2
3 3 2 3
2
2 =
∂
− ∂ +
−
− φ φ
φ φ
∂ γ φ β ∂
∂ φ β ∂
∂
∂φ
T t i t
t
i z R
2-2 光纖波動方程式的數值解討論
當我們考慮波長多工系統時,它的初始條件可以假設為
(2-5)
方程式中qk(t)為第 k 波道之信號,對應載波角頻率ω0 +ωk 。輸入脈 衝之電場包絡函數形式為
(2-6)
,其中P0為光信號尖峰功率, f 為信號率。
考慮對輸入脈衝加入ㄧ瞬時頻率(Chirping),將調變信號以餘弦的數 學形式表達:
(2-7) 藉由上式,將原始的光脈衝做相位調變,其調變相位θ表示為
(
2 ft)
cos π β
=
θ (2-7)
其中相位調變頻率與脈衝信號率相同,
β
為相位調變參數。此相位調 變對應之瞬時頻率調變(
2 ft)
sin t f
2
f 1 =β π
∂ θ
∂
− π
=
δ (2-8)
∑
− +=
=
k
k
k t i t i
t
z 0, ) ( ) exp( )
( φ ω θ
φ
( )
[
ft]
t P π
φ 1 cos 2
) 2
( = 0 +
[ ]
( ) ( 0 [1 c o s ( 2 ) ] ) e x p 2
q t = P + π ft iθ
圖 2-1 顯示電場包絡 瞬時頻率調變 之對應關係圖。
2-3 光纖中的線性效應
當光脈衝信號在光纖中傳輸時,由於光脈衝存在不同的頻率分 量,這些分量都具有不同的傳輸速度,而造成信號頻率分量相位的改 變,故不同的頻率分量就會有不同的相速度。
假設我們不考慮光纖損失、柯爾效應與拉曼效應時,可以得到線 性部份的偏微分方程式
(2-9)
將(2-9)式做傅立葉轉換,求其解可得
(2-10) (2-11) (2-12)
式中 為入射光頻譜。由(2-10)式可得知當光信號傳輸一段距離 之後,其信號頻譜僅相位與原信號不同,並且與光纖之二階色散係數 和三階色散係數以及傳輸距離遞增而改變。
t 0 6
i β t
2 β
i z 3
3 3 2
2
2 =
∂
− ∂
∂
− ∂
∂
∂ φ φ φ
i z
z i )
6 exp( 2
) , 0
~ ( ) ,
~ ( 3
3 2
2ω β ω
β ω
φ ω
φ = −
∫
−∞∞ − −
= φ ω β ω β ω ω ω
φ i i z i t d
t
z )
6 (2
exp ) , 0
~( )
,
( 2 2 3 3
)]
, ( exp[
) , ( )
,
( z t φ z t i θ L z t
φ =
) , 0
~( ω φ
)
φ(t δf
2-4 光纖的非線性效應
在光纖的非線性效應中,只考慮拉曼非線性部分時,可以得到下式:
(2-13)
將電場包絡 表示成高頻的 pump 光和低頻的 stoke 光兩部份,
亦即:
(2-14)
將(2-14)式代入(2-13)式,經過簡單的運算後,可以得到拉曼效應的 數學表達式如下面二式 :
(2-15a) (2-15b)
其中 。由(2-15)式可以得到
(2-16a) (2-16b)
φ φ φ γ
T t
i z R
∂
= ∂
∂
∂ 2
) ) (
( i k z t
s t
z k i
p s s
p
p e
e ω
φ
ωφ
φ
= − + −p s R p p
p ik i
i φz φ γ ωφ 2φ
T ∆
−
∂ =
∂
s p s
s iks i
i φz φ γ ωφ 2φ TR∆
+
∂ =
∂
s
p ω
ω ω= −
∆
s p
s P P
dz
dP =2γTR∆ω dP
) φ(t
其中 與 。由此可看出拉曼串音的現象,光功率由高 頻轉移到低頻。另一方面,已知在連續波的情形下,雙波道之間的拉 曼作用,其光功率隨距離變化可以表示為下式:
(2-17a) (2-17b)
其中拉曼增益係數
(2-18)
a
為在最大增益頻率 (13.2THz)時的係數,λp 為 pump 光波長,為拉曼增益截面積。比較(2-16)式與(2-17)式,可得
(2-19)
圖 2-2 顯示拉曼增益截面積頻譜測量值,由於我們考慮的頻率範圍只 涵蓋 2500GHZ 頻率範圍,因此可知拉曼增益係數可以近似為
(2-20)
比較(2-19)式與(2-20)式,可得 λ ν
π
ν = ∆
∆ R
r n T
g
0 2 2
8 ) (
max
)
( υ
υ υ λ
γ ∆
= ∆
∆
p
g a
2 p
Pp =φ Ps =φs 2
s eff p
r
s P P
A g dz
dP = (∆ν )
p eff s
p r
P A P
g dz
dP = − (∆ν)
) ( )
( σ ν
υ λ γ
γ ∆ = ∆
p
g a
νmax
∆ )
( ν σγ ∆
2
2 m a x
/ (8 )
Tr = α π n ∆υ (2-21)
由(2-21) 式可以算出拉曼效應係數 Tr = 3.65 (fsec)。
第三章 傳輸系統架構
3-1 光纖傳輸系統參數
我們考慮 10Gb/s 的信號率和 9000 km 的傳輸距離。輸入信號為 加入瞬時頻率調變的歸零信號(RZ),因此稱為歸零瞬時頻率調變信號 (chirped RZ, CRZ)。光纖損失設為 0.22(dB/km),傳輸光纖之等效 面積 Aeff =100(μm2) ,柯爾係數 n2=2.5×10-20 m2W-1(非線性係數γ
=1.013 W-1 km-1),拉曼散射係數 Tr=3.65(fsec)。光放大器補償週期 為 50km 放置一個光放大器,光放大器雜訊值(noise figure)設為 5dB。光纖色散值與色散斜率在 1550.4(nm)分別為 3.53(ps/kmnm)和 0.085 (ps/kmnm2),所使用的色散補償光纖之色散值與色散斜率在 1550.4(nm)為-135(ps kmnm)和-1.35(ps/km/nm2)。傳輸光纖色散和 補償光纖色散的光譜如圖 3-1,波長多工系統所使用的波道間隔為 100GHz。色散補償週期為 Lc=500km,補償架構之色散地圖示意如圖 3-2。
由於傳輸光纖色散沒有完全補償,我們定義不完全色散補償的比 例為
δ=-(DLc+DdcfLdcf)/DLc (3–1)
,其中 D 和 Ddcf分別為傳輸光纖和色散補償光纖的色散參數。Ldcf 是
色散補償光纖用於一個補償週期的長度,由於色散補償光纖長度相較 於傳輸光纖很短,我們忽略其損失和非線性效應。在接收端的後置色 散補償光纖是用來修整波形和改善信號傳輸品質,由以上所定義的不 完全色散補償比例δ,則每個色散補償補償週期的殘餘色散值為-
δ
DLc。若N 為總補償週期數,在接收端所使用的後置色散補償光纖我 們定義其補償量為- RpDLc,當 Rp=-Nδ
,則代表此系統的二階色散 值是完全補償的。3-2 光纖傳輸系統的輸入信號
在前述的系統中,系統參數都已決定後。接著討論系統傳輸時使 用的信號模式,在本文中所討論的為加入瞬時頻率調變的歸零格式信 號(RZ)。由歸零隨機脈衝串列產生器,一次產生 32 位元,(0)和 (1)
機率相等的數列。此外,此歸零格式信號的負載比率(duty cycle) 為 50%。
系統的操作頻率是採用 ITU GRID,我們以 1550.4(nm)為中心波 道,共有 25 個波道。每個波道頻率均相差 100(GHz),總共操作頻寬 為 2.5(THz)。
3-3 光纖傳輸系統品質的評估
因為系統中包含有複雜的光纖非線性效應,一般以評估系統品質 的信號雜訊比(SNR)公式在此不適用。另ㄧ方面直接由眼圖(eye diagram)的方式評估系統品質,在信號錯誤率相近時不易比較優劣。
故在此採用統計的方式估算信號錯誤率,以獲得結果。
第四章 拉曼串音補償方法
我們使用光放大器補償因傳輸距離衰減的信號功率。另一方面在 波長多工通信系統中,拉曼串音導致短波長波道的信號功率轉移到長 波長波道。我們調整光放大器的增益頻譜,增加短波長波道之增益,
減少長波長波道增益,以平衡各波道之功率,補償拉曼串音造成的功 率變化。
4-1 拉曼串音數學模型的探討
圖 4-1 顯示拉曼串音造成的影響與補償的解果,其中分為四組數 鉅,分別為有拉曼串音效應無放大器補償、有拉曼串音效應有放大器 補償、無拉曼串音效應無放大器補償、無拉曼串音效應有放大器補 償。可以發現在無放大器補償拉曼串音時,由於短波長波道的功率都 轉移至長波長的波道,因此造成 Q 値有相當大的變化量,使得短波長 波道的傳輸的品質劣化十分嚴重。而適度的在系統中加入放大器補償 可降低拉曼串音效應所造成的影響。有拉曼串音效應和有放大器補償 的情形,改善拉曼串音效應的影響十分顯著。因此,如何置放光放大 器及調整增益值降低拉曼串音現象,提升光纖傳輸品質,便是接下來 要討論的部份了
4-2 拉曼串音現象在造成的影響
圖 4-2(a)顯示有拉曼效應作用下的頻譜,而圖 4-2(b)所示為假 設無拉曼效應作用下的頻譜,我們明顯可以看到拉曼串音效應對光纖 傳輸時所造成的影響。因此,若調整光放大器的增益值,使得短波長 波道的增益較高,而長波長波道的增益較低,我們可以降低拉曼串音 對系統的影響。圖 4-2(c)顯示有拉曼非線性效應且有放大器補償的 作用下之頻譜,可知放大器的補償確實能改善拉曼效應的影響。
4-3 光放大器作動態增益和固定增益補償
為了改善拉曼串音效應,採用光放大器補償的方法。每 1 個放大 器都作補償,即拉曼補償週期為 50 公里。每 10 個放大器才作補償,
即拉曼補償週期為 500 公里。
在傳輸 9000 公里的距離下,由於系統中一個放大器的間距為 50 公里,故共放置了 180 個光放大器。在此採用參考文獻[6]的動態補 償和靜態補償兩種方法,以分別求出光纖通訊系統中最佳拉曼補償週 期。圖 4-3 為每五個放大器為週期,依序遞增,用以觀察其最佳補償 週期的位置。在此可看出,拉曼補償週期為每 5 個及 15 個放大器時 可以得到較好的 Q 值。若考慮 25 個波道有最小的 Q 值的變動情形,
我們定義 Q 值變化率為:
(5-1)
m a x m i n
( v a r ) % 1 0 0 %
a v g
Q Q
Q Q
= − ×
其中Qmax與 Qmin分別為波道中最大與最小之 Q 值,Qavg為所有波道的 Q 之平均值。圖 4-4 顯示 Q 值變化率隨拉曼補償週期的變化。在此圖 中,拉曼補償週期為 15 個放大器(750 公里)之補償距離的 Q 值變化 率為最小。
4-4 光放大器增益不理想的影響
由上述可知,拉曼補償週期的最佳位置應在每 15 個放大器補償 一次,亦即 750 公里處補償的效果最佳。然而,光放大器的實際增益 值未必會是所預期的。因此我們考慮這情形最佳的拉曼補償週期。
為了解決這個問題,針對前述靜態補償,對 25 個波道,選取 5 組隨機增益變化,所選取的變數如圖 4-5 所示。此 5 組的隨機增益使 得每一波道之平均增益都是靜態補償的增益值,而且其增益變化的標 準差約為 10%的靜態補償增益值。我們將各波道對這五種情形的平均 Q 值視為有增益變化時的 Q 值。圖 4-6 顯示結果,可知當補償週期為 30-60 個放大器時,系統品質較好,其中以 30 個放大器時最佳。圖 4-7 顯示使用各種補償方法的 Q 値變化率,當補償週期為 30 個放大 器時,其 Q 値的變化率也接近最低。
第五章 最佳化增益傾斜光放大器
在前述中我們確定了最佳的補償週期,結果可以顯著改善各個波 道的品質,但各波道的品質仍有相當出入。本章在研究設計適當的光 放大器增益頻譜,在不損及品質好的波道之前提下,提高品質稍差的 波道之品質到與原有品質好的波道之品質相當。我們將只考慮拉曼補 償周期為 30 個放大器的情形,亦即 1500 公里光放大器作補償一次,
故 9000 公里共補償了 5 次。為了節省數值模擬時間,本章不考慮隨 機增益變化的情形。
5-1 光放大器增益的改變
圖 5-1 顯示在 4-3 節中拉曼補償周期為 30 個放大器的信號頻譜 圖,由頻譜圖發現經過 9000 公里傳輸後,各波道的功率頻譜還是有 不一致的現象,我們發現這是造成各波道品質不一的主因。圖 5-2 顯 示圖 5-1 所使用的增益頻譜。我們以最小平方近似法做一次函數的近 似增益頻譜,並用來做模擬,結果也畫於圖 5-2 中。以原來的增益頻 譜與直線近似的增益頻譜之 Q 值顯示於圖 5-3 中。可以發現兩者 Q 值 很接近,因此可以用直線增益頻譜取代原有增益頻譜。這個直線增益 頻譜是我們找最佳增益頻譜的起始參考值。
5-2 改變光放大器增益頻譜的斜率對 Q 値的影響
以上述的直線增益頻譜做為基準,並以中心波道劃分長波長與短波長 兩波段。我們將長波長波道的功率稍微調低,短波長波道的功率稍微 調高,亦即將圖 5-2 的增益頻譜曲線作逆時針旋轉。本文將其旋轉量 以原始直線的斜率為準,以逆時針方向為正方向,將其斜率逆時針偏 轉 20% 、 30% 、 45% 、 與 60% ,如圖 5-4 所示。 圖 5-5 顯示模 擬結果。可以看到將短波道的放大器增益值提高,長波道的放大器增 益值減少,造成短波道的 Q 值提高,長波道的 Q 值減少。圖 5-6 顯示 Q 值變化率與增益頻譜斜率改變量的關係。由圖中可知,當短波長波 道的放大器增益值提高 20%,長波波道的放大器增益值減少 20%時,Q 値的變化率為最低。這情形的光功率頻譜圖顯示於圖 5-7。
5-3 使用兩段式光放大器增益頻譜斜率對 Q 値的影響
由前述得知,增加增益值會使得 Q 値提高。將短波長波道的放大 器增益提高,長波長波道的放大器增益降低,將使得短波長的 Q 値上 升,長波長的 Q 値下降。本節中試著將短波長和長波長的增益都提 高,觀察 Q 値的變化情形。
首先,將短波長及長波長的增益值均增加 20%、45%、60%,如圖 5-8 所示。圖 5-9 顯示增益變動下各波道的 Q 値變化情形。由圖可知,
在短波道和長波道均增加 20%時,Q 値的變動範圍較小且其 Q 的平均 值亦較佳,但長波長波道的 Q 明顯下降。
其次,考慮短波長波道的增益值增加 20%,長波長波道的增益 值不變,如圖 5-10 所示。圖 5-11 顯示增益變動下各波道的 Q 値變化 情形。由圖可知,只增加短波長波道增益頻譜斜率 20%時,Q 値的變 動範圍較小且其 Q 的平均值亦較佳。這情形的光功率頻譜圖顯示於圖 5-12。
第六章 結論
本論文考慮一 25 個波道,每波道 10Gbits,9000 公里長之波 長多工光通信系統的拉曼串音各種補償方式,最佳結果顯示於圖 6-1。其中包含動態補償(Dynamic)、靜態補償(Static)、增益擾動 (Perturbation)、固定斜率(Fixed)、兩段式斜率(2-section)的較 佳值、無拉曼串音影響且無放大器補償的傳輸系統(NRNC)、無拉曼 串音影響的傳輸系統但有放大器補償的傳輸系統(WRNC)及有拉曼 串音影響的傳輸系統且無放大器補償的傳輸系統(WRNC)等情形。表 6-1 羅列各種情形的 25 個波道之 Q 平均值、Q 最大值、與 Q 最小值。
由此表可以看出,最好的補償方法為兩段式斜率法,不過只用單一 斜率的效果也不錯。
我們總結在本論文考慮的情形下,設計拉曼串音補償放大器的 流程如下:
1. 先求出最佳的靜態補償週期
2. 計算出最能容忍增益擾動的週期,得到較佳的補償週期。
3. 若使用固定斜率法改善增益頻譜:以步驟 2 的較佳的補償週 期,調整步驟 2 所得增益頻譜之斜率,獲得到較佳的增益頻 譜斜率。以本論文而言是 20%。
4. 若以兩段式斜率法改善增益頻譜:以步驟 2 的較佳的補償週 期,由步驟 2 所獲得的增益頻譜之斜率,只增加短波長波道 的增益頻譜斜率,以得到較佳的增益頻譜曲線。
參 考 文 獻
[1] A. R. Chraplyvy, ” Limitations on lightwave communications imposed by optical-fiber nonlinearities,”IEEE.J. Lightwave Technol, vol.8., p. 1548, 1990.
[2] A. Chraplyvy, ” Systems impact of fiber nonlinearities, ” Short Course Notes of OFC’ 94, Feb. 21, 1994.
[3] G. P. Agrawal, Nonlinear Fiber Optics, 2nd ed. ( Academic, Boston, Mass.), 1995.
[4] V. J. Mazurczyk, G. Shaulov, and E. A. Golovchenko,” Accumulation of gain tilt in WDM amplified systems due to Raman crosstalk,”
IEEE Photon. Technol. Lett., vol. 12, p1531, 2000.
[5] W. Ding, Z. Chen, D. Wu, and A. Xu,” Asymmetry of Raman crosstalk in wavelength division multiplexing transmission systems,” Electron. Lett., vol. 38, p. 1265, 2002.
[6] 葉士俊“Raman Crosstalk Compensation with Optical Amplifiers in WDM Optical Communication System” ,中華大學電機所光電
組碩士論文,92 年 1 月.
-0.4 -0.2 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2
-0.5 -0.4 -0.3 -0.2 -0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5
t/Tw
Electric field envelop Frequency Chirping
圖2-1 電場包絡與瞬時頻率調變之對應關係圖。
Raman Gain Shape
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2
0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20
Frequency(THz)
Ideal Silica Fiber Range In Use
圖2-2 拉曼增益截面積
2.5 3 3.5 4 4.5
1540.0 1545.0 1550.0 1555.0 1560.0 1565.0
WaveLength(nm)
FiberDispersionParameter(ps/km/nm)
(a)傳輸光纖色散
-155 -150 -145 -140 -135 -130 -125 -120
1540.0 1545.0 1550.0 1555.0 1560.0 1565.0
WaveLength(nm)
FiberDispersionParameter(ps/km/nm)
(b)色散補償光纖色散
圖3-1 傳輸光纖與補償光纖色散光譜
IDCF :前置色散補償光纖 PDCF :後置色散補償光纖
圖3-2 系統傳輸架構圖
--■-- 為有拉曼串音效應無放大器補償的情形 --●-- 為無拉曼串音效應無放大器補償的情形 --▲-- 為無拉曼串音效應有放大器補償的情形
--◆-- 為有拉曼串音效應有放大器補償的情形
圖4-1 拉曼串音造成的影響
圖4-2(a) 有拉曼非線性效應作用下的頻譜
圖4-2(b) 無拉曼非線性效應作用下的頻譜
圖4-2(c) 有拉曼非線性效應且有放大器補償的作用下之頻譜
--◆-- 為放大器動態增益補償的Q的最大值隨補償週期變化情形 --■-- 為放大器靜態增益補償的Q的平均值隨補償週期變化情形 --▲-- 為放大器靜態增益補償的Q的最小值隨補償週期變化情形
-◇- 為放大器動態增益補償的Q的最大值隨補償週期變化情形
-□- 為放大器靜態增益補償的Q的平均值隨補償週期變化情形
-△- 為放大器靜態增益補償的Q的最小值隨補償週期變化情形
圖4-3 Q 値的變動範圍情形
--◆-- 為放大器動態增益補償的Q値變化率情形 --■-- 為放大器靜態增益補償的Q値變化率情形
圖4-4 Q值的變化率
圖4-5 考慮放大器增益擾動的增益頻譜圖
--■-- 為已加入增益擾動值的Q的最大值隨補償週期變化情形 --◆-- 為已加入增益擾動值的Q的平均值隨補償週期變化情形 --▲-- 為已加入增益擾動值的Q的最小值隨補償週期變化情形
-□- 為未加入增益擾動值的Q的最大值隨補償週期變化情形
-◇- 為未加入增益擾動值的Q的平均值隨補償週期變化情形
-△- 為未加入增益擾動值的Q的最小值隨補償週期變化情形
圖4-6 加入增益擾動值後,各波道的Q 値改變情形
--■-- 為已加入增益擾動值的Q的變化率隨補償週期變化情形 --◆-- 為未加入增益擾動值的Q的變化率隨補償週期變化情形
圖 4-7 各種補償方法下 Q 値的變化率
圖5-1 1500公里補償情形時的光功率頻譜圖
-▲- 為原始的光放大器增益值曲線 -■- 為近似的光放大器增益值曲線
圖5-2 放大器增益頻譜
圖5-3 Q 値頻譜。
-■- 原始增益值
-□- 將短波長波道和長波長波道的增益值增加和減少20%
-◇- 將短波長波道和長波長波道的增益值增加和減少30%
-△- 將短波長波道和長波長波道的增益值增加和減少45%
-○- 將短波長波道和長波長波道的增益值增加和減少60%
圖5-4 光放大器增益曲線斜率的改變曲線圖
-■- 原始增益值所獲得Q値對各波道作圖
-◆- 將短波道和長波道的增益值增加和減少20%所得之Q値圖 -▲- 將短波道和長波道的增益值增加和減少30%所得之Q値圖 -□- 將短波道和長波道的增益值增加和減少45%所得之Q値圖
-◇- 將短波道和長波道的增益值增加和減少60%所得之Q値圖
圖5-5 光放大器增益曲線斜率的改變後,Q 値對波長做圖
圖 5-6 各種增益變動的情況下 Q 値變化率的改變
圖5-7 圖5-5中改變20%斜率情形的光功率頻譜圖
-■- 原始增益值
-□- 將短波長波道和長波長波道的增益值均增加20%
-◇- 將短波長波道和長波長波道的增益值均增加45%
-△- 將短波長波道和長波長波道的增益值均增加60%
圖5-8 放大器增益曲線斜率的改變曲線圖
-■- 原始增益值所獲得Q値對各波道作圖
-□- 將短波道和長波道的增益值均增加20%所得之Q値圖 -◇- 將短波道和長波道的增益值均增加45%所得之Q値圖 -△- 將短波道和長波道的增益值均增加60%所得之Q値圖
圖 5-9 增益變動下各波道的 Q 値變化情形
-■- 原始增益值
-□- 只將短波長波道的增益值增加20%
圖5-10 放大器增益曲線斜率的改變曲線圖
-■- 原始增益值所獲得Q値對各波道作圖
-□- 將短波長波道的增益值增加20%所得之Q値圖
圖 5-11 增益變動下各波道的 Q 値變化情形
圖5-12 圖5-11的光功率頻譜圖
圖6-1 各種改善方法之Q値對波道圖
Qmax Qaverage Qmin Qvariation NRNC 6.4545 6.0438 5.6708 12.96%
NRWC 6.5900 6.1485 5.6891 14.65%
WRNC 6.5863 5.2392 4.0228 48.92%
Dynamic 6.6220 6.0888 5.4950 18.52%
Static 6.6193 6.1065 5.5719 17.15%
Perturbation 6.6852 6.0330 5.5499 18.81%
Fixed 6.5167 6.0923 5.7001 13.40%
Variation 6.6266 6.1311 5.6451 16.00%
表6-1 各種改善拉曼串音補償方法之結果比較